JP2008263715A - Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置 Download PDF

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Abstract

【課題】駆動用インバータ回路と整流回路とから成る複数の回路毎に平滑コンデンサを並列配置し、回路間のコンデンサの充放電を利用したＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、平滑コンデンサのリプル電流を低減する。
【解決手段】２直列のMOSFETを各平滑コンデンサCs1〜Cs4の両端子間に接続した複数の回路Ａ１〜Ａ４を直列接続し、回路間にコンデンサとインダクタのＬＣ直列体LC12〜LC14を等しい共振周期にて配設して列回路を構成する。そして、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを平滑コンデンサCs1〜Cs4を共有して並列接続し、駆動周期をＬＣ直列体の共振周期と一致させると共に各列回路毎に位相を２π／３（rad）ずらして各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動し、平滑コンデンサCs1〜Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合う。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換する、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータは、正の電位に接続する半導体スイッチと負の電位に接続する半導体スイッチとを備えた少なくとも２個以上の半導体スイッチを具備するインバータ回路と、直列に接続される複数の整流器と直列に接続される複数のコンデンサとを備えた多倍圧整流回路で構成され、インバータ回路で交流電圧を作り、更に、多倍圧整流回路で高圧直流電圧を作り負荷に供給する（例えば、特許文献１参照）。
また従来の別例によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのスイッチトキャパシタコンバータは、低電圧側直流電源と高電圧側直流電源との間に、コンデンサとインダクタの直列体、および複数の半導体スイッチング素子を備えて２つの電源間でエネルギの移行を行うセルを、ｎ（ｎは２以上の整数）個並列に接続し、各セル内の上記複数の半導体スイッチング素子を駆動する駆動信号を、該セル間で２π／ｎずつ位相をずらせている。これにより、各入出力端子間に接続される平滑コンデンサのリプル電流を低減して容量を低減できる（例えば、特許文献２参照）。
特開平９−１９１６３８号公報 特開２００６−２６２６１９号公報
これらの従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、コンデンサの充放電を利用して直流／直流電力変換を行うものであり、上記特許文献２記載のものでは、複数のセルを並列接続して各セル間で駆動信号の位相をずらすことにより各入出力端子間に接続される平滑コンデンサのリプル電流を低減できて装置構成の小型化が促進できる。しかしながら、上記特許文献１に記載されるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、インバータ回路および各整流回路の各回路毎に平滑コンデンサが並列配置されている。このため、仮にこのＤＣ／ＤＣ電力変換装置を１セルとして、上記特許文献２の場合と同様に複数個並列接続して駆動信号の位相をずらしたとしても、各回路に並列に設けられた平滑コンデンサのリプル電流は低減されないという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、駆動用インバータ回路と整流回路とから成る複数の回路毎に平滑コンデンサを並列配置し、エネルギ移行用コンデンサの充放電を利用するＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、上記複数の各回路に並列配置される各平滑コンデンサのリプル電流を低減して、平滑コンデンサの容量低減により装置構成の小型化を図ると共に信頼性を向上させることを目的とする。
この発明による第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、半導体スイッチング素子から成る高圧側素子および低圧側素子を直列接続して平滑コンデンサの正負端子間に接続して成る駆動用インバータ回路と、半導体スイッチング素子あるいはダイオード素子から成る高圧側素子および低圧側素子を直列接続して平滑コンデンサの正負端子間に接続して成る整流回路とによる複数の回路を直列に接続すると共に、上記各回路内の上記高圧側素子と上記低圧側素子との接続点を中間端子として、上記回路間となる該中間端子間にエネルギ移行用コンデンサを配して、複数段回路による列回路を構成する。そして、該列回路を、上記平滑コンデンサを共有してｎ（ｎは２以上の整数）個、並列接続して備え、上記各列回路を駆動する駆動信号は、駆動周期を一致させると共に各列回路毎に位相をずらすものである。
この発明によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、複数段回路による列回路を、各回路に並列配置される平滑コンデンサを共有して複数個、並列接続し、各列回路を駆動する駆動信号は、駆動周期を一致させると共に各列回路毎に位相をずらすため、各平滑コンデンサのリプル電流を低減できる。これにより、平滑コンデンサの発熱を抑え、信頼性が向上すると共に、変換効率が向上する。また、平滑コンデンサの容量が低減でき装置構成の小型化が促進できる。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示すものである。
図１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、それぞれ複数段（この場合４段）の回路Ａ１〜Ａ４から成る３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚと、駆動用電源Vs1、Vs2、Vs3、Vs4と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、制御回路130と、入出力電圧端子Vcom、VL、VHとから構成される。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータで、各列回路の構成について以下に説明する。便宜上、列回路Ｘ内の回路構成のみ図示したが、列回路Ｙ、Ｚの構成も同様である。
図１に示すように、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続した４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を直列接続して構成される。そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、所定の１回路となる回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13、Cr14およびインダクタLr12、Lr13、Lr14の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111〜114およびフォトカプラ（121L、121H）〜（124L、124H）を備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs1〜Tm−Vs4、Tm−Cs1〜Tm−Cs4を備える。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚで共有する電源Vs1、Vs2、Vs3、Vs4は、それぞれMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lのソース端子を基準とした、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内のMOSFET、ゲート駆動回路111〜114およびフォトカプラ（121L、121H）〜（124L、124H）を駆動するために備えられた電源である。
次に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置内の接続の詳細について説明する。
平滑コンデンサCs1の低電圧側端子は、電圧端子Vcomと電源Vs1の負電圧端子と各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの端子Tm−Comに接続される。平滑コンデンサCs1の高電圧側端子は、電圧端子VLと平滑コンデンサCs2の低電圧側端子と電源Vs2の負電圧端子と各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの端子Tm−Cs1に接続される。平滑コンデンサCs2の高電圧側端子は、平滑コンデンサCs3の低電圧側端子と電源Vs3の負電圧端子と各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの端子Tm−Cs2に接続される。平滑コンデンサCs3の高電圧側端子は、平滑コンデンサCs4の低電圧側端子と電源Vs4の負電圧端子と各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの端子Tm−Cs3に接続される。平滑コンデンサCs4の高電圧側端子は、電圧端子VHと各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの端子Tm−Cs4に接続される。各電源Vs1〜Vs4の正電圧端子は、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの端子Tm−Vs1〜Tm−Vs4に接続される。
各列回路内では以下のように接続される。
Mos1Lのソース端子は端子Tm−Comに、Mos1Hのドレイン端子とMos2Lのソース端子とは端子Tm−Cs1に接続され、Mos2Hのドレイン端子とMos3Lのソース端子とは端子Tm−Cs2に接続される。Mos3Hのドレイン端子とMos4Lのソース端子は端子Tm−Cs3に接続され、Mos4Hのドレイン端子は端子Tm−Cs4に接続される。
ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hとの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC13の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hとの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC14の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos4LとMos4Hとの接続点に接続されている。
またMos1L、Mos1Hのゲート端子はゲート駆動回路111の出力端子に接続され、ゲート駆動回路111の入力端子には、Mos1Lのソース端子の電圧を基準としたそれぞれのゲート駆動信号が入力される。同様に、（Mos2L、Mos2H）〜（Mos4L、Mos4H）のゲート端子はゲート駆動回路112〜114の出力端子に接続され、ゲート駆動回路112〜114の入力端子には、Mos2L〜Mos4Lのソース端子の電圧を基準としたそれぞれのゲート駆動信号が入力される。なお、ゲート駆動回路111〜114は、一般的なブートストラップ方式の駆動回路であり、ハーフブリッジインバータ回路駆動用のドライバICや高電圧側のMOSFETを駆動するためのコンデンサ等で構成されている。
