JP2008244706A - フィルタ及び高周波モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】マイクロ波やミリ波において、良好な帯域特性を得ることができ、しかも、高い設計自由度を有し、且つ小型で低コストのフィルタ及び高周波モジュールを提供する。
【解決手段】フィルタ１は誘電体基板２とストリップライン３と複数の共振器電極４とグランド電極５とを備える。共振器電極４はストリップライン３の両側に同数ずつ設けられている。各共振器電極４は矩形状をなし、一方端が開放端４１であり、他方端が短絡端４２である。すなわち、ビアホール６を各共振器電極４の開放端４１からλｇ／４の部位４２の下側に設け、この部位４２に接続すると共にグランド電極５に接続した。各共振器電極４の向きをストリップライン３の長さ方向に対して垂直に設定し、ストリップライン３両側の共振器電極４の開放端４１同士が互いに対向するように設定した。また、隣り合う共振器電極４同士の間隔をλｇ／４に設定した。
【選択図】図１

Description

この発明は、高周波回路に適用するフィルタ及び高周波モジュールに関するものである。

従来、この種のフィルタとしては、帯域内の中心周波数における波長の４分の１の長さのオープンスタブ状の共振器電極を当該波長の４分の１の間隔でストリップラインから突設したものや、ストリップラインを当該波長の４分の１の間隔内で折り曲げて小型化を図ったものがある（例えば、特許文献１参照）。また、円形や多角形の共振器電極をストリップラインの両側に配し、各共振器電極の中心を接地したフィルタもある（例えば、特許文献２参照）。
しかし、オープンスタブ状の共振器電極を有する上記フィルタでは、隣り合う共振器電極が電界結合をし易い。したがって、マイクロ波やミリ波に使用するために、共振器電極の隣接間隔を狭くしたフィルタでは、強い電界結合が発生して、良好な帯域特性を得ることができない。そして、このような電界結合を配慮して、フィルタを設計しなければならないために、設計自由度が低下するという問題が生じる。
また、ストリップラインを当該波長の４分の１の間隔内で折り曲げた上記フィルタでは、共振器電極間の電界結合を弱めることができるものの、ストリップラインをマイクロ波やミリ波の波長の４分の１の間隔内に折り曲げ形成するには、高精度な微細配線プロセスが必要となり、その分、製造設備コストが高くなるという問題がある。

そこで、一方を開放端とし他方を短絡端とした共振器電極を、帯域内の中心周波数における波長の４分の１の間隔で、ストリップラインの両側に配し、しかも、共振方向をストリップラインの長さ方向と平行にしたフィルタが提案されている（例えば、特許文献３及び特許文献４参照）。
このようなフィルタでは、隣り合う共振器電極の開放端と短絡端とが向き合うため、電界結合がほとんど生じず、良好な帯域特性を得ることができる。

ところで、短い波長のマイクロ波やミリ波で使用するフィルタでは、ストリップラインと共振器電極との間のリアクタンス値が、製造時において、所望リアクタンス値からずれる場合が多い。このため、ストリップラインと共振器電極との製造後に、リアクタンス値を変化させることができる構造のフィルタが必要となる。
このようなフィルタとしては、可変容量素子をストリップラインと共振器電極との間に配し、この可変容量素子に電圧を加えて容量値を変化させることにより、ストリップラインと共振器電極の間のリアクタンス値を変化させるもの（例えば、特許文献５及び特許文献６参照）や、一端短絡の共振器電極に設けられた集中定数型のコンデンサとストリップラインとを、ワイヤで接続し、ワイヤの長さを調整することで、ストリップラインと共振器電極の間のリアクタンス値を変化させるようにしたものもある（例えば、特許文献７参照）。

特開平１０−２１５１０２号公報 特開２００１−１１１３０３号公報 国際公開第２００５／０１３４１１号パンフレット 特開昭６２−０１４８０４公報 特開２００２−００９５７３号公報 特表２００４−５２４７７０号公報 特開昭６３−０７０６０１号公報

