JP2008524564A - 導波管に電流パルスを発生するための回路および方法 - Google Patents

Abstract

導波管（１６０）に電流パルスを発生するための導波管駆動回路（１００）は、直流電圧を供給するための電圧源（１４０）と、その第１の端子（１２２）が電圧源（１４０）の第１の端子に接続されるチョークコイル（１１０）と、その第１の端子がチョークコイル（１１０）の第２の端子（１１４）に接続され、さらにその第２の端子が電圧源（１４０）の第２の端子に接続される第１のスイッチ（１２０）と、第１の導波管端部（１６２）におけるその第１の端子（ＰＩＮ）が第１のスイッチ（１２０）の第１の端子に接続され、さらに第１の導波管端部（１６２）におけるその第２の端子（ＮＩＮ）が電圧源（１４０）の第２の端子に接続される導波管（１６０）と、第１の導波管端部（１６２）における導波管（１６０）の端子（ＰＩＮ、ＮＩＮ）で電流パルスを発生するために、第１のスイッチ（１２０）を開閉するように実装される制御手段とを備える。導波管に電流パルスを発生するための本発明の方法は、インダクタンス（１１０）に電流フローを準備するステップと、電流フローを導波管（１６０）に送るステップとを備える。本発明の装置および本発明の方法は、利用可能な高い直流電圧を供給する電圧源を用いることなく、導波管に電流パルスを印加する利点を生じる。さらに、本発明のアセンブリは、従来の回路と比べて、低減されたエネルギー消費で、導波管駆動回路を実現することを可能にする。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般に、導波管に電流パルスを発生するための導波管駆動回路に関し、さらに、そのような電流パルスを発生するための方法に関し、特に、磁気歪位置測定のための装置に適用される、導波管に電流パルスを発生するための導波管駆動回路および方法に関する。

所定の電流振幅で可能な限り急峻なエッジを有する電流パルスを導波管に印加することは、多くの用途で望ましい。これは、たとえば、磁気歪位置測定に有用である。この位置測定の方法では、接線方向に予め磁化されたワイヤまたは接線方向に予め磁化されたパイプが、軸方向に磁化された位置センサによって磁気歪を介して機械的にバイアスされる。ワイヤを通してまたはパイプを通して送られる電気的な電流パルスによって、ワイヤまたはパイプに沿って伝搬される音波が、磁気位置センサの位置でトリガされる。この機械的な波は、波面の位置で接線方向の要素磁石を偏向し、音波とともに伝搬される磁気波をワイヤおよび／またはパイプに沿って生じる。磁気波は、アセンブリの端部に到着するときに、コイルを用いて検出される。初期電流をワイヤおよび／またはパイプに印加してから磁気波をコイルで検出するまでの時間は、従来技術システムにおいて数μｍの位置に決定することができるセンサ磁石の位置の非常に正確な測定となる。

磁気歪位置測定における課題の１つは、用いられる導波管に、すなわち接線方向に予め磁化されたワイヤおよび／または予め磁化されたパイプに、急峻なエッジの電流インパルスを印加することである。従来技術の解決策として、ＭＯＳトランジスタを用いて別々に実現される電流源において、電流源は、オンおよびオフに切り替えることができ、電流を印加するために用いられている。この種の従来の回路アセンブリにおける供給電圧は、通常、５ボルトから４０ボルトの間にある。この種のアセンブリにおいて、電流がその最終値にどれだけ速く達するかは、切り替えられたトランジスタのゲートがどれだけ速く「オン」電圧に達するかによるだけでなく、測定距離の過渡的挙動にもよる。高速プロセスのための測定距離は、とりわけ、その導波管特性によって定められる。頻繁に用いられる１つまたは複数の導体の高い電気特性インピーダンスのために、小さい供給電圧については、電流は、約１アンペアから３アンペアの最終値に達するまでに非常に長い時間がかかる。５ボルトの供給電圧と用いられる導体のたとえば１００オームの造波抵抗とについては、理想的に急速にトランジスタをオンに切り替えた場合に、オンに切り替えた後の最初の瞬間において、５Ｖ／１００オーム＝５０ｍＡの電流を導体に印加することができる。そのとき、電気波は、最初は導体に沿って伝搬する必要がある。ラインおよび／または導体の終端において、高い電流フローを可能にする短絡回路がある。その波はそこで反射され、波の反射後、別の５０ｍＡの電流を導体の始まりまで印加することができる。その結果、電流は、ラインの長さおよび利用可能な供給電圧に基づいて時間とともに増加する。

対応する挙動は、短絡されたラインを、ラインの電気長が波長の１／４よりかなり短い高すぎない周波数に対するインダクタンスであると考慮することができるという観察に適合する。しかしながら、インダクタンスは、電流フローの増加を遅延する。

電流パルスのスルーレートの改善は、第１のステップにおいてすでに達成されるようにするために、電流パルスの完全な最終総量を可能にするより高い供給電圧を用いることによって達成することができる。２２０オームの特性インピーダンスおよび１アンペアの電流最終値については、２２０ボルトの供給電圧が必要である。この電圧は、残りの電子機器にある供給電圧に加えて発生されなければならない。これは、領域消費を増加しさらに相当な追加コストを生じる構成部品のための費用をかなり増加することを意味する。

図７は、従来技術による電流パルスを導波管に印加するための回路アセンブリの回路図を示す。回路アセンブリの全体を８００で参照する。回路アセンブリ８００は、電圧源８１０、切替調整アセンブリ８１２、導波管８１４および導波管終端器８１６を含む。ここで導波管は、第１の導体ＬＴＲＡ１および第２の導体ＬＴＲＡを含む。第１の導体ＬＴＲＡ１は、導波管８１４の第１の端部８２０において、電圧源８１０の正端子に接続される。導波管８１４の第２の導体ＬＴＲＡは、第１の端部８２０において切替調整回路８１２に接続される。導波管の第１の導体ＬＴＲＡ１および第２の導体ＬＴＲＡは、導波管終端器８１６を介して導波管８１４の第２の端部８３０において互いに接続される。ここで導波管終端器８１６は、抵抗器で形成される。切替調整回路８１２は、ドレイン−ソース間が導波管８１４の第２の導体ＬＴＲＡの端子ＮＩＮおよび基準電位ＧＮＤ間において抵抗器８４２に直列に接続されるエンハンスメントタイプのｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ８４０を含む。ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのドレイン−ソース間には、オフに切り替えた場合に大きな負のピーク電圧からトランジスタを保護する保護ダイオード８４４が並列に接続される。さらに、そのトランジスタのゲート端子は、パルス電圧源８４６によって駆動される。