Mos1L駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ121Lから、Mos1H駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ121Hから出力される。同様に、Mos2L〜Mos4L駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ122L〜124Lから、Mos2H〜Mos4H駆動用のゲート駆動信号はフォトカプラ122H〜124Hから出力される。フォトカプラ121L〜124L、121H〜124Hには、制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎に出力されるゲート信号GateL−X（GateL−Y、GateL−Z）、GateH−X（GateH−Y、GateH−Z）が入力される。
次に各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について説明する。
回路Ａ１は、電圧端子VL−Vcom間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送る駆動用インバータ回路として動作する。また、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが駆動される。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。
上述したように、電圧端子VL−Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VH−Vcom間に出力するため、電圧端子VH−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
列回路Ｘのゲート信号（GateL−X、GateH−X）と、駆動用インバータ回路Ａ１および整流回路Ａ２〜Ａ４内の高圧側MOSFET（Mos1H、Mos2H〜Mos4H）に流れる電流と低圧側MOSFET（Mos1L、Mos2L〜Mos4L）に流れる電流とを図２に示す。駆動用インバータ回路Ａ１内のMOSFETではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETではソースからドレインに電流が流れる。MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
図２に示すように、ゲート信号（GateL−X、GateH−X）は、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティー約50％のオンオフ信号である。なお、列回路Ｙ、Ｚのゲート信号（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）および各列回路Ｙ、Ｚ内のMOSFETを流れる電流も、図２と同様である。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Cr14⇒Lr14⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路Ａ２〜Ａ４にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
また、この実施の形態では、平滑コンデンサCs1の両端子に入力端子となる低電圧側の電圧端子VL、Vcomが接続された駆動用インバータ回路Ａ１と整流回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した。
この実施の形態におけるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14に流れる電流値をI12、I13、I14とし、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の電圧をV12、V13、V14とする。そして、比較例として、隣接する回路間、即ちＡ１、Ａ２間、Ａ２、Ａ３間、Ａ３、Ａ４間で中間端子（低圧側MOSFETと高圧側MOSFETとの接続点）間に、ＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続して、同様に動作させた場合を考える。この比較例におけるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34に流れる電流値をI12r、I23r、I34rとし、ＬＣ直列体LC12、LC23、LC34内のコンデンサCr12、Cr23、Cr34の電圧をV12r、V23r、V34rとすると、
比較例において
I12r：I23r：I34r＝３：２：１
V12r＝V23r＝V34r
であるのに対し、この実施の形態では、
I12＝I13＝I14（＝I34r）
V12：V13：V14＝１：２：３ （V12＝V12r＝V23r＝V34r）
となる。
このように、この実施の形態では、回路Ａ１と他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との中間端子間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続したため、上記比較例に比べて、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の電圧は増大するものであるが、ＬＣ直列体LC12を流れる電流値を1／3に、また高圧側が回路Ａ３に接続されるＬＣ直列体LC13では、比較例のＬＣ直列体LC23を流れる電流値の1／2に低減できる。即ち、各ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を流れる電流値を最小のものと等しくできる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを備えたＤＣ／ＤＣ電力変換装置全体の動作について、以下に説明する。
図３に、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内の高圧側MOSFETを駆動するゲート信号GateH−X、GateH−Y、GateH−Zを示す。図２を用いて示したように、このゲート信号GateH−X、GateH−Y、GateH−Zの反転信号が、低圧側MOSFETを駆動するGateL−X、GateL−Y、GateL−Zである。
図３に示すように、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、周期をＴとして一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3ずつずらして駆動している。
例えば、V1の電圧36V、入力直流電流280Aの条件における、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる電流を図４に示す。図には、３つの列回路で位相をＴ／3ずつずらして駆動した場合（図中、３重）、即ちこの実施の形態の場合の平滑コンデンサ電流と、比較例として列回路１つで駆動した場合（図中、１重）、列回路２つで位相をＴ／2ずらして駆動した場合（図中、２重）の平滑コンデンサ電流を示した。縦軸は電流、横軸は時間である。
図４に示すように、３つの列回路で位相をＴ／3ずつずらして駆動した場合、列回路が１つ、あるいは２つの場合より平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する。また、列回路の数を増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減する。
以上のように、この実施の形態では、それぞれ４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４から成る３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続し、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを、駆動周期を一致させると共に各列回路毎に位相を２π／３（rad）ずらして駆動した。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。
なお、３つの列回路が、仮に平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有せずに、各列回路がそれぞれ平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を備えて並列接続したとすれば、各列回路を上記実施の形態１と同様に動作させたとしても、それぞれ３個ずつある平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4は電流の共有化が図れずにリプル電流は低減できないものである。
このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、以下のような効果がある。
平滑コンデンサの発熱が抑制され信頼性が向上する。また、電流低減により抵抗分による損失が低減し電力変換効率が向上する。また、平滑コンデンサに必要な容量を低下でき平滑コンデンサのサイズを小さくでき、装置構成の小型化を促進できる。
さらにまた、誘電損失は大きいがサイズが小さいセラミックコンデンサを平滑コンデンサに採用することが可能になり、平滑コンデンサのサイズをさらに小さくできる。
なお、上記実施の形態では、列回路を３個としたが、複数（ｎ個）配列し位相を各列回路間で２π／ｎ（rad）ずつずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
また、各列回路間で２π／ｎ（rad）ずつ位相をずらして駆動するのが最も効果的であるが、位相差は、これに限らず、各列回路間で位相をずらすことにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合えるため、リプル電流低減の効果がある。
実施の形態２．
上記実施の形態１では、電圧V1を、約４倍の電圧V2に昇圧する昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示したが、この実施の形態では、電圧V2から電圧V1に降圧する降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示す。
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、図１で示す回路構成と同様であるが、この場合、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内の回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが駆動される。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について以下に説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータであるため、電圧端子VL−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
列回路Ｘのゲート信号（GateL−X、GateH−X）と、駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４および整流回路Ａ１内の高圧側MOSFET（Mos2H〜Mos4H、Mos1H）に流れる電流と低圧側MOSFET（Mos2L〜Mos4L、Mos1L）に流れる電流とを図５に示す。駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ１内のMOSFETではソースからドレインに電流が流れる。MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。
図５に示すように、ゲート信号（GateL−X、GateH−X）は、LrとCrによるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14にて定まる共振周期Ｔを周期とし、デューティー約50％のオンオフ信号である。なお、列回路Ｙ、Ｚのゲート信号（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）および各列回路Ｙ、Ｚ内のMOSFETを流れる電流も、図５と同様である。