しかし、上記した従来の技術では、次のような問題がある。
まず、特許文献３及び特許文献４に開示のフィルタのように、一方を開放端とし他方を短絡端とした共振器電極を、帯域内の中心周波数における波長の４分の１の間隔で、ストリップラインの両側に配し、しかも、共振方向をストリップラインの長さ方向と平行にした構造のものでは、共振方向がストリップラインの長さ方向を向いているので、ストリップラインの長さ方向の寸法が大きくなり、その結果、フィルタの大型化に繋がるという問題がある。
また、特許文献５及び特許文献６に開示のフィルタのように、可変容量素子に電圧を加えて容量値を変化させることにより、ストリップラインと共振器電極の間のリアクタンス値を変化させるものでは、可変容量素子という高価な部品が必要であり、さらに、この可変容量素子に電圧を与える電源装置が別に必要となるので、フィルタの製造コストが非常に高くなる。
また、特許文献７に開示のフィルタのように、共振器電極に設けられた集中定数型のコンデンサとストリップラインとをワイヤで接続した構造のものでは、集中定数型コンデンサが必要なため、部品点数が多くなり、その分製品コストが高くなる。しかも、集中定数型のコンデンサを共振器電極の所望箇所に半田付けし、その上からワイヤを接続するという作業が必要不可欠であるので、製造工程数が多くなり、その分製造コストが高くなると問題がある。

この発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、マイクロ波やミリ波において、良好な帯域特性を得ることができ、しかも、高い設計自由度を有し、且つ小型で低コストのフィルタ及び高周波モジュールを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、基板と、この基板の表面に設けられた信号入出力用のストリップラインと、それぞれが帯域内の中心周波数における波長の約４分の１の長さに設定され且つ一方端が開放端とされると共に他方端が短絡端とされた状態で、ストリップラインの両側に波長の約４分の１の間隔で配列された複数の共振器電極とを備えるフィルタであって、各共振器電極の開放端をストリップラインに近づけた状態で、開放端から短絡端とに至る共振器電極の長さ方向を、ストリップラインの長さ方向に対して垂直に設定し、ストリップラインの一方側の共振器電極と他方側の共振器電極との開放端同士を互いに対向させた構成とする。
かかる構成により、帯域外周波数の信号が、ストリップラインに入力すると、この信号は、複数の共振器電極と結合しないため、ストリップラインの出力端側に伝搬する。そして、帯域内周波数の信号が、ストリップラインに入力すると、この信号は、初段の共振器電極で共振し、そのままストリップラインの入力端側に反射される。すなわち、この発明のフィルタは、共振器電極の共振周波数を中心とする帯域内の信号を阻止し、帯域外の信号を通過させる帯域阻止フィルタとして機能する。
このとき、共振器電極の他方端が短絡端とされているので、隣り合う共振器電極同士の電界結合がほとんど生じない。

請求項２の発明は、請求項１に記載のフィルタにおいて、ストリップラインの部位であって、共振器電極の開放端同士が互いに対向する部位の幅を、広げ又は狭めることで、当該部位の特性インピーダンスを調整した構成とする。
かかる構成により、ストリップラインと共振器電極との整合を図ることができる。

請求項３の発明は、請求項１に記載のフィルタにおいて、各共振器電極の開放端の端辺と端辺と対向するストリップラインの側辺との対向長さとを変えることで、共振器電極とストリップラインとの間の容量を調整した構成とする。
かかる構成により、ストリップラインと共振器電極との電界結合の強さを調整することができる。

請求項４の発明は、請求項１又は請求項２に記載のフィルタにおいて、複数の共振器電極を基板の内部に形成した構成とする。

請求項５の発明は、基板と、この基板の表面に設けられた信号入出力用のストリップラインと、それぞれが帯域内の中心周波数における波長の約４分の１の長さに設定され且つ少なくとも一方端が短絡端とされた状態で、ストリップラインの一方側のみ又は両側に波長の約４分の１の間隔で配列された複数の共振器電極とを備えるフィルタであって、共振器電極の長さ方向を、ストリップラインの長さ方向に対して垂直に設定し、ワイヤ又はエアブリッジを、ストリップラインと複数の共振器電極のいずれか又は全てとの間に直接に接続した構成とする。
かかる構成により、帯域外周波数の信号が、ストリップラインに入力すると、この信号は、ワイヤ又はエアブリッジでストリップラインと接続されている共振器電極で阻止され、そのままストリップラインの入力端側に反射される。そして、帯域内周波数の信号が、ストリップラインに入力すると、この共振器電極で共振し、次段の共振器電極側又はストリップラインの出力端側に伝搬する。したがって、この発明のフィルタでは、ワイヤ又はエアブリッジで接続されている共振器電極の数や位置を特定することで、フィルタの帯域特性を任意に設定することができる。さらに、各共振器電極に接続するワイヤ又はエアブリッジの本数や長さを変えることにより、共振器電極とストリップラインとの間のリアクタンス値を調整して、フィルタ特性をより細かく設定することができる。
すなわち、この発明のフィルタは、リアクタンス可変型の帯域透過フィルタとして機能させることができる。

