JP2009005447A - 電力変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】多レベルの出力が可能な電力変換回路で使用する素子数を最小限にして小型化,低コスト化を可能とする。
【解決手段】例えば、18in1モジュール2Aと、従来の2レベルインバータ回路に使用されている6in1モジュール2Bの2台を隣り合わせに設置し、モジュール2Aでは出力端子T1,T2,T3とコンデンサまたは電池1A〜1Dの中間電位端子A,B,Cとを結線する一方、出力端子T4,T5,T6と、モジュール2Bの出力端子T7,T8,T9とを結線し、負荷(モータ)4に結線して構成する。これにより、Vp,Va,Vb,Vc,Vnの5レベルの電圧出力を可能とする。
【選択図】図1
【解決手段】例えば、18in1モジュール2Aと、従来の2レベルインバータ回路に使用されている6in1モジュール2Bの2台を隣り合わせに設置し、モジュール2Aでは出力端子T1,T2,T3とコンデンサまたは電池1A〜1Dの中間電位端子A,B,Cとを結線する一方、出力端子T4,T5,T6と、モジュール2Bの出力端子T7,T8,T9とを結線し、負荷(モータ)4に結線して構成する。これにより、Vp,Va,Vb,Vc,Vnの5レベルの電圧出力を可能とする。
【選択図】図1
Description
この発明は、多レベルの出力が可能な電力変換器主回路に関する。
図7は多レベルの出力が可能な電力変換器主回路の中、5レベルの例(1相分)を示すもので、例えば特許文献1に開示されている。1A〜1Dが直流電源を構成する大容量のコンデンサまたは電池で、4直列構成の場合である。なお、コンデンサの場合は、図示されない直流電源回路、または交流電源回路と整流回路が外部に設けられるのが一般的である。5A〜5Iが半導体スイッチ素子としてのIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)と、逆並列接続されたダイオードとを8直列接続した回路、D1〜D12がクランプ用ダイオードで、直列接続したコンデンサ1A〜1Dの各接続点の電位Va,Vb,Vcにクランプすることを目的に接続されている。Toは交流出力点で、モータなどの負荷に接続される。
上記構成により、交流出力点ToにはIGBT5A〜5Hのオン・オフ状態によって、Vp,Va,Vb,VcおよびVnの5レベルの電位を出力することが可能である。また、図7の回路を3並列接続することによって、3相出力が可能となる。このような回路により、図8のような一般的な2レベルのインバータ回路2Bと比較して、高調波成分の少ない交流出力を得ることが可能となる。
この様子を示すのが図9で、同(a)は5レベル回路の出力電圧波形例、同(b)は2レベル回路の出力電圧波形例を示す。また、1回のスイッチングによる電位変動幅も、2レベル回路と比較して1/4になる。その結果、ノイズや高調波による外部環境への影響が低減され、フィルタ回路の小型化が可能になるだけでなく、高サージ電圧による絶縁破壊の問題も解消される。
図7で、交流出力点ToにVpの電位を出力しようとすると、IGBT5A,5B,5Cおよび5Dを導通させる必要がある。すなわち、電流としてはIGBT5A,5B,5Cおよび5Dの全てを流れることになるため、各IGBTの飽和電圧Vce分(約2V×4)が電圧降下として生じる。その結果、変換器部の発生損失が大きくなり、交流出力電圧の低下という問題が生じる。
また、素子数も図7に示す1相分で28素子、3相分では84素子となって、図8の2レベル回路に対して大幅増加となり、変換器部のコストアップや大型化の原因となる。また、図7に示す回路を容易に構成し得る汎用的なモジュールが存在しないことも、コストアップや大型化の要因となる。
したがって、この発明の課題は、電力変換回路で使用する素子数を最小限にして小型化,低コスト化を図ることにある。
したがって、この発明の課題は、電力変換回路で使用する素子数を最小限にして小型化,低コスト化を図ることにある。
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、直流から交流、または交流から直流に変換する電力変換回路において、
多数直列接続されたコンデンサまたは電池からなる直流部と、双方向型半導体スイッチ素子を9回路内蔵した電力用半導体モジュール1台と、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして6回路分内蔵した電力用半導体モジュール1台か、または、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして2回路分内蔵した電力用半導体モジュール3台を有し、前記双方向型半導体スイッチ素子を内蔵した電力用半導体モジュールの6出力端子のうち、3出力を前記直列接続されたコンデンサ同士または電池同士の各接続点に、残りの3出力を前記半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードの6回路分を内蔵した電力用半導体モジュールの3相各相の交流出力端子に接続したことを特徴とする。