高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr14⇒Lr14⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、電圧端子VHとVcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VLとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路Ａ1にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
また、この実施の形態では、平滑コンデンサCs1の両端子に入力端子となる低電圧側の電圧端子VL、Vcomが接続された整流回路Ａ１と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した。そして、この実施の形態においても、上記実施の形態１で示した比較例、即ち、隣接する回路間に、ＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続して、同様に動作させた場合と比較して、ＬＣ直列体LC12を流れる電流値を1／3に、また高圧側が回路Ａ３に接続されるＬＣ直列体LC13では、比較例のＬＣ直列体LC23を流れる電流値の1／2に低減できる。即ち、各ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を流れる電流値を最小のものと等しくできる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
また、上記実施の形態１ではV1⇒V2の昇圧形ＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示し、上記実施の形態２ではV2⇒V1の降圧形ＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示したが、上記実施の形態１、２の機能を併せ持って双方向のエネルギ移行を実現することもできる。この場合、V1×４＞V2のとき昇圧動作を行い、昇圧時には回路Ａ１を駆動用インバータ回路に、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４を整流回路に用いる。また、V1×４＜V2のときに降圧動作を行い、降圧時には回路Ａ２、Ａ３、Ａ４を駆動用インバータ回路に、回路Ａ１を整流回路に用いる。
このように制御される昇降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、上記実施の形態１、２と同様の効果が得られると共に、１つの回路で双方向のエネルギ移行を実現でき広く利用できる。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、図１で示す回路構成において、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの構成が異なるもので、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの回路構成を図６に示す。その他の構成は図１と同様である。
上記実施の形態１と同様に、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータである。
図６に示すように、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続した４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４を直列接続して構成される（図１参照）。そして、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、隣接する各回路、即ち（Ａ１，Ａ２）（Ａ２，Ａ３）（Ａ３，Ａ４）の中間端子間に、コンデンサCr12、Cr23、Cr34およびインダクタLr12、Lr23、Lr34の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111〜114およびフォトカプラ（121L、121H）〜（124L、124H）を備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs1〜Tm−Vs4、Tm−Cs1〜Tm−Cs4を備える。
この実施の形態では、ＬＣ直列体LC12の一端は、Mos1LとMos1Hとの接続点に接続され、他端はMos2LとMos2Hとの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC23の一端は、Mos2LとMos2Hの接続点に接続され、他端はMos3LとMos3Hの接続点に接続される。ＬＣ直列体LC34の一端は、Mos3LとMos3Hの接続点に接続され、他端はMos4LとMos4Hの接続点に接続される。その他の接続構成は上記実施の形態１と同様である。
次に各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について説明する。
上記実施の形態１と同様に、回路Ａ１は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ２、Ａ３、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する整流回路として動作する。制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが駆動される。このゲート信号も、上記実施の形態１と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETに流れる電流とゲート信号との関係も上記実施の形態１の図２で示したものと同様である。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VH−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr23、Cr34に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr23、Cr34に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態でも、整流回路Ａ２〜Ａ４にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いた従来のものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
また、この実施の形態では、隣接する回路間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続した。上記実施の形態１で示した場合、即ち、整流回路Ａ１と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した場合と比較すると、各ＬＣ直列体を流れる電流は増大するが、コンデンサCr34の印加電圧がコンデンサCr14の1／3、コンデンサCr23の印加電圧がコンデンサCr13の1／2に低減できる効果がある。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
実施の形態４．
上記実施の形態３では、電圧V1を、約４倍の電圧V2に昇圧する昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示したが、この実施の形態では、電圧V2から電圧V1に降圧する降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示す。
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態３と同様であるが、この場合、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内の回路Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作し、回路Ａ２、Ａ３は駆動用インバータ回路と整流回路との双方の役割を担う。
制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが駆動される。このゲート信号は、上記実施の形態２と同様であり、各回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETに流れる電流とゲート信号との関係も上記実施の形態２の図５で示したものと同様である。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について以下に説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータであるため、電圧端子VL−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4H、Mos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr23、Cr34に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ２〜Ａ４、Ａ１の低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4L、Mos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr23、Cr34に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Mos1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、電圧端子VHとVcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VLとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
この実施の形態でも、整流回路に用いる回路Ａ１〜Ａ３にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いた従来のものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、上記実施の形態３、４においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
また、上記実施の形態３ではV1⇒V2の昇圧形ＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示し、上記実施の形態４ではV2⇒V1の降圧形ＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示したが、上記実施の形態３、４の機能を併せ持って双方向のエネルギ移行を実現することもできる。この場合、V1×４＞V2のとき上記実施の形態３と同様に昇圧動作を行い、V1×４＜V2のとき上記実施の形態４と同様に降圧動作を行う。
このように制御される昇降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、上記実施の形態３、４と同様の効果が得られると共に、１つの回路で双方向のエネルギ移行を実現でき広く利用できる。
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図７はこの発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示すものである。