請求項６の発明は、請求項５に記載のフィルタにおいて、複数の共振器電極を、ストリップラインの両側に配し、ワイヤ又はエアブリッジを、ストリップラインの一方側に位置する複数の共振器電極の全てとストリップラインとの間に直接に接続した構成とする。

請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のフィルタにおいて、ストリップラインは、基板の裏面又は内部に設けたグランド電極と共にマイクロストリップラインを構成する構成とした。

請求項８の発明は、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のフィルタにおいて、基板は、誘電体基板である構成とした。

請求項９の発明は、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のフィルタにおいて、基板は、半導体基板である構成とした。

請求項１０の発明は、請求項９に記載のフィルタにおいて、半導体基板は、砒化ガリウム基板又はシリコン基板である構成とした。

請求項１１の発明に係る高周波モジュールは、請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載のフィルタを備える構成とした。

以上詳しく説明したように、請求項１ないし請求項４の発明に係るフィルタによれば、隣り合う共振器電極の電界結合がほとんど生じないので、マイクロ波やミリ波に対して良好な帯域特性を有した帯域阻止フィルタとして機能させることができる。また、この電界結合を配慮して、フィルタを設計する必要がないので、設計自由度を高めることができる。さらに、各共振器電極の向きをストリップラインに対して垂直に設定して、共振器電極間を帯域内の中心周波数における波長の約４分の１の間隔に設定したので、ストリップラインの長さ方向の寸法を短くすることができ、その分、フィルタを小型化することができる。

また、請求項５及び請求項６の発明に係るフィルタによれば、ワイヤ又はエアブリッジで接続されている共振器電極の数や位置、及び各共振器電極に接続するワイヤ又はエアブリッジの本数や長さを特定することで、フィルタ特性を調整することができるリアクタンス可変型の帯域透過フィルタとして機能させることができる。しかも、ワイヤ又はエアブリッジの本数や長さを変えるだけで、各共振器電極のリアクタンスを変化させることができるので、高価な可変容量素子やその駆動用電源装置等を必要とせず、部品点数の少ないリアクタンス可変型のフィルタを実現することができる。この結果、かかるフィルタの製造及び製品コストの低減化を図ることができる。

また、請求項１１の発明に係る高周波モジュールによれば、上記フィルタを備えているので、マイクロ波やミリ波において、良好な帯域特性と高い設計自由度を得ることができ、しかも、小型化と低コスト化とが可能となる。

以下、この発明の最良の形態について図面を参照して説明する。

図１は、この発明の第１実施例に係るフィルタを一部破断して示す斜視図であり、図２は、フィルタの平面図であり、図３は、図２の矢視Ａ−Ａ断面図である。

図１に示すように、この実施例のフィルタ１は、誘電体基板２とストリップライン３と１４枚の共振器電極４とグランド電極５とを備えている。
誘電体基板２は、所定の比誘電率を有する誘電体で形成した板状体であり、ストリップライン３は、この誘電体基板２の表面２ａにパターン形成されている。
ストリップライン３は、信号を入出力するために、誘電体基板２の表面２ａのほぼ中央部に配設されたラインであり、幅が「Ｗ」の直線状導体パターンである。

共振器電極４は、ストリップライン３よりも短い導体パターンであり、図２に示すように、ストリップライン３の両側に、７枚ずつ配設されている。
図４は、各共振器電極４の寸法や向き，及び共振器電極４同士の間隔を説明するための部分拡大平面図である。
図４に示すように、幅Ｗのストリップライン３の両側に位置する共振器電極４（４Ａ），４（４Ｂ）は、対を成す。
各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）は、長さが「Ｌ」で幅が「ｗ」の矩形状をなし、一方端が開放端４１であり、他方端が短絡端４２である。
具体的には、ビアホール６を、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１から長さＬ１の部位４２の下側に設け、ビアホール６の上端をこの部位４２に接続すると共に、下端を後述するグランド電極５に接続している。そして、開放端４１から部位４２迄の長さＬ１、即ち開放端４１から短絡端４２までの長さを、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の帯域内の中心周波数における波長（以下、「λｇ」と記す。）の４分の１の長さに設定した。 また、開放端４１を距離Ｄ１迄ストリップライン３に近づけ、短絡端４２をストリップライン３から遠ざけた。すなわち、開放端４１から短絡端４２に至る各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の長さ方向を、ストリップライン３の長さ方向に対して垂直に設定した。そして、ストリップライン３の一方側の共振器電極４（４Ａ）と他方側の共振器電極４（４Ｂ）との開放端４１，４１同士が互いに対向するように設定した。したがって、ストリップライン３と垂直な向きの共振器電極４（４Ａ），４（４Ｂ）が、開放端４１，４１を互いに対向させた状態で、ストリップライン３の両側で対を成す。また、隣り合う共振器電極４（４Ａ）同士又は共振器電極４（４Ｂ）同士の間隔Ｄをλｇ／４に設定した。これにより、この実施例のフィルタ１は、共振器電極４Ａ，４Ｂで構成される長さλｇ／２の共振器を、７対、λｇ／４の間隔でストリップライン３に組み込んだ構造を成す。