従来技術による回路アセンブリ８００の構造説明に基づいて、それについて機能するモードを後述する。ここで初期状態は導波管８１４に電流のない状態であり、すなわち切替調整回路８１２は、十分に長い期間、オフに切り替えられ、および／または、ハイインピーダンス状態にされている。切替調整回路８１２が電圧源８４６による適切な駆動によってイネイブルにされている場合、すなわちｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタが導通状態に置かれている場合、対応する入力電流ＩＩＮに関するＵＩＮ＝ＺＷ＊ＩＩＮのコンテクスト中にある電圧ＵＩＮが、端子ＰＩＮおよびＮＩＮを介して導波管８１４の第１の端部８２０に印加される。ここでＺＷは、導波管８１４の特性インピーダンスである。電流ＩＩＮは、電圧源８４６によって決定されるｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ８４０のゲート電位に基づいて、切替調整回路８１２によって調整することができる。たとえば、電圧源８１０が２５０ボルトの電圧を有し、さらに導波管８１４の特性インピーダンスが２２０オームに等しい場合、１アンペアの電流ＩＩＮにおいて導波管の入力電圧ＵＩＮは、ＵＩＮ＝２２０ボルトになる。したがって、３０Ｖ＝２５０Ｖ−２２０Ｖの電圧が、切替調整回路８１２にわたってかかる。

上述のように、導波管が導波管終端器８１６によってインピーダンス補正方法で終端される場合、信号反射は、導波管８１４の第２の端部８３０で生じない。このように導波管８１４を通しての電流フローは、電流フローをオフに切り替えるまで、時間とは無関係にほぼ１アンペアであり、切替調整回路８１２が電流フローの安定した調整を実行すると考えられる。

電流フローは、電圧源８４６によってｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ８４４を適切に駆動する場合、遮断することもできる。適切なインピーダンスを有する伝送ライン８４０の終端のために、信号の反射がなく、導波管８１４は、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ８４４をオフに切り替えた後に電流のない１つの信号実行時となる。

従来の先行技術回路アセンブリ８００は、多くの不利な点を有する。通常の導波管インピーダンス（たとえば２２０オーム）および技術的に通常の電流（たとえば１アンペア）の場合、電圧源８１０は、非常に高い電圧（たとえば２５０ボルト）を有するようにしなければならない。これは、技術的に見て、電圧が従来のシステムにおいて直接利用できなく特別に発生しなければならなく、実現に相当のコストを伴うので、非常に好ましくない。さらに、従来の回路アセンブリは、導波管８１４の第２の端部８３０が抵抗器８１６で終端されるという点で、不利な点がある。準定常状態において、同じ電流が、導波管８１４を通過するように、終端抵抗器を通過する。これは、終端抵抗器８１６において相当な電力損失を発生する。これは、消失することが非常に困難であり、さらに、全体の測定アセンブリの電流消費が非常に増加するように、回路アセンブリの効率を極めて低下する。

本発明の目的は、高電圧を不要とする直流電圧源を用いることを可能にする、導波管に電流パルスを発生するための導波管駆動回路および方法を提供することである。

この目的は、請求項１に記載の導波管駆動回路および請求項１１に記載の導波管に電流パルスを発生するための方法によって達成される。

本発明は、導波管に電流パルスを発生するための導波管駆動回路であって、直流電圧を供給するための電圧源と、その第１の端子が電圧源の第１の端子に接続されるチョークコイルと、その第１の端子がチョークコイルの第２の端子に接続され、さらにその第２の端子が電圧源の第２の端子に接続される第１のスイッチと、第１の導波管端部におけるその第１の端子が第１のスイッチの第１の端子に接続され、さらに第１の導波管端部におけるその第２の端子が電圧源の第２の端子に接続される導波管と、第１の導波管端部における端子で電流パルスを発生するために第１のスイッチを開閉するように実装される制御手段とを備える、導波管駆動回路を提供する。

さらに、本発明は、インダクタンスの端子に接続される導波管に電流パルスを発生するための方法であって、その方法は、インダクタンスに電流フローを準備するステップと、電流フローを導波管に送るステップ（７１０）とを備える、方法を提供する。

本発明の中心思想は、低電圧の電圧源を用いてインダクタンスに電流フローを発生し、スイッチ状態を変えることによって、電流フローを導波管に印加するためにインダクタンスを備える利点があるということである。ここで、電流フローの急変を防止するインダクタンスの基本的な物理的特性が用いられる。スイッチがオンに切り替えられた時点で、インダクタンスに接続される導波管の入力ポートにおいて、電圧および電流の間のコンテクストが特性インピーダンスを介して決定される一方で、導波管の入力において、切り替え前にインダクタンスを通して流れる電流に等しい必要な電流を印加するために、十分に高い電圧がインダクタンスにわたって形成される。このように、本発明の導波管駆動回路では、高い直流電圧を供給する必要がない。しかしながら、所望の電流を導波管入力に印加するために必要な電圧と少なくとも同じ程度である直流電圧が、通常、従来の回路において供給されている。本発明の導波管駆動回路および／または導波管に電流パルスを発生するための本発明の方法を用いる場合、高い出力電圧を有する直流電圧源を実現するためにコストがかからない。このように、構成部品を節約することができ、導波管駆動回路の準備サイズおよびコストを従来の回路と比較して低減することができる。

本発明の回路の他の利点は、第１のスイッチが導通状態からハイインピーダンス状態に置かれる切り替え時点において、導波管に印加される電流が、切り替え前に直接インダクタンスを通して流れている電流に等しいということである。このように切り替え時点および切り替え時点の直後に導波管に印加される電流は明確である。このように切り替え時点における電流は、インダクタンスを通しての前の電流だけで決定され、通常避けられない設定時間を有するいかなる電流調整回路と無関係である。しかしながら、電流の変化に反対に作用して変化を防止することは、インダクタンスの特徴である。本発明の実現において電流の急峻なエッジは、第１のスイッチを開くときに生じる寄生効果によって制限される。対照的に従来の実現では、トランジスタがオンに切り替えられる電流調整回路は、電流フローを導波管に印加する役割を果たす。そのような従来の回路では、特に大きな電流がオンに切り替えられなければならない場合、正確なエッジを達成することにはかなり大きな問題を有する。

好適な実施の形態では、導波管は、磁気歪位置測定のためのアセンブリの一部分である。特にそのような用途では、低い供給電圧が利用可能であり、本発明の導波管駆動回路および／または本発明の方法を用いることは、特別な利点がある。大きい電流の強さおよび非常に急峻なエッジを有する電流パルスを印加するため、磁気歪位置測定手段は、かなり改善することができると同時に、回路コストを低減することができる。

他の好適な実施の形態では、導波管駆動回路は、第２の導波管端部における第１の端子と第２の導波管端部における第２の端子とに接続される導波管終端器を含み、導波管終端器は、終端抵抗器および終端インダクタンスの並列回路によって形成される。そのような導波管終端器は、その抵抗特性によって第２の導波管端部において反射を減衰する一方で、直流電流が終端インダクタンスを通して短絡される。終端抵抗器が導波管の特性インピーダンスに整合される場合、特に有利な挙動が得られる。導波管終端器のそのような本発明の設計によって、有利な方法で反射を大きく減衰することができる一方で、直流電流部分について、終端インダクタンスの寄生抵抗によって極めて小さい損失だけとなる。しかしながら、インダクタンスを備えていない従来の回路では、直流電流が終端抵抗器を通して流れ、結果として相当な程度で電力が浪費される。したがって、本発明の導波管終端器は、効率における改善と電力損失の低減とを伴い、熱的問題と同様に回路アセンブリ全体の電流消費を低減する。