多数直列接続されたコンデンサまたは電池からなる直流部と、双方向型半導体スイッチ素子を9回路内蔵した電力用半導体モジュール1台と、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして6回路分内蔵した電力用半導体モジュール1台か、または、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして2回路分内蔵した電力用半導体モジュール3台を有し、前記双方向型半導体スイッチ素子を内蔵した電力用半導体モジュールの6出力端子のうち、3出力を前記直列接続されたコンデンサ同士または電池同士の各接続点に、残りの3出力を前記半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードの6回路分を内蔵した電力用半導体モジュールの3相各相の交流出力端子に接続したことを特徴とする。
上記請求項1の発明においては、前記双方向型半導体スイッチ素子が9回路内蔵された電力用半導体モジュールをN(正の整数)台用い、(3N+2)レベルの交流電圧を出力可能とすることができ(請求項2の発明)、これら請求項1または2の発明においては、前記双方向型半導体スイッチ素子が9回路内蔵された電力用半導体モジュールのスイッチ素子の中で、前記コンデンサまたは電池に接続される3つの出力端子のうち、1つまたは2つの出力端子に接続されているスイッチ素子3つを動作させないことで、任意のレベルの交流電圧を出力可能にすることができる(請求項3の発明)。
すなわち、この発明は、小型・高効率・低コスト化を目的に、例えば特開2002−247862号公報に記載されている3レベルの電力変換回路、例えば文献(IEEE TRANSACTION ON POWER ELECTRONICS,VOL.21,NO.5,SEP.2006,p1311~1319)に記載されている5レベルの電力変換回路、さらに、例えば特開2004−274906号公報に記載されている3相交流から直接3相交流に電力変換する回路(マトリックスコンバータとも呼ばれる)用として汎用的に入手できる、図5(b)に示すような双方向型スイッチ3(逆耐圧を有するIGBT31,32を、図5(c)のように逆並列接続したもの)を内蔵した、例えば図6に示すような半導体スイッチ素子モジュール2A(18in1モジュール)を用いることにより、直流と交流の相互の変換が可能な多レベル(3N+2:Nは正の整数)電力変換回路を容易に構成可能とするものである。
つまり、図6に示す18in1モジュール2Aと、図8に示すような従来の2レベルインバータ回路に使用されている6in1モジュール2Bの2台にて5レベル、また、複数の18in1モジュール2Aと、1台の6in1モジュール2Bにより、(3N+2)レベルの交流出力が可能な電力変換回路が容易に構成可能であるため、配線の省力化,小型高信頼のシステムが構築可能となる。
この発明によれば、半導体スイッチ素子モジュールを最小限使用することで、任意のレベルの交流出力が可能な電力変換回路を容易に構成することができ、その結果、変換回路の小型化,低コスト化が可能となる。
図1はこの発明の実施の形態を示す回路図である。同図からも明らかなように、モジュール2Aとモジュール2Bを隣り合わせに設置した例である。モジュール2Aでは出力端子T1,T2,T3とコンデンサの中間電位端子A,B,Cとを結線する。また、出力端子T4,T5,T6と、モジュール2Bの出力端子T7,T8,T9とを結線し、負荷(モータ)4に結線して構成される。なお、モジュール2Bに、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして、6回路分内蔵した電力用半導体モジュールを用いているが、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして、2回路分内蔵した電力用半導体モジュール3台で構成するようにしても良いのは勿論である。
以上の結線により、出力端子P,U(T4,T7),V(T5,T8),W(T6,T9),Nには、図7と同様にVp,Va,Vb,Vc,Vnの各電位が出力可能となる。例えば、U相にVaを、V相にVbを、W相にVcを出力する場合は、スイッチ3A,3E,3Iをオンさせれば良いことになる。
図2に図1を実現する機器構成図を示す。図示のようにモジュール2A,2Bおよびコンデンサ1A〜1Dを横並びに配置するだけで、短い配線で容易に実現可能である。
図2に図1を実現する機器構成図を示す。図示のようにモジュール2A,2Bおよびコンデンサ1A〜1Dを横並びに配置するだけで、短い配線で容易に実現可能である。