図１及び図３に示すように、グランド電極５は、誘電体基板２の裏面２ｂに設けられており、これにより、ストリップライン３は、グランド電極５と共にマイクロストリップラインを構成する。なお、グランド電極５を、誘電体基板２の裏面２ｂでなく、内部に設けても良いことは勿論である。

次に、この実施例のフィルタ１が示す作用及び効果について説明する。
図５は、フィルタの作用及び効果を説明するための平面図であり、図６は、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との電界結合を説明するための概略断面図である。
図５に示すように、帯域外周波数の信号Ｓ′が、入力端３１からストリップライン３に入力すると、この信号Ｓ′は、初段の共振器電極４Ａ，４Ｂ（図の最左の共振器電極４Ａ，４Ｂ）を通過し、そのまま次段の共振器電極４Ａ，４Ｂ側又はストリップライン３の出力端３２側に伝搬する。そして、帯域内周波数即ち共振器電極４Ａ，４Ｂの共振周波数を中心とする周波数帯の信号Ｓが、ストリップライン３に入力すると、この信号Ｓは、各段の共振器電極４Ａ，４Ｂで共振し、そのままストリップライン３の入力端３１側に反射される。すなわち、この実施例のフィルタ１は、対の共振器電極４Ａ，４Ｂの共振周波数を中心とする帯域内の信号Ｓを阻止し、帯域外の信号Ｓ′を通過させる帯域阻止フィルタとして機能する。

ところで、共振器電極４Ａ，４Ｂの共振時において、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の幅狭の開放端４１がストリップライン３に対向しているだけであるので、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との間の電界結合は、期待する強さにならないおそれがある。しかし、この実施例では、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の先端部が短絡端４２を成し、ストリップライン３に近接した端部が開放端４１を成している。このため、図６に示すように、電界Ｅが、短絡端４２で最も弱く且つ開放端４１で最も強くなるように、分布する。
そして、λｇ／２の対状共振器電極４Ａ，４Ｂで構成される共振器が、仮想的に切断された開放端４１，４１の間隙内にストリップライン３を位置させて共振するので、電界分布が、ストリップライン３と開放端４１，４１との間に集中し、共振器電極４Ａ，４Ｂとストリップライン３とが非常に強い電界結合力で結合することとなる。

また、隣り合う共振器電極４（４Ａ）同士又は共振器電極４（４Ｂ）同士の間隔Ｄがλｇ／４という非常に狭い間隔に設定されているので、共振器電極４（４Ａ）同士又は共振器電極４（４Ｂ）同士で電界結合をするおそれがある。しかし、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の先端を短絡端４２とし、開放端４１をストリップライン３に近接させた構成であるので、共振器電極４（４Ａ）同士又は共振器電極４（４Ｂ）同士の間隔Ｄがλｇ／４であれば、マイクロ波やミリ波等を使用する場合においても、電界結合は生じないと考える。
図７は、隣り合う共振器電極４（４Ａ又は４Ｂ）同士の結合係数を示す線図である。
発明者は、かかる想定を確認すべく、次のようなシミュレーションを行った。
誘電体基板２の比誘電率を「８．８」、ストリップライン３の幅Ｗ（図４参照）を「０．２２ｍｍ」、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の長さＬ及び幅ｗを「０．４ｍｍ」及び「０．２ｍｍ」、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との距離Ｄ１を「０．１ｍｍ」に設定した。そして、６０ＧＨｚの信号をストリップライン３に入力し、隣り合う共振器電極４（４Ａ又は４Ｂ）同士の間隔Ｄを０．０１ｍｍ〜１ｍｍまで変化させながら、各間隔Ｄにおける結合係数を計算したところ、図７に示すような、結果を得た。
すなわち、図７の結合係数曲線Ｋで示すように、隣り合う共振器電極４（４Ａ又は４Ｂ）同士の間隔Ｄが０．１ｍｍ以上である場合には、結合係数は「０」であり、共振器電極４（４Ａ又は４Ｂ）同士の電界結合が生じないことが判る。
したがって、隣り合う共振器電極４（４Ａ又は４Ｂ）同士の間隔Ｄを６０ＧＨｚにおけるλｇ／４に設定したこの実施例のフィルタ１を使用する限り、共振器電極４（４Ａ又は４Ｂ）同士の電界結合はほとんど生じない。