他の好適な実施の形態では、導波管終端器の終端インダクタンスはダイオードに並列に接続され、そのダイオードは、導波管端部における電流フローが遮断されるスイッチオフプロセスにおいて、終端インダクタンスによって供給される電流を取り込むように実装される。導波管終端器のそのような実施の形態は、スイッチオフプロセスにおいて、電流が終端インダクタンスから第２の導波管端部に送られることを防止する。むしろ、この場合、終端ダイオードは、終端インダクタンスによって供給される電流がダイオードを通して流れて導波管に流れないように、終端インダクタンスを短絡する。したがって、終端ダイオードは、導波管における電流フローを急速にオフに切り替えることを可能にする。

本発明の他の好適な実施の形態では、第１のスイッチは、制御手段によって供給される第１の駆動電圧に基づいて電流フローを調整しまたは遮断するように実装される第１の切替型電流調整回路の一部分である。切替型電流調整回路の一部分としての第１のスイッチの実施態様は、電流調整回路が十分な時間、アクティブであることが確かである限り、電圧源によって供給される電圧の大きさと、インダクタンスの大きさと、インダクタンスを通しての電流フローを準備するために利用可能な時間とに無関係である明確な電流フローを、第１のインダクタンスに発生することを可能にする。したがって、上述の設計は、インダクタンスを通しての電流フローが電圧とインダクタンスと時間との上述の３つのパラメータの関数である本発明の基本回路を改善する。このように電流フローの正確でかつ調整された設定は、他の重要な利点を本発明の導波管駆動回路に加える。

他の実施の形態では、本発明の導波管駆動回路が、第１の導波管端部における導波管の第２の端子を第２の切替型電流調整回路を介して電圧源の第２の端子に接続することによって改善され、第２の切替型電流調整回路は、制御手段によって供給される第２の駆動電圧に基づいて電流フローを調整しまたは遮断するように実装される。第１の導波管端部における導波管の２つの端子にわたる電圧が十分に低い値に達するとすぐに、電流フローを調整することは、第２の電流調整回路のタスクである。この低電圧値に達するまでの時間は、導波管の実行時遅延および第２の導波管端部における配線による。このように第２の切替型電流調整回路は、導波管を通しての電流フローをより長い期間にわたってほぼ一定量に維持することを可能にする。さらに、第２の切替型電流調整回路は、好ましくは導波管を通しての電流フローをオフに切り替えるために用いることができる。

それは別として、チョークコイルの第１の端子が第２のスイッチを介して電圧源の第１の端子に接続され、第２のスイッチは、電圧源からのエネルギーの供給が必要とされない場合に、電圧源からチョークコイルを切り離すように実装されることが好ましい。その磁場における十分な量のエネルギーをさらに保存する場合、エネルギーがチョークコイルに供給されるのを防止することは、これらの手段によって可能である。したがって、電圧源の負荷および回路の全体の電流消費は低減される。さらに、電圧源およびチョークコイル間に第２のスイッチを挿入することは、チョークコイルが基本的にそのエネルギーを保つ動作状態を許容することを可能にする。

本発明の好適な実施の形態は、チョークコイルの第１の端子と電圧源の第２の端子との間にフリーホイーリングダイオードとして接続されるダイオードを含む。そのようなフリーホイーリングダイオードは、実際の電圧源の入力に結果として電圧源を破壊する負電圧が供給されるのを防止する。

チョークコイルの第２の端子と電圧源の第２の端子との間に接続される第３のスイッチに関して、第３のスイッチが閉じる場合、回路は、フリーホイーリングダイオード、チョークコイルおよび第３のスイッチを含んで閉じることができる。小さい電圧が第３のスイッチおよびフリーホイーリングダイオードにわたってかかる場合、チョークコイルを通しての電流フローおよびそれに保存される磁場エネルギーは、損失を除いて、一定量に保つことができる。したがって、導波管を通しての電流フローが必要でない場合であっても、エネルギーは、保つことができ、チョークコイルに保存することができ、必ずしも浪費されることがない。第３のスイッチを用いることは、好ましくはそれにわたって非常に低電圧がかかるようにそれが実装されるので利点がある。このように、第３のスイッチは、それに並列に接続される、その設計により等しい電流フローでより大きい損失とより大きい電圧降下とを典型的に含む調整回路としての第１の切替型電流調整回路と異なる。

最後に、第１、第２または第３のスイッチを半導体スイッチとして実施することは、これが小さいセットアップ体積および長い寿命を有する安価な実施態様を許容するので好ましい。

本発明の好適な実施の形態が添付図面を参照して以下に詳細に説明されるが、これらの図面としては：
図１は、本発明の第１の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図であり、
図２は、本発明の第２の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図であり、
図３は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図であり、
図４は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路における電流維持サイクルのない動作のためのスイッチングフォームの時間説明図であり、
図５は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路における電流維持サイクルを含む動作のためのスイッチングフォームの時間説明図であり、
図６は、本発明の実施の形態による本発明の方法のフローチャートであり、
図７は、従来技術による導波管に電流パルスを印加するための回路アセンブリの回路図である。

図１は、本発明の第１の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図を示す。導波管駆動回路の全体を１００で参照する。駆動回路の中心は、第１の端子１１２および第２の端子１１４を備えるインダクタンス１１０である。インダクタンス１１０の第２の端子１１４は、第１の切替型電流調整回路１２０を介して基準電位ＧＮＤに接続される。ここで第１の切替型電流調整回路は、調整トランジスタおよび第１のスイッチとして同時に働くｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２を含む。チョークコイルインダクタンス１１０の第１の端子１１２は、第２のスイッチ１３０を介して電圧源１４０の正端子に接続される。電圧源１４０の負端子は、基準電位ＧＮＤに接続される。さらに、チョークコイル１１０の第１の端子１１２は、フリーホイーリングダイオード１５０を介して基準電位に接続され、フリーホイーリングダイオード１５０のアノードは基準電位ＧＮＤに接続され、そのカソードはチョークコイル１１０の第１の端子１１２に接続される。さらに、導波管駆動回路１００は導波管１６０を含む。それは、その第１の導波管端部１６２において、チョークコイル１１０の第２の端子１１４に接続される第１の端子ＰＩＮを有する。第１の導波管端部１６２における導波管１６０の第２の端子ＮＩＮは、基準電位ＧＮＤに接続される。導波管１６０の第２の導波管端部１６４における端子ＰＯＵＴおよびＮＯＵＴは、導波管終端器１７０に接続される。