図７に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、それぞれ複数段（この場合４段）の回路Ａ１〜Ａ４から成る３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚと、駆動用電源Vs1と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、制御回路130と、入出力電圧端子Vcom、VL、VHとから構成される。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータで、各列回路の構成について以下に説明する。便宜上、列回路Ｘ内の回路構成のみ図示したが、列回路Ｙ、Ｚの構成も同様である。
図７に示すように、４段の回路の内、回路Ａ１は、上記実施の形態１と同様に、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）を直列接続して平滑コンデンサCs1の両端子間に接続して構成される駆動用インバータ回路である。回路Ａ２〜Ａ４は、低圧側素子、高圧側素子として２つのダイオード（Di2L、Di2H）（Di3L、Di3H）（Di4L、Di4H）をそれぞれ直列接続して各平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続して構成される整流回路である。
４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は直列接続され、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つの素子（MOSFETあるいはダイオード）の接続点を中間端子として、所定の１回路となる駆動用インバータ回路Ａ１と他の各整流回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13、Cr14およびインダクタLr12、Lr13、Lr14の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、回路Ａ１内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111およびフォトカプラ121L、121Hを備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs1、Tm−Cs1〜Tm−Cs4を備える。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚで共有する電源Vs1は、Mos1Lのソース端子を基準とした、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内のMOSFET、ゲート駆動回路111およびフォトカプラ121L、121Hを駆動するために備えられた電源である。
制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが駆動される。
次に、動作について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のコンデンサCrの容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VL−Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VH−Vcom間に出力するため、電圧端子VH−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
駆動用インバータ回路Ａ１は、電圧端子VL−Vcom間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送り、整流回路Ａ２〜Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する。
２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）へのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）、GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）は、上記実施の形態１と同様に生成されるが、上記実施の形態１では整流回路内のMOSFETのソースからドレインに流れていた電流が、この実施の形態では整流回路Ａ２〜Ａ４内の各ダイオードを順方向に流れる。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬにより駆動用インバータ回路Ａ１のMos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs1⇒Di2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Di3L⇒Lr13⇒Cr13⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Di4L⇒Lr14⇒Cr14⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨにより駆動用インバータ回路Ａ１のMos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Di2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cr13⇒Lr13⇒Di3H⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
Cr14⇒Lr14⇒Di4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos1H
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
また、各ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14に流れる電流I12、I13、I14も上記実施の形態１の場合とほぼ同様である。即ち、この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、駆動用インバータ回路Ａ１と他の各整流回路Ａ２〜Ａ４との中間端子間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続したため、上記実施の形態１と同様に、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
また、この実施の形態では、整流回路Ａ２〜Ａ４にダイオードを用いたため、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、駆動用の電源や回路が不要になる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態５における図７で示す回路構成において、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの構成が異なるもので、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの回路構成を図８に示す。その他の構成は図７と同様である。
上記実施の形態５と同様に、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータで、複数段（この場合４段）の回路Ａ１〜Ａ４から構成される。
図８に示すように、４段の回路の内、回路Ａ１は、上記実施の形態５と同様に、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）を直列接続して平滑コンデンサCs1の両端子間に接続して構成される駆動用インバータ回路である。回路Ａ２〜Ａ４は、低圧側素子、高圧側素子として２つのダイオード（Di2L、Di2H）（Di3L、Di3H）（Di4L、Di4H）をそれぞれ直列接続して各平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続して構成される整流回路である（図７参照）。そして、４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は直列接続され、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つの素子（MOSFETあるいはダイオード）の接続点を中間端子として、隣接する各回路、即ち（Ａ１，Ａ２）（Ａ２，Ａ３）（Ａ３，Ａ４）の中間端子間に、コンデンサCr12、Cr23、Cr34およびインダクタLr12、Lr23、Lr34の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
また、回路Ａ１内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111およびフォトカプラ121L、121Hを備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs1、Tm−Cs1〜Tm−Cs4を備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
次に、動作について説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のコンデンサCrの容量値と比較して十分大きな値に設定される。電圧端子VL−Vcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VH−Vcom間に出力するため、電圧端子VH−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
駆動用インバータ回路Ａ１は、電圧端子VL−Vcom間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos1L、Mos1H）のオンオフ動作により高電圧側に送り、整流回路Ａ２〜Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ１で駆動された電流を整流し、エネルギを高電圧側へ移行する。
２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）へのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）、GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）は、上記実施の形態１と同様に生成されるが、上記実施の形態１では整流回路内のMOSFETのソースからドレインに流れていた電流が、この実施の形態では整流回路Ａ２〜Ａ４内の各ダイオードを順方向に流れる。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬにより駆動用インバータ回路Ａ１のMos1Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr23、Cr34に移行する。
Cs1⇒Di2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Di3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
Cs1⇒Cs2⇒Cs3⇒Di4L⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨにより駆動用インバータ回路Ａ１のMos1Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr23、Cr34に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に移行する。
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Di2H⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Di3H⇒Cs3⇒Cs2
Mos1H⇒Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Di4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Cs2