このように、この実施例のフィルタ１によれば、非常に強い電界結合が、共振器電極４とストリップライン３との間で生じ、しかも、隣り合う共振器電極４同士の電界結合がほとんど生じないので、マイクロ波やミリ波に対して良好な帯域特性を有した帯域阻止フィルタとして機能する。したがって、共振器電極４同士のの電界結合を配慮して、フィルタ１を設計する必要がないので、設計自由度を高めることができ、さらに、ストリップライン３と垂直な共振器電極４を横並びに間隔Ｄの間隔で配列することができるので、フィルタ１のストリップライン３の長さ方向の寸法を短くすることができる。

発明者等は、フィルタの帯域特性を確認すべく、次のような実験を行った。
図８は、実測によって得た帯域特性を示す線図であり、図９は、シミュレーションによって得た帯域特性を示す線図である。
この実験では、比誘電率が「８．８」で厚さが０．２ｍｍの誘電体基板２を用い、ストリップライン３の幅Ｗを「０．２２ｍｍ」、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の長さＬ及び幅ｗを「０．４ｍｍ」及び「０．２ｍｍ」、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１から短絡端４２迄の長さＬ１を「０．３ｍｍ」、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との距離Ｄ１を「０．１ｍｍ」に設定した。そして、周波数０ＧＨｚ〜１１０ＧＨｚの信号で掃引して、反射係数と透過係数の大きさ（ｄＢ）を実測したところ、図８に示すような、結果を得た。
すなわち、図８の反射係数曲線Ｓ１１で示すように、このフィルタ１は、６０ＧＨｚの近傍の周波数で反射係数の大きさがほぼ０（ｄＢ）であり、この帯域の信号のほとんど全てを反射している。また、図８の透過係数曲線Ｓ２１で示すように、このフィルタ１は、同じく、６０ＧＨｚの近傍の周波数で透過係数の大きさがほぼ−４０（ｄＢ）であり、この帯域の信号をほとんど透過させない。
以上の実験の結果、このフィルタ１によれば、６０ＧＨｚの近傍の所望帯域で、その周波数の信号を確実に反射し、当該帯域外の信号を確実に透過させるということが確認された。
発明者等は、上記条件と同条件下でシミュレーションを行った結果、図９の反射係数曲線Ｓ１１′及び透過係数曲線Ｓ２１′に示すように、上記実測の結果と同様の結果を得た。したがって、下記実施例においては、シミュレーションのみを用いて、効果確認を行うこととし、実測と同様の結果を得るものと推定する。

次に、この発明の第２実施例について説明する。
図１０は、この発明の第２実施例に係るフィルタの一例を示す平面図であり、図１１は、他の例を示す平面図である。
この実施例のフィルタは、ストリップライン３の特定部位の特性インピーダンスを他の部位の特性インピーダンスと異ならしめた点が、上記第１実施例と異なる。
すなわち、図１０に示すように、共振器電極４Ａ，４Ｂの開放端４１，４１同士が互いに対向するストリップライン３の部位３３の幅Ｗ１を、ストリップライン３の幅Ｗよりも広く設定して、当該部位３３の特性インピーダンスを他の部位の特性インピーダンスよりも低くしている。
このように構成することにより、ストリップライン３と共振器電極４Ａ，４Ｂとの整合を図ることができる。

また、 図１１に示すように、共振器電極４Ａ，４Ｂの開放端４１，４１同士が互いに対向するストリップライン３の部位３３の幅Ｗ１を、ストリップライン３の幅Ｗよりも狭く設定して、当該部位３３の特性インピーダンスを他の部位の特性インピーダンスよりも高くすることもできる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第３実施例について説明する。
図１２は、この発明の第３実施例に係るフィルタの一例を示す平面図であり、図１３は、他の例を示す平面図である。
この実施例のフィルタは、ストリップライン３と各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）との間の電界結合を調整することができるようにした点が、上記第１及び第２実施例と異なる。
すなわち、図１２の囲みＢ１で示すように、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１側に幅狭のパッド部４０を設ける。これにより、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端の端辺４０ａの長さとこの端辺４０ａと対向するストリップライン３の側辺３０との長さとを、上記第１及び第２実施例の場合よりも短く変えることができる。その結果、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との間の容量値を小さくして、電界結合力を弱くすることができる。