次に、導波管駆動回路１００の個々の構成部品を、最後に回路全体の機能するモードについて述べる前に、より詳細に述べる。

その調整間がチョークコイル１１０の第２の端子１１４と基準電位ＧＮＤとの間に接続される第１の切替型電流調整回路１２０は、調整される電流をそのドレイン−ソース間を通して流すｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２を含む。ドレイン電流が定められるシャント抵抗器１８０は、トランジスタ１２２のソース端子と基準電位ＧＮＤとの間に接続される。さらに、逆接続の場合に破壊されることからトランジスタを保護することができる保護ダイオード１８２が、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２のドレイン−ソース間に並列に接続される。ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２のゲート端子は、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２を抵抗器１８０とともに定電流源として働かせる動作状態にでき、さらにｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを必要に応じてハイインピーダンス状態にできるように実装される電圧源１８４によって駆動される。

第２のスイッチ１３０は、そのドレイン−ソース間が電圧源１４０の正端子とチョークコイル１１０の第１の端子１１２との間に接続されるエンハンスメントタイプのｐ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１９０を含む。保護ダイオード１９２が、そのドレイン−ソース間に並列に接続される。ｐ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１９０のゲート電極は、電圧源１９４によって駆動され、それによって、ｐ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１９０のチャネルは、ハイインピーダンス状態またはローインピーダンス状態に任意にすることができる。

導波管１６０は、第１の導体ＬＴＲＡ１および第２の導体ＬＴＲＡを備える。第１の導体ＬＴＲＡ１は、第１の導波管端部において端子ＰＩＮに接続され、第２の導波管端部において端子ＰＯＵＴに接続される。第２の導体ＬＴＲＡは、対応して端子ＮＩＮおよび端子ＮＯＵＴに接続される。２つの導体は、好ましくは磁気歪位置測定のための装置の一部分である。ここで電気導体ＬＴＲＡ、ＬＴＲＡ１は、同軸配置に示される。しかしながら、実際には、そのような配置は、コスト理由のためにめったに用いられない。むしろ、導波管として２つの平行なワイヤを用いることが実際には好ましい。しかしながら、本発明は、導波管の正確な配置と無関係である。このように図に用いられる導波管の説明図は、磁気歪位置測定のために用いることができるいかなる導波管配置の代表である。

導波管終端器１７０は、終端インダクタンス２０２および終端ダイオード２０４が並列に接続される終端抵抗器２００を含む。好ましくは、終端抵抗器２００は、導波管１６０の特性インピーダンスＺＷに適合され、すなわち終端抵抗器２００の抵抗値は、特性インピーダンスＺＷに等しい。また、抵抗値と導波管の特性インピーダンスとの間の小さい違い、例示として導波管の特性インピーダンスに言及される約２０パーセントの小さい違いは、１つの実施の形態において許容できる。

構造説明に基づいて、本発明の導波管駆動回路１００について機能するモードをより詳細に後述する。問題解決への本発明のアプローチは、スイッチングレギュレータおよびスイッチング電力供給源の分野から公知の昇圧チョッパの原理に基づく。したがって、昇圧チョッパについて機能するモードについては、本発明の導波管駆動回路がどのように昇圧チョッパの機能原理に基づいて開発されるかを示すために、簡単に述べる。昇圧チョッパでは、電流は、低い供給電圧からより長い期間にわたってチョークコイルに準備されるか蓄積される。電流が所定の値に達した場合または所定の時間が経過した場合、このチョークコイルは、昇圧チョッパのコンデンサに切り替えられる。電流の急変を許容していないチョークコイルの自己インダクタンスのため、その時に流れている電流は、コンデンサに送り込まれる。最初は、これは、コンデンサがすでにそれに保存される充電によって有する電圧と無関係である。このように昇圧チョッパの原理は、たとえば電池のようなエネルギー源から利用可能な電圧より大きい電圧を発生するために頻繁に用いられる。

コンデンサは、コンデンサに接続される出力において可能な限り定電圧を得るために、昇圧チョッパに用いられる。しかしながら、電流パルスを導波管に印加する電流源の場合には、可能な限り定電流源が必要である。これは、チョークコイルによってだけ確実にされる。このように昇圧チョッパに用いられるコンデンサは、チョークコイルが電流源として用いられる場合に省略することができる。

速い電流パルスを導波管に供給するための本発明の導波管駆動回路では、電流は、昇圧チョッパにおけるように、チョークコイル１１０に最初に準備される。このように、第２のスイッチ１３０はローインピーダンス状態にあり、第１の切替型電流調整回路１２０はチョーク１１０を通して流れる電流に影響を与える。チョークコイル１１０を通しての十分な電流フローに達するかまたは所定の時間が経過した場合、チョークコイルは、本発明の回路において、供給される導波管ＬＴＲＡ１に切り替えられる。これは、第１の切替型電流調整回路１２０をハイインピーダンス状態に切り替えることによって達成される。導波管１６０の高い特性インピーダンスおよびチョークコイル１１０の自己インダクタンスによって、チョークコイルを通して流れる電流を導波管１６０に供給するために必要な高電圧が自動的に得られる。このように本発明の回路は、チョークコイルが、供給される導波管以外に、コンデンサに切り替えられないという点で、昇圧チョッパと異なる。

測定距離すなわち導波管１６０の電気的な終端器が導波管１６０の特徴に整合される場合、特に有利な切り替え動作が得られる。今までに公知の他のアセンブリにおいて用いられているように、導波管終端器としての短絡回路は、短絡回路が電流パルスおよび／または関係する電圧パルスをラインに反射し、望ましくない過渡的挙動を生じるので、不適当である。導波管終端器としての単純な終端抵抗器は、許容することができないさらなるエネルギー損失を起こすので、不適当である。一定の電流フローでは、抵抗器は、かなりの電力損失を発生してしまう。

このために、終端抵抗器２００、終端インダクタンス２０２および終端ダイオード２０４からなる並列回路を含む導波管終端器１７０は、本発明の導波管駆動回路に用いられる。一定またはほぼ一定の電流フローのエネルギー損失を避けるために、本発明の導波管終端器１７０では、終端インダクタンス２０２は、終端抵抗器２００に並列に接続される。波面が測定距離の終端すなわち導波管１６０の第２の導波管端部１６４に到着した後、チョークコイル１１０と比べて小さい終端インダクタンス２０２は、徐々に電流を送り、ひいては損失を最小化する。

導波管を通しての電流が再びオフに切り替えられる場合、終端抵抗器２００に並列に接続される終端インダクタンス２０２は、その自己誘導によって、最初は電流を維持しようとする。これは、ここでバイパスダイオードとして働き、終端インダクタンス２０２に並列に接続される終端ダイオード２０４によって、防止することができる。本発明の導波管終端器１７０を用いて、特にバイパスダイオードとしての終端ダイオード２０４を組み込むことによって、導波管が最大限に２つの実行時の後に基本的に電流のないことは、このように達成することができる。ここで実行時とは、導波管１６０を１回通過するために電気波にとって必要な時間のことである。

電流を発生しチョークコイル１１０に供給する電圧源１４０は、第２のスイッチ１３０を介してチョークコイル１１０から切り離すことができ、その一方で、チョークコイル１１０は、電流を導波管１６０に供給する。この間に、電流は、フリーホイーリングダイオードとして働くダイオード１５０を介して流れる。電圧源１４０をオフに切り替えおよび／または切り離すことは、電圧源１４０が、全体として、電流を短時間にわたって供給するので、より小さい電力を放出する結果となる。