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
また、この実施の形態では、隣接する回路間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続したため、駆動用インバータ回路Ａ１と他の各整流回路Ａ２〜Ａ４との間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した場合と比較すると、各ＬＣ直列体を流れる電流は増大するが、コンデンサCr34の印加電圧がコンデンサCr14の1／3、コンデンサCr23の印加電圧がコンデンサCr13の1／2に低減できる効果がある。
また、整流回路Ａ２〜Ａ４にダイオードを用いたため、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、駆動用の電源や回路が不要になる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図９はこの発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示すものである。
図９に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、それぞれ複数段（この場合４段）の回路Ａ１〜Ａ４から成る３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚと、駆動用電源Vs2〜Vs4と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、制御回路130と、入出力電圧端子Vcom、VL、VHとから構成される。そして、電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ、電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータで、各列回路の構成について以下に説明する。便宜上、列回路Ｘ内の回路構成のみ図示したが、列回路Ｙ、Ｚの構成も同様である。
図９に示すように、４段の回路の内、回路Ａ２〜Ａ４は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続して構成される駆動用インバータ回路である。また回路Ａ１は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのダイオード（Di1L、Di1H）を直列接続して平滑コンデンサCs1の両端子間に接続して構成される整流回路である。
４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は直列接続され、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つの素子（MOSFETあるいはダイオード）の接続点を中間端子として、所定の１回路となる整流回路Ａ１と他の各駆動用インバータ回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との中間端子間に、コンデンサCr12、Cr13、Cr14およびインダクタLr12、Lr13、Lr14の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路112〜114およびフォトカプラ（122L、122H）〜（124L、124H）を備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs2〜Tm−Vs4、Tm−Cs1〜Tm−Cs4を備える。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚで共有する電源Vs2、Vs3、Vs4は、それぞれMos2L、Mos3L、Mos4Lのソース端子を基準とした、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内のMOSFET、ゲート駆動回路112〜114およびフォトカプラ（122L、122H）〜（124L、124H）を駆動するために備えられた電源である。
制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）、（GateL−Z、GateH−Z）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが駆動される。
次に、動作について説明する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について以下に説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータであるため、電圧端子VL−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）、GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）は、上記実施の形態２と同様に生成されるが、上記実施の形態２では整流回路Ａ１内のMOSFETのソースからドレインに流れていた電流が、この実施の形態では整流回路Ａ１内のダイオードを順方向に流れる。
高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr13、Cr14に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr14⇒Cr14⇒Di1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr13⇒Cr13⇒Di1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Di1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各駆動用インバータ回路Ａ２〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4LLがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr13、Cr14に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr14⇒Lr14⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr13⇒Lr13⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Di1L
このように、コンデンサCr12、Cr13、Cr14の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、電圧端子VHとVcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VLとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr13、Cr14には、インダクタLr12、Lr13、Lr14が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態においても、整流回路Ａ１と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ２、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続したため、上記実施の形態２と同様に、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
また、この実施の形態では、整流回路Ａ１にダイオードを用いたため、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、駆動用の電源や回路が不要になる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、上記実施の形態７における図９で示す回路構成において、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの構成が異なるもので、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの回路構成を図１０に示す。その他の構成は図９と同様である。
上記実施の形態７と同様に、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ、電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータで、複数段（この場合４段）の回路Ａ１〜Ａ４から構成される。
図１０に示すように、４段の回路の内、回路Ａ２〜Ａ４は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos2L、Mos2H）（Mos3L、Mos3H）（Mos4L、Mos4H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4の両端子間に接続して構成される。また回路Ａ１は、低圧側素子、高圧側素子としての２つのダイオード（Di1L、Di1H）を直列接続して平滑コンデンサCs1の両端子間に接続して構成される（図９参照）。そして、４段の回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は直列接続され、各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４内の２つの素子（MOSFETあるいはダイオード）の接続点を中間端子として、隣接する各回路、即ち（Ａ１，Ａ２）（Ａ２，Ａ３）（Ａ３，Ａ４）の中間端子間に、コンデンサCr12、Cr23、Cr34およびインダクタLr12、Lr23、Lr34の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。
また、列回路Ｘ（Ｙ、Ｚ）は、回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路112〜114およびフォトカプラ（122L、122H）〜（124L、124H）を備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs2〜Tm−Vs4、Tm−Cs1〜Tm−Cs4を備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
この場合、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内の回路Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作し、回路Ａ２、Ａ３は駆動用インバータ回路と整流回路との双方の役割を担う。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について以下に説明する。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の容量値と比較して十分大きな値に設定される。各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VL−Vcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータであるため、電圧端子VL−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
回路Ａ２〜Ａ４内のMOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）、GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）は、上記実施の形態２と同様に生成されるが、上記実施の形態２では整流回路Ａ１内のMOSFETのソースからドレインに流れていた電流が、この実施の形態では整流回路Ａ１内のダイオードを順方向に流れる。