図3にこの発明の別の実施の形態を示す。これは、モジュール2Bの出力端子T7,T8,T9に対し、モジュール2A,2Cの出力端子T4a,T4cとT5a,T5cとT6a,T6cを接続したものである。また、モジュール2A,2Cのもう一方の出力端子T1a,T2a,T3a,T1c,T2c,T3cは、7直列接続されたコンデンサ1A〜1Gの各接続点に接続されている。これにより、出力端子T7,T8,T9には、各コンデンサの接続点の電位を出力することが可能になるため、8レベルの電力変換回路が実現できる。同様に、モジュール2AをN(正の整数)台、モジュール2Bを1台、コンデンサを3N+1台直列接続することで、一般的には3N+2レベルの電力変換回路を構成することができる。
図4にこの発明のさらに別の実施の形態を示す。
図1は2台のモジュールによる5レベルの回路例であるが、モジュール2Aの中で例えばVc電位に接続される双方向型スイッチ3つ(3g,3H,3I)を動作させず、その出力端子T3を開放し、コンデンサも3直列とすることで、4レベルとすることも可能で、同様に図3の構成で6レベル,7レベルのものなど、動作させないスイッチを設けることで、任煮のレベルの電力変換回路を構成することができる。
また、双方向型スイッチとしては、逆耐圧がないスイッチ素子とダイオードの直列回路を、逆並列に接続したものを用いることも可能である。
図1は2台のモジュールによる5レベルの回路例であるが、モジュール2Aの中で例えばVc電位に接続される双方向型スイッチ3つ(3g,3H,3I)を動作させず、その出力端子T3を開放し、コンデンサも3直列とすることで、4レベルとすることも可能で、同様に図3の構成で6レベル,7レベルのものなど、動作させないスイッチを設けることで、任煮のレベルの電力変換回路を構成することができる。
また、双方向型スイッチとしては、逆耐圧がないスイッチ素子とダイオードの直列回路を、逆並列に接続したものを用いることも可能である。
1…コンデンサまたは電池(直流部)、2A,2B,2C…半導体モジュール、3,3A〜3I…双方向型半導体スイッチ素子、4…負荷(モータ)、5A〜5H…スイッチ素子(IGBT)、T1〜T9,T1a〜T6a,T1c〜T6c…出力端子、D1〜D12…ダイオード、To…交流出力点。
Claims (3)
- 直流から交流、または交流から直流に変換する電力変換回路において、
多数直列接続されたコンデンサまたは電池からなる直流部と、双方向型半導体スイッチ素子を9回路内蔵した電力用半導体モジュール1台と、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして6回路分内蔵した電力用半導体モジュール1台か、または、半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードを1アームとして2回路分内蔵した電力用半導体モジュール3台を有し、前記双方向型半導体スイッチ素子を内蔵した電力用半導体モジュールの6出力端子のうち、3出力を前記直列接続されたコンデンサ同士または電池同士の各接続点に、残りの3出力を前記半導体スイッチ素子と逆並列接続されたダイオードの6回路分を内蔵した電力用半導体モジュールの3相各相の交流出力端子に接続したことを特徴とする電力変換器主回路。 - 前記双方向型半導体スイッチ素子が9回路内蔵された電力用半導体モジュールをN(正の整数)台用い、(3N+2)レベルの交流電圧を出力可能とすることを特徴とする請求項1に記載の電力変換器主回路。
- 前記双方向型半導体スイッチ素子が9回路内蔵された電力用半導体モジュールのスイッチ素子の中で、前記コンデンサまたは電池に接続される3つの出力端子のうち、1つまたは2つの出力端子に接続されているスイッチ素子3つを動作させないことで、任意のレベルの交流電圧を出力可能にすることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換器主回路。
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JP2007162311A JP2009005447A (ja) | 2007-06-20 | 2007-06-20 | 電力変換回路 |
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CN103891125A (zh) * | 2011-10-18 | 2014-06-25 | 罗伯特·博世有限公司 | 一种用于异步电机的逆变单元 |
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2007
- 2007-06-20 JP JP2007162311A patent/JP2009005447A/ja active Pending
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