図２は、本発明の第２の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図を示す。回路の全体を３００で参照する。本発明の第２の実施の形態による回路３００は本発明の第１の実施の形態による回路１００と比較して非常にわずかに異なるだけであるので、２つの回路の同じ手段については、同一の参照番号を与えて再び説明しない。むしろ、何が回路１００と比較した回路３００の進歩であるかについて述べる。

本発明の第２の実施の形態による導波管駆動回路３００において、導波管１６０の第１の導波管端部１６２における第２の端子ＮＩＮは、基準電位ＧＮＤに直接接続されずに、第２の切替型電流調整回路３１０を介して接続される。ここで第２の切替型電流調整回路３１０は、調整される電流をそのドレイン−ソース間を通して流すエンハンスメントタイプのｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０を含む。トランジスタが負のピーク電圧で破壊されることを防止する保護ダイオード３２２が、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０のドレイン−ソース間に並列に接続される。さらに、フィードバック抵抗器として、改善された調整特性を伴う抵抗器３２４が、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０のソース端子と基準電位ＧＮＤとの間に接続される。ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０のゲート端子は、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０を任意にそれが電流レギュレータの機能を取る動作状態にするように、または、それをハイインピーダンス状態に切り替えるように実装される電圧源３２６に接続される。ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０が電流レギュレータとして効果的である場合、供給される電流の量は、（基準電位ＧＮＤで参照される）そのゲート電位を介して調整することができる。もちろん、所望の電流のフローは、動作電圧および／または導波管インピーダンスによって実際に達成することもできると考えられる。

定常の動作状態においてさえ、導波管を通しての電流フローを目標値に保つことは、第２の切替型電流調整回路を用いることによって可能にされる。このように第２の電流調整回路３１０は、チョークコイル１１０を補う。チョークコイル１１０は、直流フォームを含み、第１の切替型電流調整回路１２０をイネイブルにした後、導波管１６０に流れている最後の電流を印加する。さらなる第２の切替型電流調整回路３１０がなければ、電流フローは、法則ｄｉ_L／ｄｔ＝（１／Ｌ）＊ｕ_Lにより連続的に減少する。端子ＰＩＮ、ＮＩＮを介して第１の導波管端部１６２に印加される高電圧、すなわち電圧源１４０の電圧より高電圧がある限り、チョークコイル１１０および導波管１６０を通しての電流フローは、連続的に減少する。減少する速度は、チョークコイル１１０にわたってかかる電圧の大きさに比例し、チョークコイル１１０のインダクタンス値に反比例する。チョークコイル１１０が十分に大きい場合、すなわちチョークコイルのインダクタンスが十分な場合、電流の減少は、十分に遅く、妨げられない。第１の導波管端部１６２における端子ＰＩＮ、ＮＩＮにわたってかかる電圧が電圧源１４０の電圧より小さいような範囲に減少されるとすぐに、第２の切替型電流調整回路３１０は、イネイブルになり、チョークコイル１１０にわたってかかる電圧に影響を与える。チョークコイル１１０にわたってかかる電圧に影響を与えることは、チョークコイルを通しての電流フローを制御することを可能にし、効率的な電流調整を達成することができる。したがって、導波管１６０を通しての電流フローを、いかなる時間においてもほぼ一定の値で実質的に維持することができる。電流調整において第２のスイッチ１３０を制御することを組み込むことは有益である。

図３は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図を示す。本発明の第３の実施の形態による導波管駆動回路は、その全体を４００で参照し、上述の導波管駆動回路１００および３００の進歩を表す。同様に、上述の手段は、再び説明せずに、導波管駆動回路１００および３００のように同一の参照番号によって参照する。

本発明の第３の実施の形態による導波管駆動回路４００は、本発明の第２の実施の形態による導波管駆動回路３００と比較して、チョークコイル１１０の第２の端子１１４と基準電位ＧＮＤとの間に接続される第３のスイッチ４１０で補われる。第３のスイッチ４１０は、そのドレイン−ソース間がチョークコイル１１０の第２の端子１１４と基準電位ＧＮＤとの間に接続されるエンハンスメントタイプのｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０を含む。保護ダイオード４２２が、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０のドレイン−ソース間に並列に接続される。さらに、第３のスイッチ４１０は、第１の切替型電流調整回路３２０とは対照的に、好ましくは主電流が流れる抵抗器を含まないことを指摘する。ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０のゲート端子は、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０のチャネルをハイインピーダンス状態またはローインピーダンス状態に任意にするように実装される切替型電圧源４２６によって駆動される。第３のスイッチ４１０のタスクは、チョークコイル１１０、ダイオード１５０および第３のスイッチ４１０によって形成される回路を、できるだけローインピーダンスですなわち最も少ない損失で閉じることである。導波管における２つの電流パルス間の中断が短い場合、チョークコイル１１０における電流は、中断時間の間、完全に再び準備する必要がない。むしろ、チョークコイル１１０を通しての電流が、中断の間、可能な限り最高レベルに保たれることは有利なことである。チョークコイルにおける電流ができるだけ長く保たれるために、チョークコイルにわたってかかる電圧降下ｕ_Lは、コンテクストｄｉ_L／ｄｔ＝（１／Ｌ）＊ｕ_Lから明白になるように、中断時間においてできるだけ小さくしなければならない。フリーホイーリングダイオード１５０がすでに約０．３ボルトから１．０ボルトの目立った電圧降下を引き起こすので、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２、保護ダイオード１８２および抵抗器１８０によって形成されるスイッチにわたってかかる電圧降下を回避することは利点がある。このために、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０および関係する保護ダイオード４２２からなるスイッチは、好ましくは導波管駆動回路３００に挿入することができる。この第３のスイッチは、関係する制御電圧源４２６とともに４１０で参照し、好ましくは数ミリボルトの低い電圧降下を引き起こす。

導波管１６０が本質的に電流のない中断時間の間にチョークコイル１１０を通しての電流フローを維持することは、特に、第１の切替型電流調整回路１２０よりも小さい損失の第３のスイッチ４１０を導入することは、回路４００によって必要とされる電力において相当な低減になり得る。このように、インダクタンスにおいて電流フローを維持する概念および必要な回路の低損失設計は、本発明の回路の電気的な効率を改善することに貢献する。

本発明の回路の実施の形態による本発明の導波管駆動回路４００の動作における時間フォームを、図４および図５を参照してより詳細に後述する。図４は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路４００における電流維持サイクルのない動作のためのスイッチングフォームの時間表現を示す。スイッチングフォームは、その全体を５１０で参照する。それらは、スイッチング素子のための対応する制御電圧および／またはＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２、１９０、３２０、４２０のためのゲート電位を供給する制御手段によって好ましくは制御される。このように、制御電圧源１８４、１９４、３２６、４２６は、図４および図５を参照して記載されているフォームを発生している制御手段の一部として考慮することができる。