高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各インバータ駆動回路Ａ２〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12、Cr23、Cr34に移行する。
Cs2⇒Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr34⇒Cr34⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Di1H
Cs2⇒Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Lr12⇒Cr12⇒Di1H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr12⇒Cr12⇒Di1H
次いで、低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ２〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12、Cr23、Cr34に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Cr34⇒Lr34⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr12⇒Lr12⇒Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Cs1⇒Di1L
Cr12⇒Lr12⇒Mos2L⇒Cs1⇒Di1L
このように、コンデンサCr12、Cr23、Cr34の充放電により、平滑コンデンサCs2、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs1にエネルギを移行する。そして、電圧端子VHとVcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VLとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12、Cr23、Cr34には、インダクタLr12、Lr23、Lr34が直列に接続されてＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
また、この実施の形態では、隣接する回路間にＬＣ直列体LC12、LC23、LC34を接続したため、回路Ａ１と他の各回路Ａ２〜Ａ４との間にＬＣ直列体LC12、LC13、LC14を接続した場合と比較すると、各ＬＣ直列体を流れる電流は増大するが、コンデンサCr34の印加電圧がコンデンサCr14の1／3、コンデンサCr23の印加電圧がコンデンサCr13の1／2に低減できる効果がある。
また、この実施の形態では、整流回路Ａ１にダイオードを用いたため、MOSFETを用いたものに比して導通損失が増大するが、駆動用の電源や回路が不要になる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
実施の形態９．
次に、この発明の実施の形態９によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１１はこの発明の実施の形態９によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示すものである。
図１１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、それぞれ複数段（この場合４段）の回路Ａ１〜Ａ４から成る３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚと、駆動用電源Vs1〜Vs4と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、制御回路130と、入出力電圧端子Vcom、VLl、VLh、VHとから構成される。
この実施の形態では、図１にて示した回路構成において、各回路Ａ１〜Ａ４の間に配設されるＬＣ直列体および入出力電圧端子の接続構成を異なるものとしている。即ち、平滑コンデンサCs2の高電圧側端子に接続された電圧端子VLhと、Cs2の低電圧側端子に接続された電圧端子VLlを備え、電圧端子VLhとVLlの間には電圧V1が入力される。また、所定の１回路となる回路Ａ２と他の各回路Ａ１、Ａ３、Ａ４との中間端子間に、コンデンサCr21、Cr23、Cr24およびインダクタLr21、Lr23、Lr24の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を接続する。各段のインダクタLrとコンデンサCrのインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、それぞれ等しくなるように設定されている。そして、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧端子VLhとVLl間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について以下に説明する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ電圧端子VLhとVLl間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する機能を有するDC／DCコンバータで、回路Ａ２は、電圧端子VLh−VLl間に入力されるエネルギを、MOSFET（Mos2L、Mos2H）のオンオフ動作により高電圧側と低電圧側に送る駆動用インバータ回路として動作する。また、回路Ａ１、Ａ３、Ａ４は、駆動用インバータ回路Ａ２で駆動された電流を整流し、エネルギを移行する整流回路として動作する。
回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）、GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）は、上記実施の形態１と同様に生成されるが、回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを流れる電流は、この場合、駆動用インバータ回路Ａ２内のMOSFETではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ１、Ａ３、Ａ４内のMOSFETではソースからドレインに電流が流れる。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr21、Cr23、Cr24の容量値と比較して十分大きな値に設定される。上述したように、電圧端子VLh−VLl間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VH−Vcom間に出力するため、電圧端子VH−Vcom間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs2には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs1、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、以下に示す経路で、平滑コンデンサCs2、Cs3に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr23、Cr24に移行し、コンデンサCr21に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs1に移行する。
Cs2⇒Mos3L⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2L
Cr21⇒Lr21⇒Mos2L⇒Cs1⇒Mos1L
Cs2⇒Cs3⇒Mos4L⇒Lr24⇒Cr24⇒Mos2L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、以下に示す経路で、コンデンサCr23、Cr24に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs3、Cs4に移行し、平滑コンデンサCs2に蓄えられた一部のエネルギが、コンデンサCr21に移行する。
Cr23⇒Lr23⇒Mos3H⇒Cs3⇒Mos2H
Cs2⇒Mos2H⇒Lr21⇒Cr21⇒Mos1H
Cr24⇒Lr24⇒Mos4H⇒Cs4⇒Cs3⇒Mos2H
このように、コンデンサCr21、Cr23、Cr24の充放電により、平滑コンデンサCs2から平滑コンデンサCs1、Cs3、Cs4にエネルギを移行する。そして、電圧端子VLhとVLl間に入力された電圧V1を、約４倍に昇圧された電圧V2にして電圧端子VHとVcom間に出力する。また、各コンデンサCr21、Cr23、Cr24には、インダクタLr21、Lr23、Lr24が直列に接続されてＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路Ａ２〜Ａ４にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
また、この実施の形態では、平滑コンデンサCs2の両端子に入力端子となる低電圧側の電圧端子VLh、VLlが接続された駆動用インバータ回路Ａ２と整流回路である他の各回路Ａ１、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を接続した。このため、上記実施の形態１と同様に、各ＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を流れる電流値を最小のものと等しくして、該電流値を低減できる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC21、LC23、LC24のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
また、上記実施の形態１では、電圧V1を平滑コンデンサCs1の両端子に入力したが、この実施の形態では、他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ２の平滑コンデンサCs2の両端子に入力する。上記実施の形態１におけるＬＣ直列体LC12、LC13、LC14のコンデンサCr12、Cr13、Cr14の電圧をV12r、V13r、V14rとし、この実施の形態におけるＬＣ直列体LC21、LC23、LC24のコンデンサCr21、Cr23、Cr24の電圧をV21、V23、V24とすると、
V12r：V13r：V14r＝１：２：３
V21：V23：V24＝１：１：２
V21＝V23＝V12r
となる。
このように、電圧V1を他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ２の平滑コンデンサCs2の両端子に入力することで、ＬＣ直列体を構成するコンデンサの電圧を低減することができる。このため上記実施の形態１よりもコンデンサCr21、Cr23、Cr24の電圧定格を低下させ、コンデンサをさらに小型化できる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
実施の形態１０．
上記実施の形態９では、電圧V1を、約４倍の電圧V2に昇圧する昇圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示したが、この実施の形態では、電圧V2から電圧V1に降圧する降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示す。