また、図１３に示すように、櫛歯状の突起３０′をストリップライン３に突設すると共に、この突起３０′に噛み合うように近接した櫛歯状の突起４０′を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）に突設することで、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との間の容量値を大きくして、電界結合力を強めることもできる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１及び第２実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第４実施例について説明する。
図１４は、この発明の第４実施例に係るフィルタを示す断面図である。
この実施例のフィルタは、複数の共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）を誘電体基体２の内部に形成した点が、上記第１ないし第３実施例と異なる。
具体的には、図１４に示すように、開放端４１，４１をストリップライン３の下側に位置させた状態で、共振器電極４Ａ，４Ｂを誘電体基体２の内部で且つストリップライン３の両側に配置する。
かかる構成により、ストリップライン３と共振器電極４Ａ，４Ｂとの結合量の設計する上で、その設計自由度を向上させることができる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１ないし第３実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第５実施例について説明する。
図１５は、この発明の第５実施例に係るフィルタ１を示す平面図であり、図１６は、図１５の矢視Ｂ−Ｂ断面図である。
この実施例は、ワイヤを共振器電極とストリップラインとの間に接続して、リアクタンス可変型の帯域透過フィルタを構成した点が、帯域阻止フィルタを構成する上記第１ないし第３実施例と異なる。

具体的には、図１５及び図１６に示すように、ワイヤ７を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１とストリップライン３との間に直接に接続した。この実施例では、ワイヤ７を全ての共振器電極４に接続した。すなわち、対状の共振器電極４Ａ，４Ｂとストリップライン３とがワイヤ７，７を介して電気的に接続されているので、各共振器電極４の端部４１が、短絡端になり、このため、長さがλｇ／２の７対の共振器電極４Ａ，４Ｂがストリップライン３に直接接続した状態になっている。

かかる構成により、帯域内周波数の信号が、入力端３１からストリップライン３に入力すると、この信号が、共振器電極４Ａ，４Ｂで共振し、次段の共振器電極４Ａ，４Ｂ側又はストリップライン３の出力端３２側に伝搬して、出力される。また、帯域外周波数の信号がストリップライン３に入力されると、この信号は、共振器電極４Ａ，４Ｂで阻止され、そのままストリップライン３の入力端３１側に反射される。
すなわち、この発明のフィルタ１は、帯域透過フィルタとして機能する。

発明者等は、かかる効果を確認すべく、次のようなシミュレーションを行った。
図１７は、シミュレーションによって得た帯域特性を示す線図である。
誘電体基板２の比誘電率及び厚さ、ストリップライン３の幅Ｗ、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の長さＬ及び幅ｗ、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１から短絡端４２迄の長さＬ１、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）とストリップライン３との距離Ｄ１や、掃引周波数を上記第１実施例の実験と同様に設定し、図１５に示すフィルタについてシミュレーションを行ったところ、図１７に示す結果を得た。
すなわち、図１７の透過係数曲線Ｓ２１で示すように、このフィルタは、約５０ＧＨｚ〜８０ＧＨｚの帯域で透過係数が０（ｄＢ）であり、この帯域の信号のほとんど全てを透過させている。また、図１７の反射係数曲線Ｓ１１で示すように、このフィルタは、上記帯域で、反射係数が最小−３０（ｄＢ）にもなり、この帯域の信号をほとんど反射させない。これに対して、透過係数曲線Ｓ２１で示すように、約５０ＧＨｚ〜８０ＧＨｚの帯域外での透過係数は最小−４０（ｄＢ）にもなり、帯域外の信号のほとんどを透過させない。さらに、反射係数曲線Ｓ１１で示すように、上記帯域外では、反射係数がほぼ０（ｄＢ）になり、帯域外の信号をほとんど反射する。
以上のシミュレーションから、このフィルタが、約５０ＧＨｚ〜８０ＧＨｚの帯域の信号を透過する透過フィルタとして機能することを確認することができた。

このシミュレーションは、ワイヤ７を全ての共振器電極４とストリップライン３との間に接続したフィルタについて行った。しかし、ワイヤ７で接続されている共振器電極４の数や位置や、各共振器電極４に接続するワイヤ７の本数や長さを変えることによって、上記シミュレーションとは異なった特性が得られる筈である。したがって、これらの条件を変えることで、フィルタの特性を調整することができるものと考える。
そこで、発明者等は、ワイヤ７の本数等による帯域特性の相違を確認すべく、各種のシミュレーションを行った。