第１の時間表現５２０は、スイッチングアセンブリ４００において、保護ダイオード１９２に関して、ｐ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１９０に対応するスイッチング素子Ｑ１のスイッチング状態を示す。言い換えると、第１の時間表現は、第２のスイッチ１３０のスイッチングフォームを示す。ここで、対応するスイッチ１３０および／またはスイッチングトランジスタ１９０が導通ステージまたは遮断ステージであることを示している。

同様に、第２の時間表現５３０は、Ｑ２で参照されるスイッチのスイッチング状態を示す。スイッチＱ２は、第１の切替型電流調整回路１２０におけるｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２に対応し、保護ダイオード１８２を含む。スイッチＱ２が遮断されている場合、第１の切替型電流調整回路１２０は、電流を供給しないおよび／またはごくわずかな電流しか供給しない。しかしながら、第１の切替型電流調整回路１２０は、電流フローを、導通しているスイッチング素子Ｑ２によって調整することを可能にする。Ｑ２の導通ステージのために調整された電流フローの量は、制御電圧源１８４によって供給される電圧による。

第３の時間表現５４０は、関係する保護ダイオード３２２に関して、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０に対応するスイッチング素子Ｑ３のスイッチング状態を表す。第３のスイッチング素子Ｑ３は、第２の切替型電流調整回路３１０の一部分である。スイッチング素子Ｑ３および／またはｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０が導通している場合、第２の切替型電流調整回路３１０は、制御電圧源３２６によって供給される電圧に基本的による量の電流を供給する。スイッチング素子Ｑ３および／またはｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０が遮断されている場合、非常に低電流だけが第２の切替型電流調整回路３１０を通って流れることができる。このように、第１の導波管端部１６２への電流フローは、遮断される。

第４の時間表現５５０は、本発明の第３の実施の形態による導波管回路４００において、保護ダイオード４２２と組み合わせて、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０によって形成されるスイッチング素子Ｑ５のスイッチング状態を示す。この時間表現はＱ５が導通していることを示す場合、これは、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０のチャネルがローインピーダンス状態にあることを意味するが、そうでなければ、それはハイインピーダンス状態にある。導通および遮断のそれぞれの状態は、制御電圧源４２６によって供給される電圧によって決定される。

時間表現５１０は、導波管駆動回路４００を作動するときに生じているスイッチング状態を示すが、可能な電流維持サイクルは、まだ考慮に入れられていない。５つの状態は、時間フォームに示すことができる。始動状態５６０において、回路アセンブリの全体がパワーレスである。すべてのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ５は、遮断状態にある。対応して、第１の切替型電流調整回路１２０および第２の切替型電流調整回路３１０は電流を供給せず、さらに、第２のスイッチ１３０および第３のスイッチ４１０は開いている。

始動状態の後に、スイッチオン状態５６４が続く。ここで、スイッチング素子Ｑ１だけが導通状態にある。対応して、導波管駆動回路４００における第２のスイッチ１３０が閉じている。しかしながら、電流は、他のスイッチおよび／または切替型電流調整回路１２０、３１０がまだディセイブルであるので、流れない。

スイッチオン状態５６４の後に、電流準備状態５６８が続く。ここで、第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２は、導通している。そのため、チョークコイル１１０は、第２のスイッチ１３０および第１の切替型電流調整回路１２０を介して電圧源１４０に接続される。第１の切替型電流調整回路１２０は、電流調整が実行される動作状態にある。電流は、電流準備状態においてチョークコイル１１０に準備され、第２のスイッチング素子Ｑ２（ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２、保護ダイオード１８２）および抵抗器１８０からなる第１の切替型電流調整回路１２０は、制御電圧源１８４の電圧に基づいて電流を調整する。

チョークコイルを通しての電流フローが所望の電流フローに達した場合、または、所定の期間が経過した場合、回路は、電流送り状態５７２に変わる。スイッチング素子Ｑ１が導通状態にあるままであり、すなわち、スイッチ１３０が閉じているのに対して、第２のスイッチング素子Ｑ２ひいては第１の切替型電流調整回路１２０は遮断状態にある。しかしながら、第２の切替型電流調整回路３１０は、電流送り状態５７２においてアクティブであり、すなわち調整される電流を引き起こすように駆動される。第５のスイッチング素子Ｑ５は、まだオフに切り替えられたままである。この動作状態において、チョークコイル１１０を通しての電流は、導波管１６０に送られる。回路は、第２のスイッチ１３０、導波管１６０、導波管終端器１７０、第２の電流調整回路３１０および電圧源１４０を介して閉じる。電流フローの調整は、第２の電流調整回路３１０を介して行われ、調整される電流フローの量は、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０の特性、抵抗器３２４および制御電圧源３２６によって供給される電圧によって確立される。理想的には、電流調整は、調整される電流が電流準備状態から電流送り状態までのスイッチング時間にチョークコイル１１０によって印加される電流に等しいように実施される。

スイッチオフの動作状態５７６において、第１のスイッチング素子Ｑ１は、最終的に遮断状態になり、それによって第２のスイッチ１３０は遮断される。第２の切替型電流調整回路３１０も、ディセイブルにされる。チョークコイル１１０を通しての電流フローは、第１の切替型電流調整回路１２０およびフリーホイーリングダイオード１５０を介して低減され、電流の量は、基本的にｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２、抵抗器１８０および制御電圧源１８４の電圧によって確立される。チョークコイル１１０に保存されるエネルギーは、それぞれのエレメントにおいて、すなわち特に、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１２２、抵抗器１８０およびダイオード１５０において電力損失を発生する。必要に応じて、スイッチング素子Ｑ５は、第３のスイッチ４１０が導通するように、導通状態にすることもできる。

さらに、電流準備状態５６８および電流送り状態５７２は、繰り返し矢印５８０によって示されているように、数回いっしょに繰り返すことができることを指摘する。このように、いくつかの電流パルスは、導波管１６０において発生することができ、その後に、インダクタンスにおける電流は、スイッチオフ状態５７６において低減される。本発明の導波管駆動回路４００の電気的な効率は、そのような手順によって増加する。

図５は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路４００における電流維持サイクルを含む動作のためのスイッチングフォームの時間表現を示す。この時間表現は、その全体を６１０で参照する。ここで示される時間フォームは、図４に示される時間フォームの続きを表すので、対応する時間フォームおよび状態は、図５において図４と同一の参照番号を与える。そのため、その繰り返し説明を省略する。