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成は、図１１で示す回路構成と同様であるが、この場合、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚ内の回路Ａ１、Ａ３、Ａ４は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ２は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流し、エネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。
各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚの動作について以下に説明する。
回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）、GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）は、上記実施の形態２と同様に生成されるが、回路Ａ１〜Ａ４内のMOSFETを流れる電流は、この場合、駆動用インバータ回路Ａ１、Ａ３、Ａ４内のMOSFETではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ２内のMOSFETではソースからドレインに電流が流れる。
平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の容量値は、ＬＣ直列体のコンデンサCr21、Cr23、Cr24の容量値と比較して十分大きな値に設定される。各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、それぞれ電圧端子VH−Vcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VLh−VLl間に出力する機能を有するDC／DCコンバータであるため、電圧端子VL−VLl間に負荷が接続され、電圧V2は4×V1よりも高い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs2には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs1、Cs3、Cs4には平均的に(V2−V1)／3の電圧が充電されている。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateＬ（GateL−X、GateL−Y、GateL−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2L、Mos3L、Mos4Lがオン状態となると、電圧差があるため、以下に示す経路で、コンデンサCr23、Cr24に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs2、Cs3に移行し、平滑コンデンサCs1に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr21に移行する。
Cr23⇒Lr23⇒Mos3L⇒Cs2⇒Mos2L
Cs1⇒Mos2L⇒Lr21⇒Cr21⇒Mos1L
Cr24⇒Lr24⇒Mos4L⇒Cs3⇒Cs2⇒Mos2L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateＨ（GateH−X、GateH−Y、GateH−Z）により各回路Ａ１〜Ａ４の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2H、Mos3H、Mos4Hがオン状態となると、電圧差があるため、以下に示す経路で、平滑コンデンサCs3、Cs4に蓄えられた一部のエネルギがコンデンサCr23、Cr24に移行し、コンデンサCr21に充電されたエネルギが平滑コンデンサCs2に移行する。
Cs3⇒Mos3H⇒Lr23⇒Cr23⇒Mos2H
Cr21⇒Lr21⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
Cs3⇒Cs4⇒Mos4H⇒Lr24⇒Cr24⇒Mos2H
このように、コンデンサCr21、Cr23、Cr24の充放電により、平滑コンデンサCs1、Cs3、Cs4から平滑コンデンサCs2にエネルギを移行する。そして、電圧端子VHとVcom間に入力された電圧V2を、約1／4倍に降圧された電圧V1にして電圧端子VLhとVLl間に出力する。また、各コンデンサCr21、Cr23、Cr24には、インダクタLr21、Lr23、Lr24が直列に接続されてＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの実施の形態では、整流回路Ａ２にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
また、この実施の形態では、平滑コンデンサCs2の両端子に出力端子となる低電圧側の電圧端子VLh、VLlが接続された整流回路Ａ２と駆動用インバータ回路である他の各回路Ａ１、Ａ３、Ａ４との間に、ＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を接続した。このため、上記実施の形態９と同様に、各ＬＣ直列体LC21、LC23、LC24を流れる電流値を最小のものと等しくして、該電流値を低減できる。このため、エネルギ移行用のＬＣ直列体LC21、LC23、LC24のインダクタLr、コンデンサCrの電流定格を低下させ、インダクタLrとコンデンサCrを小形化することができる。
また、他の回路に挟まれた中間に位置する回路Ａ２の平滑コンデンサCs2の両端子から出力するため、実施の形態９と同様に、ＬＣ直列体を構成するコンデンサの電圧を低減することができる。このため、上記実施の形態１よりもコンデンサCr21、Cr23、Cr24の電圧定格を低下させ、コンデンサをさらに小型化できる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは動作するものであるが、各列回路Ｘ、Ｙ、Ｚを駆動する駆動信号は、上記実施の形態１と同様に、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／3（２π／３（rad））ずつずらして駆動する（図３参照）。また、３つの列回路Ｘ、Ｙ、Ｚは、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続される。これにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4の充放電タイミングがずれ、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4への充放電電流を列回路間で融通し合うため、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上記実施の形態１と同様に、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
なお、この実施の形態においても、列回路の個数および位相差は上述したものに限らず、列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。また、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的であり、さらに、列回路の数ｎを増加するほど平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が低減できる。
なお、上記実施の形態９ではV1⇒V2の昇圧形ＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示し、上記実施の形態１０ではV2⇒V1の降圧形ＤＣ／ＤＣ電力変換装置について示したが、上記実施の形態９、１０の機能を併せ持って双方向のエネルギ移行を実現することもできる。この場合、V1×４＞V2のとき上記実施の形態３と同様に昇圧動作を行い、V1×４＜V2のとき上記実施の形態４と同様に降圧動作を行う。
このように制御される昇降圧形のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、上記実施の形態１、２と同様の効果が得られると共に、１つの回路で双方向のエネルギ移行を実現でき広く利用できる。
また、上記実施の形態９、１０では、電圧V1の入出力端子を回路Ａ２の平滑コンデンサCs2の両端子に接続したが、他の回路に挟まれた中間に位置する回路の平滑コンデンサの両端子であれば良く、例えば平滑コンデンサCs3の両端子と接続しても良い。その場合、各ＬＣ直列体は、回路Ａ３と他の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ４との間に接続する。
また、上記実施の形態９、１０のように、複数段の回路Ａ１〜Ａ４の内、他の回路に挟まれた中間に位置する回路の平滑コンデンサの両端子に入出力端子を接続する構成は、上記実施の形態３、４にも適用できる。即ち、隣接する各回路、（Ａ１，Ａ２）（Ａ２，Ａ３）（Ａ３，Ａ４）の中間端子間にＬＣ直列体を接続して、例えば、回路Ａ２の平滑コンデンサCs2の両端子に電圧V1の入出力端子を接続する。この場合は、電圧V1を平滑コンデンサCs1の両端子に入力する形態（実施の形態３、４）におけるＬＣ直列体LC12、LC23、LC34の電流をI12r、I23r、Ir34とし、この実施の形態のように電圧V1を平滑コンデンサCs2の両端子に入力する形態におけるＬＣ直列体の電流をI12、I23、I34とすると、
I12r：I23r：I34r＝3：2：1
I12：I23：I34＝1：2：1
I12＝I34＝I34r
となることから、上記のようにＬＣ直列体のコンデンサの電圧が低くできるとともに、ＬＣ直列体の電流も低減でき、ＬＣ直列体のインダクタを小型化できる。またこのような列回路を複数（ｎ個）配列して位相を各列回路間でずらして駆動することにより、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。
さらにまた、複数段の回路Ａ１〜Ａ４の内、他の回路に挟まれた中間に位置する回路の平滑コンデンサの両端子に入出力端子を接続するように構成された列回路において、整流回路として動作する回路を上記実施の形態５〜８に示したように、低圧側素子、高圧側素子としての２つのダイオードを直列接続して構成しても良い。
上記各実施の形態１〜１０では、複数段の回路Ａ１〜Ａ４の各回路間に接続されてエネルギ移行に用いられるコンデンサには、インダクタが直列接続されてＬＣ直列体を構成し、共振現象を利用したエネルギ移行を行うものであった。このコンデンサにインダクタを接続せずにコンデンサのみでエネルギ移行することもでき、このように構成される複数の列回路を、列回路内の各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４に並列配置される平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4を共有して並列接続する。そして、各列回路間で駆動周期を一致させて位相をずらして駆動することにより、上記各実施の形態と同様に、平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4のリプル電流が減少する効果が得られる。この場合も、列回路の数をｎとすると、各列回路の位相を２π／ｎ（rad）ずつずらすのが最も効果的である。
また、上記各実施の形態では、昇降圧の電圧比が４のＤＣ／ＤＣ電力変換装置について述べてきたが、各列回路を構成する複数段回路の段数を変化させ、昇降圧電圧比を変化させたものでも、上記各実施の形態が適用でき同様の効果が得られる。
また、上記各実施の形態では、駆動用インバータ回路、整流回路内のスイッチング素子に、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETを用いたが、ＩＧＢＴ等、制御電極でオンオフ動作が制御できる他の半導体スイッチング素子でも良く、その場合ダイオードが逆並列接続されたものを用い、このダイオードがパワーMOSFETの寄生ダイオードの機能を果たす。