まず、ワイヤ７が両方に接続されている共振器電極４Ａ，４Ｂの対の数による帯域特性をシミュレーションした。
図１８は、ワイヤ７が接続されている共振器電極４Ａ，４Ｂを５対有するフィルタの平面図であり、図１９は、図１８のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。また、図２０は、ワイヤ７が接続されている共振器電極４Ａ，４Ｂを１対有するフィルタの平面図であり、図２１は、図２０のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。
まず、図１８に示すように、初段と最終段の共振器電極４Ａ，４Ｂの対からワイヤ７を外し、ワイヤ７が接続されている共振器電極４Ａ，４Ｂを５対にして、上記と同様のシミュレーションを行ったところ、図１９に示すような結果を得た。
すなわち、図１９の透過係数曲線Ｓ２１及び反射係数曲線Ｓ１１で示すように、約６０ＧＨｚ近傍の狭い帯域において、透過係数が下がり、反射係数が上がった。その他の帯域では、図１７に示した結果とほぼ同じであった。
次に、図２０に示すように、ワイヤ７が接続されている共振器電極４Ａ，４Ｂをたった１対にして、上記と同様のシミュレーションを行ったところ、図２１に示すような結果を得た。
図２１の透過係数曲線Ｓ２１及び反射係数曲線Ｓ１１で示すように、約６０ＧＨｚ近傍の帯域において、透過係数が大きく下がり、反射係数も大きく上がった。すなわち、、ワイヤ７が接続されている共振器電極４Ａ，４Ｂを少なくすることで、ワイヤ７が皆無のフィルタの帯域特性（図８及び図９参照）に近づき、帯域阻止フィルタとして機能するようになることが確認された。

次に、ワイヤ７が対の共振器電極４Ａ，４Ｂの片方のみに接続されている場合の帯域特性をシミュレーションした。
図２２は、ワイヤ７がストリップライン３の片側の共振器電極４Ｂにのみ接続されているフィルタの平面図であり、図２３は、図２２のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。また、図２４は、ワイヤ７がストリップライン３両側の共振器電極４Ａ，４Ｂに交互に接続されているフィルタの平面図であり、図２５は、図２４のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。
図２２に示すように、ワイヤ７をストリップライン３の片側の共振器電極４Ｂにのみ接続したフィルタについてシミュレーションを行ったところ、図２３に示すような結果を得た。
すなわち、図２３の透過係数曲線Ｓ２１及び反射係数曲線Ｓ１１で示すように、約４０ＧＨｚ以上の帯域において、透過係数が高く、反射係数が低い。特に、約４０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの帯域においては、透過係数及び反射係数が一定であり、この帯域を対象とした帯域透過フィルタとして用いることができる。
次に、図２４に示すように、ワイヤ７をストリップライン３両側の共振器電極４Ａ，４Ｂに交互に接続したフィルタについてシミュレーションを行ったところ、図２５に示すように、図２３とほぼ同様の結果を得た。
以上から、ワイヤ７を対の共振器電極４Ａ，４Ｂの片方のみに接続している場合には、ワイヤ７を共振器電極４Ａ，４Ｂのいずれかに接続している限り、帯域特性はほぼ同様であり、これらのフィルタは良好な帯域透過フィルタとして機能することが確認された。

さらに、ワイヤ７を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）に２本ずつ接続したフィルタの帯域特性をシミュレーションした。
図２６は、ワイヤ７が各共振器電極４に２本ずつ接続されたフィルタの平面図であり、図２７は、図２６のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。
図２６に示すように、２本のワイヤ７を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１に接続したフィルタについてシミュレーションを行ったところ、図２７に示すような結果を得た。
図２７の透過係数曲線Ｓ２１及び反射係数曲線Ｓ１１で示すように、約４０ＧＨｚ〜８０ＧＨｚの帯域において、透過係数が高く且つ反射係数が低い。しかも、図１７に示した透過係数曲線Ｓ２１，反射係数曲線Ｓ１１とほぼ同様の曲線を成す。
かかる結果から、ワイヤ７が全ての共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１に接続されている場合には、ワイヤ７の本数に拘わらず、帯域特性はほぼ同様であり、これらのフィルタは良好な帯域透過フィルタとして機能するものと推定できる。