ここで示されるフローパターンにおいて、パワーレスな始動状態５６０、スイッチオン状態５６４、電流準備状態５６８および電流送り状態５７２は、図４に参照されて説明される時間フォームにおけるように、同じ方法および順序で実行されることを指摘する。フローパターンにおける電流送り状態５７２の後に、電流維持状態６２０が続く。この状態では、第１のスイッチング素子Ｑ１は、第２のスイッチ１３０が遮断されるように遮断される。このように、回路は、電圧源１４０から切り離される。第２の切替型電流調整回路３１０も非アクティブであり、その結果、第１の導波管端部１６２における電流フローは遮断される。しかしながら、第５のスイッチング素子Ｑ５は導通状態にある。言い換えると、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０はローインピーダンス状態にあり、このように第３のスイッチ４１０は閉じる。任意に、第２のスイッチング素子Ｑ２は、第１の切替型電流調整回路１２０が電流フローに貢献するように、導通状態にされてもよい。このように、回路は、チョークコイル１１０、第３のスイッチ４１０およびダイオード１５０を介して閉じ、さらに、場合によると第１の切替型電流調整回路１２０を介して閉じ、チョークコイル１１０の電流フローを基本的に維持することを可能にする。第３のスイッチ４１０および／またはｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０およびダイオード１５０において生じる損失は、好ましくは小さい。このように、チョークコイル１１０を通しての電流フローが基本的に維持されるだけでなく、エネルギーがチョークコイルに保存される。第３のスイッチ４１０およびダイオード１５０にわたってかかる電圧効果がより小さいほど、エネルギー損失はより小さい。

電流維持状態６２０の後に、基本的に電流送り状態５７２に対応する省エネルギー電流送り状態６３０が続く。しかしながら、省エネルギー電流送り状態６３０では、第２のスイッチ１３０は開かれている。このように、エネルギーは、電圧源１４０からとられない。むしろ、回路は、フリーホイーリングダイオード１５０を介して閉じられる。

いくつかの電流インパルスが導波管１６０に出力され、さらに、チョークコイル１１０が十分な量のエネルギーを保存するために実施される場合、電流維持状態６２０および省エネルギー電流送り状態６３０は、チョークコイル１１０が十分な量のエネルギーを含む限り、数回繰り返されてもよい。この可能な繰り返しは、繰り返し矢印６４０によって示される。チョークコイル１１０がもはや十分な量のエネルギーを有しないほど省エネルギー電流送り状態６３０が頻繁に繰り返された場合、時間フォームは電流準備状態５６８によって続けられる。用途に応じて、繰り返し矢印６５０によって示される時間フォームにおけるこの繰り返しは、一度または数回通過することができるか、または省略することができる。

明確さの理由で、繰り返し矢印５８０、６４０、６５０によって示される繰り返しが、一度または数回各々通過されてもよく、または、完全に省略されてもよいことを再び指摘する。

示される時間フォームは、電流が第３のスイッチまたは第１の切替型電流調整回路１２０を介して低減されるスイッチオフ状態６７０によって完了される。

導波管駆動回路４００の特に省エネルギー動作は、電圧源１４０に負荷をかけない電流維持状態６２０および省エネルギー電流送り状態６３０を導入することによって可能である。特に、スイッチング素子Ｑ５を含む低損失の第３のスイッチ４１０の存在は、エネルギーを節約するために貢献する。

図６は、本発明の実施の形態による導波管に電流パルスを供給するための本発明の方法のフローチャートを示す。カップリングコイルを通しての電流フローを導波管に送ることができるように導波管に接続されるチョークコイルのようなインダクタンスが利用可能であることは、本発明の方法を実行するために考えられる。さらに、インダクタンスにおいて電流フローを準備することが可能であると考えられる。さらに、インダクタンスを通しての電流フローを維持するための適切なアセンブリが存在すると考えられる。

第１のステップ７００において、導波管に電流パルスを発生するための本発明の方法に対応して、インダクタンスにおいて電流パルスが準備される。このために、インダクタンスは、たとえば、直流電圧源に接続されてもよい。電流フローを準備することは、前の期間が経過した場合またはインダクタンスを通しての電流フローが所定の値に達した場合に、好ましくは終了されてもよい。電流フローを準備することは、電流フローの調整を含んでもよい。さらに、電流フローの準備のために所望の電流フローを調節することに置き換えられることが可能であり、ステップの始めにおいて必要とされるよりもインダクタンスを通しての大きな電流フローがある場合に電流フローを低減することが可能である。

第２のステップ７１０において、第１のステップ７００で準備されたインダクタンスを通しての電流フローが導波管に送られる。これは、たとえばスイッチング手段を最適に調節することによって行われる。電流フローを送ることは、既存の回路を開くことおよび他の回路を閉じることを含んでもよい。このように電流フローを維持することのインダクタンスの特徴によって、第１のステップ７００で準備された電流フローは、導波管に印加される。インダクタンスの最適に大きな実施態様では、この場合における電流フローはゆっくり減少する。

他の任意のステップにおいて、電流フローは、所定の期間維持することができる。このステップは、導波管を通しての電流フローを調整することを含んでもよい。さらに、１またはいくつかのスイッチングプロセスが、たとえば他のインダクタンスをオンまたはオフに切り替えるために起きてもよい。

導波管を通しての電流フローが所定の期間維持された場合、プロセスを続ける異なる可能性がある。それは、繰り返されるインダクタンスに電流フローを準備する第１のステップ７００にとって可能である。インダクタンスに保存されるエネルギーがすでに大きく減少した場合であっても、導波管にさらなる電流パルスを発生することは、これによって可能である。電流フローを導波管に送ること７１０には、低損失方法でインダクタンスに電流フローを維持する第３のステップ７２０が続くことができる。導波管に電流フローを送った後に、ステップ７３０においてインダクタンスにおける電流フローを低減することも可能であり、その後、本発明の方法を終了する。

低損失方法でインダクタンスに電流フローを維持すること７２０は、たとえば、インダクタンスにわたってかかる電圧が十分にゼロに近く保たれることが確実にされる回路の手段によって回路を閉じることを含んでもよい。好適な実施の形態では、低損失方法でインダクタンスに電流フローを維持することは、インダクタンスをブリッジすることを含んでもよい。

他のステップ７１０において、低損失方法でインダクタンスに電流フローを維持すること７０２の後に、電流フローは、導波管に送ることができる。ステップ７３０において電流フローを低減することも可能である。

このステップ７３０は、たとえば、ソース（電源）にインダクタンスに保存されるエネルギーを戻すことを含む。このように低損失動作は、確実にされることができる。電流フローを低減することは、インダクタンスに保存されるエネルギーを消失することを含むこともできる。

図６のフローチャートに示すように、個々のステップまたはステップの組み合わせは、数回繰り返すことができる。しかしながら、その繰り返しは、必要ではない。さらに、電流フローが導波管に送られることが確実にされる限り、ステップの順序が変わってもよいことを指摘する。

このように、本発明は、適切なエネルギー保存装置の手段によってすでにある低い供給電圧から電流パルスを発生することが可能である回路アセンブリおよびその手段による方法を提供する。本発明の導波管駆動回路は、従来技術と比較して、多数の利点を含む。このように、電流パルスは小さい電圧源から発生することができ、それはより多くの複雑なシステムにおいて残りの電子機器のために少なくとも必要である。このように、数１００ボルトの電圧を有するさらなる（高い）電圧源は、電流パルスを発生するために必要でない。このように、電流パルスを供給することが可能な回路を実現するためのコストは、かなり削減される。たとえば、高価で大きさに関する限りでは大きなトランスは、省略することができる。