上記実施の形態１〜１０では、並列接続される複数の列回路Ｘ、Ｙ、Ｚが同じ回路構成のものを示したが、異なる回路構成でも良く、例えば列回路Ｘを上記実施の形態１で示した回路構成、列回路Ｙ、Ｚを上記実施の形態３で示した回路構成としても良い。この場合、各列回路を構成する複数段回路の段数を同じにすることにより、各平滑コンデンサへの充放電電流を列回路間で効果的に融通し合えて、平滑コンデンサに流れるリプル電流が効果的に低減できる。
実施の形態１１．
次に、この発明の実施の形態１１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置を、並列配置される複数の列回路を構成する複数段回路の段数が異なるものについて示す。
図１２はこの発明の実施の形態１１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示すもので、
図１２に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、４段の回路Ａ１〜Ａ４から成る列回路Ｘおよび２段の回路Ｂ１、Ｂ２から成る列回路Ｙと、駆動用電源Vs1〜Vs4と、入出力電圧を平滑化し、またエネルギ移行のための電圧源としても機能する平滑コンデンサCs1、Cs2、Cs3、Cs4と、制御回路130と、入出力電圧端子Vcom、VL、VH1、VH2とから構成される。
列回路Ｘの構成は上記実施の形態１と同様である。
列回路Ｙは、低圧側素子、高圧側素子としての２つのMOSFET（Mos1L、Mos1H）（Mos2L、Mos2H）を直列接続して、各平滑コンデンサCs1、Cs2の両端子間に接続した２段の回路Ｂ１、Ｂ２を直列接続して構成される。そして、各回路Ｂ１、Ｂ２内の２つのMOSFETの接続点を中間端子として、２つの回路Ｂ１、Ｂ２の中間端子間に、コンデンサCr12およびインダクタLr12の直列体で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12を接続する。このＬＣ直列体LC12のインダクタンス値と容量値から定まる共振周期の値は、列回路Ｘ内に配設される各ＬＣ直列体にて定まる共振周期の値と等しくなるように設定される。なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
また、列回路Ｙは、各回路Ｂ１、Ｂ２内のMOSFETを駆動するための、ゲート駆動回路111、112およびフォトカプラ（121L、121H）、（122L、122H）を備える。さらに、ゲート信号入力端子Tm−GL、Tm−GHと、電源入力端子あるいは平滑コンデンサ接続端子となるTm−Com、Tm−Vs1、Tm−Vs2、Tm−Cs1、Tm−Cs2を備える。
また、入出力電圧端子Vcom、VLは、上記実施の形態１と同様に平滑コンデンサCs1の両端子に接続され、電圧端子VH1は平滑コンデンサCs4の高電圧端子に、電圧端子VH2は平滑コンデンサCs2の高電圧端子（平滑コンデンサCs3の低電圧端子）に、それぞれ接続される。
このように構成されるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、電圧端子VL−Vcom間に電圧V1が入力され、電圧端子VH1−Vcom間から４倍に昇圧された電圧V2が出力されると共に、電圧端子VH2−Vcom間から２倍に昇圧された電圧V3が出力される。
制御回路130から各列回路Ｘ、Ｙ毎にゲート信号（GateL−X、GateH−X）、（GateL−Y、GateH−Y）が出力され、これらゲート信号により各列回路Ｘ、Ｙが駆動される。各列回路Ｘ、Ｙへのゲート信号は上記実施の形態１と同様であり、列回路Ｘの動作は、実施の形態１で説明した通りである。
列回路Ｙの動作について以下に説明する。
回路Ｂ１は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ｂ２は整流回路として動作する。
電圧V3は２×V1よりも低い値となっている。定常状態では、平滑コンデンサCs1には電圧V1の電圧が充電されており、平滑コンデンサCs2には平均的にV3−V1の電圧が充電されている。
低圧側MOSFETへのゲート信号GateL−Yにより各回路Ｂ１、Ｂ２の低圧側MOSFETであるMos1L、Mos2Lがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサCs1に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサCr12に移行する。
Cs1⇒Mos2L⇒Lr12⇒Cr12⇒Mos1L
次いで、高圧側MOSFETへのゲート信号GateH−Yにより各回路Ｂ１、Ｂ２の高圧側MOSFETであるMos1H、Mos2Hがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサCr12に充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサCs2に移行する。
Cr12⇒Lr12⇒Mos2H⇒Cs2⇒Mos1H
このように、列回路Ｙでは、コンデンサCr12の充放電により、平滑コンデンサCs1から平滑コンデンサCs2にエネルギを移行する。そして、電圧端子VLとVcom間に入力された電圧V1を、約２倍に昇圧された電圧V3にして電圧端子VH2とVcom間に出力する。また、各コンデンサCr12には、インダクタLr12が直列に接続されてＬＣ直列体LC12を構成するため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、大きなエネルギ量を効率よく移行できる。
またこの場合も、整流回路Ｂ２にMOSFETを用いたため、ダイオードを用いたものに比して導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。
以上のように各列回路Ｘ、Ｙは動作するものであるが、この場合、列回路は２個であるため、各列回路Ｘ、Ｙを駆動する駆動信号は、周期をＴ（ＬＣ直列体にて定まる共振周期）として一致させると共に、各列回路間で位相をＴ／2（２π／２（rad））ずつずらして駆動する。また、２つの列回路Ｘ、Ｙは、平滑コンデンサCs1、Cs2を共有するため、平滑コンデンサCs1、Cs2への充放電電流を列回路間で融通し合い、平滑コンデンサCs1、Cs2に流れる交流電流（リプル電流）が低減する。このような平滑コンデンサのリプル電流低減により、上述したように、信頼性の向上、電力変換効率の向上、および装置構成の小型化が図れる。
また、この場合、電圧端子VH2−Vcom間に配列される回路を複数個（２個）並列にしているため、電圧V1と比較して電圧V3の出力電力が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の電力損失を低減して発熱を抑えることができる。
この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１によるゲート信号および各部の電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による各列回路を駆動するゲート信号を示す図である。 この発明の実施の形態１による平滑コンデンサに流れる電流を比較例と共に示す図である。 この発明の実施の形態２によるゲート信号および各部の電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の列回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の列回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の列回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態９によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
符号の説明
Ａ１〜Ａ４ 回路（駆動用インバータ回路／整流回路）、
Ｂ１ 回路（駆動用インバータ回路）、Ｂ２ 回路（整流回路）、
Cr12，Cr13，Cr14，Cr23，Cr34，Cr21，Cr24 コンデンサ、
Cs1〜Cs4 平滑コンデンサ、Di1L〜Di4L 低圧側ダイオード、
Di1H〜Di4H 高圧側ダイオード、
Lr12，Lr13，Lr14，Lr23，Lr34，Lr21，Lr24 インダクタ、
LC12，LC13，LC14，LC23，LC34，LC21，LC24 ＬＣ直列体、
Mos1L〜Mos4L 低圧側MOSFET、Mos1H〜Mos4H 高圧側MOSFET、
GateＬ(GateL−X，GateL−Y，GateL−Z)，GateＨ(GateH−X，GateH−Y，GateH−Z) ゲート信号、
Ｔ 駆動周期（共振周期）、Ｘ，Ｙ，Ｚ 列回路、VL，VLh，VLl，Vcom 電圧端子。

Claims (10)

  1. 半導体スイッチング素子から成る高圧側素子および低圧側素子を直列接続して平滑コンデンサの正負端子間に接続して成る駆動用インバータ回路と、半導体スイッチング素子あるいはダイオード素子から成る高圧側素子および低圧側素子を直列接続して平滑コンデンサの正負端子間に接続して成る整流回路とによる複数の回路を直列に接続すると共に、上記各回路内の上記高圧側素子と上記低圧側素子との接続点を中間端子として、上記回路間となる該中間端子間にエネルギ移行用コンデンサを配して、複数段回路による列回路を構成し、
    該列回路を、上記平滑コンデンサを共有してｎ（ｎは２以上の整数）個、並列接続して備え、
    上記各列回路を駆動する駆動信号は、駆動周期を一致させると共に各列回路毎に位相をずらすものであることを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  2. 上記ｎ個の列回路を駆動する各駆動信号の位相は、それぞれ２π／ｎずつ異なることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  3. 上記各列回路を構成する複数段回路の段数は同じであることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  4. 上記列回路は、上記複数段回路内で隣接する各回路の上記中間端子間にそれぞれ上記エネルギ移行用コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  5. 上記列回路は、上記複数段回路の内、所定の回路の上記平滑コンデンサの正負端子に入出力用の電圧端子を接続し、上記所定の回路は、両側が上記複数段回路内の他の回路に接続されて中間に位置することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  6. 上記列回路は、上記複数段回路の内、所定の１回路の上記平滑コンデンサの正負端子に入出力用の電圧端子を接続すると共に、該所定の１回路と他の各回路との上記中間端子間にそれぞれ上記エネルギ移行用コンデンサを接続したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  7. 上記所定の１回路は、両側が上記複数段回路内の他の回路に接続されて中間に位置することを特徴とする請求項６に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  8. 上記エネルギ移行用コンデンサと直列にインダクタを配置したことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  9. 上記エネルギ移行用コンデンサと上記インダクタとから成り上記回路間に配される複数の直列体は、コンデンサ容量とインダクタンスとで決まる共振周期がそれぞれ等しいことを特徴とする請求項８に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
  10. 上記各半導体スイッチング素子は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴ、あるいはダイオードを逆並列に接続した半導体スイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
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