抵抗器、インダクタンスおよびフリーホイーリングダイオードの３つの並列エレメントで導波管の端部を終端することによって、終端抵抗器２００だけを用いた場合に可能であるよりも小さい電圧で所定の電流をインダクタンス２０２が伝導することができるので、アセンブリの電力損失がかなり低減される。さらに、終端インダクタンス２０２のためのフリーホイーリングダイオードとして働く終端ダイオード２０４は、導波管の電流を急速にオフにすることを可能にする。

シャント抵抗器１８０、３２４が省略される場合、チョークコイルにおける最終点で達する電流は、チョークコイル１１０における電流が準備される時間を経て制御することができる。しかしながら、これは、定められた電流がサイクルの初めにチョークコイル１１０において流れることが確実にされる場合、定められた方法で働くだけである。そのような設計によって、本発明の導波管駆動回路の回路コストおよび電力損失は、低減することができる。

電流パルスが、短時間、たとえば数マイクロ秒の間、導波管に供給される必要がある場合、保護ダイオード３２２、抵抗器３２４および制御電圧源３２６を含む、ｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ３２０からなる第２の切替型電流調整回路は、省略することもできる。この場合、チョークコイル１１０のみは、十分に安定した電流を供給する。そのような単純化された回路は、図１に示される。

さらに、本発明の回路は、スイッチング素子としてｎ−チャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ４２０を有する第３のスイッチ４１０によって電流が導波管にほとんど印加されない中断時間において、チョークコイル１１０にわったてかかる電圧降下を保つことにより改善することができる。このように、電力損失のさらなる低減を達成することができる。

このように、本発明の回路実現は、従来の回路と比較して電流を導波管に印加することをかなり改善することができる多くの特徴を示す。回路コストを低減することとは別に、特に必要な電圧源に関して、電力を低減することは、本発明の回路の実施態様の決定的な効果でもある。

図１は、本発明の第１の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図である。 図２は、本発明の第２の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図である。 図３は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路の回路図である。 図４は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路における電流維持サイクルのない動作のためのスイッチングフォームの時間説明図である。 図５は、本発明の第３の実施の形態による本発明の導波管駆動回路における電流維持サイクルを含む動作のためのスイッチングフォームの時間説明図である。 図６は、本発明の実施の形態による本発明の方法のフローチャートである。 図７は、従来技術による導波管に電流パルスを印加するための回路アセンブリの回路図である。

Claims (14)

1. 導波管（１６０）に電流パルスを発生するための導波管駆動回路（１００、３００、４００）であって、
   直流電圧を供給するための電圧源（１４０）と、
   その第１の端子（１１２）が前記電圧源（１４０）の第１の端子に接続されるチョークコイル（１１０）と、
   その第１の端子が前記チョークコイル（１１０）の第２の端子（１１４）に接続され、さらにその第２の端子が前記電圧源（１４０）の第２の端子に接続される第１のスイッチ（１２０）と、
   第１の導波管端部（１６２）におけるその第１の端子（ＰＩＮ）が前記第１のスイッチ（１２０）の前記第１の端子に接続され、さらに前記第１の導波管端部（１６２）におけるその第２の端子（ＮＩＮ）が前記電圧源（１４０）の前記第２の端子に接続される導波管（１６０）と、
   前記第１の導波管端部（１６２）における前記導波管の前記端子（ＰＩＮ、ＮＩＮ）で電流パルスを発生するために前記第１のスイッチ（１２０）を開閉するように実装される制御手段とを備える、導波管駆動回路。
2. 前記導波管（１６０）は、磁気歪位置測定のためのアセンブリの一部分である、請求項１に記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
3. 第２の導波管端部（１６４）における前記導波管（１６０）の第１の端子（ＰＯＵＴ）と前記第２の導波管端部（１６４）における前記導波管（１６０）の第２の端子（ＮＯＵＴ）とに接続される導波管終端器（１７０）が、終端抵抗器（２００）および終端インダクタンス（２０２）の並列回路によって形成される、請求項１または請求項２に記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
4. ダイオード（２０４）が前記導波管終端器（１７０）の前記終端インダクタンス（２０２）に並列に接続され、前記ダイオードは、電流フローが前記導波管（１６０）の前記第１の導波管端部（１６２）で遮断されるスイッチオフプロセスにおいて、前記終端インダクタンス（２０２）によって供給される電流を取り込むように実装される、請求項３に記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
5. 前記第１のスイッチ（１２０）は、前記制御手段によって供給される駆動電圧に基づいて電流フローを調整しまたは遮断するように実装される第１の切替型電流調整回路の一部分である、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
6. 前記第１の導波管端部（１６２）における前記導波管（１６０）の前記第２の端子（ＮＩＮ）は、第２の切替型電流調整回路（３１０）を介して前記電圧源（１４０）の前記第２の端子に接続され、
   前記第２の切替型電流調整回路（３１０）は、前記制御手段によって供給される第２の駆動電圧に基づいて電流フローを調整しまたは遮断するように実装される、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の導波管駆動回路（３００、４００）。
7. 前記チョークコイル（１１０）の前記第１の端子（１１２）は、第２のスイッチ（１３０）を介して前記電圧源（１４０）の前記第１の端子に接続され、前記第２のスイッチ（１３０）は、前記電圧源（１４０）からのエネルギーの供給が必要とされない場合に、前記電圧源（１４０）から前記チョークコイル（１１０）を切り離すように実装される、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
8. 前記チョークコイル（１１０）の前記第１の端子（１１２）と前記電圧源（１４０）の前記第２の端子との間にフリーホイーリングダイオードとして接続されるダイオード（１５０）をさらに含む、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
9. 前記チョークコイル（１１０）の前記第２の端子（１１４）と前記電圧源（１４０）の前記第２の端子との間に接続され、さらに前記ダイオード（１５０）および前記チョークコイル（１１０）を通しての回路を閉じることによって前記チョークコイルに磁場エネルギーを損失を除いて一定量に保つように実装される第３のスイッチ（４１０）をさらに備える、請求項８に記載の導波管駆動回路（４００）。
10. 前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第１の切替型電流調整回路または前記第２の切替型電流調整回路は、半導体スイッチを含む、請求項１ないし請求項９のいずれかに記載の導波管駆動回路（１００、３００、４００）。
11. 導波管に電流パルスを発生するための方法であって、前記導波管はインダクタンスの端子に接続され、前記方法は、
    前記インダクタンスに電流フローを準備するステップ（７００）と、
    前記電流フローを前記導波管に送るステップ（７１０）とを備える、方法。
12. 前記導波管は、磁気歪位置測定のためのアセンブリの一部分である、請求項１１に記載の方法。
13. 前記電流フローを低損失方法で維持するステップ（７２０）をさらに備える、請求項１１または請求項１２に記載の方法。
14. 前記インダクタンスにおける前記電流フローを低減するステップ（７３０）をさらに備える、請求項１１ないし請求項１３のいずれかに記載の方法。

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