最後に、ワイヤ７を各共振器電極４の短絡端４２に接続したフィルタの帯域特性をシミュレーションした。
図２８は、ワイヤ７が各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の短絡端４２に接続されたフィルタの平面図であり、図２９は、図２８のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。
図２８に示すように、ワイヤ７の長さを長くして、そのワイヤ７の一方端７１を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の短絡端４２に接続したフィルタについてシミュレーションを行ったところ、図２９に示すような結果を得た。
図２９の透過係数曲線Ｓ２１で示すように、約４０ＧＨｚ以上の全ての帯域において、透過係数がほぼ０（ｄＢ）となり、しかも、反射係数曲線Ｓ１１で示すように、この帯域において、反射係数が−１０（ｄＢ）以下となり、このフィルタが、約４０ＧＨｚ以上の帯域で非常に良好な帯域透過フィルタとして機能することが確認された。

以上のシミュレーションから、ワイヤ７で接続されている共振器電極４の数や位置、及び各共振器電極４に接続するワイヤ７の本数や長さを変えることで、フィルタの帯域特性を調整することができることが判明した。

また、ワイヤ７の本数や長さを変えるだけで、各共振器電極４のリアクタンスを変化させることができるので、高価な可変容量素子やその駆動用電源装置等を必要とせず、部品点数の少ないリアクタンス可変型のフィルタを実現することができる。この結果、かかるフィルタ１の製造及び製品コストの低減化を図ることができる。

なお、当該第５実施例では、ワイヤ７をストリップライン３と複数の共振器電極４のいずれか又は全てとの間に直接に接続したフィルタとして、図１５、図１８、図２０、図２２、図２４、図２６、及び図２８に示すフィルタを例示したが、これらのフィルタに限るものではなく、例えば、図３０〜図３７に示すようなフィルタも、ワイヤ７をストリップライン３と複数の共振器電極４のいずれか又は全てとの間に直接に接続したフィルタの変形例として、かかるフィルタの範囲に含まれる。
図３０は、第５実施例の第１変形例に係るフィルタの平面図であり、図３１は、図３０の矢視Ｃ−Ｃ断面図である。
このフィルタは、図３０及び図３１に示すように、ワイヤ７の一方端７１を、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の中心部位４３に接続した構成を成す。
図３２は、第２変形例に係るフィルタの平面図であり、図３３は、図３２の矢視Ｄ−Ｄ断面図であり、図３４は、第３変形例に係るフィルタの平面図であり、図３５は、第４変形例に係るフィルタの平面図である。
上記実施例のフィルタでは、グランド電極５に接続されたビアホール６を、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１から長さＬ１の部位４２の下側に設けて、この部位を短絡端４２とした。
しかし、図３２〜図３５に示すフィルタでは、ビアホール６を一方端４１の下側に設けて、かかる部位を短絡端４１とし、この短絡端４１から長さＬ１の部位４２は開放端とした構成を成す。
具体的には、図３２及び図３３に示すフィルタでは、ワイヤ７の一方端７１を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の絡端４１に接続しており、図３４に示すフィルタでは、ワイヤ７の一方端７１を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の中心部位４３に接続しており、図３５では、ワイヤ７の一方端７１を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４２に接続している。
図３６は、第５実施例の第５変形例に係るフィルタの平面図であり、図３７は、図３６の矢視Ｅ−Ｅ断面図である。
このフィルタでは、図３６及び図３７に示すように、ビアホール６を各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の両端に設けて、これらの両端を短絡端４１，４２とし、ワイヤ７の一方端７１を短絡端４１に接続した構成を成す。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１ないし第４実施例と同様であるので、その記載は省略する。

次に、この発明の第６実施例について説明する。
図３８は、この発明の第６実施例に係る高周波モジュールを示すブロック図である。
この実施例の高周波モジュール８は、図３８に示すように、アンテナブロック８１、デュプレクサブロック８２、送信ブロック８３、受信ブロック８４、発振ブロック８５とを組み合わせて構成されている。

アンテナブロック８１は、送信電波を送信し及び受信電波を受信するブロックであり、アンテナ８１ａによって構成される。また、デュプレクサブロック８２は、デュプレクサ８２ａによって、アンテナ８１ａを送信状態又は受信状態に切り換えるためのブロックである。送信ブロック８３は、デュプレクサブロック８２に接続されアンテナブロック８１に向けて高周波信号を出力するブロックであり、ミキサ８３ａと、フィルタ８３ｂと、電力増幅器８３ｃとで構成されている。一方、受信ブロック８４は、デュプレクサブロック８２に接続されアンテナブロック８１によって受信した高周波信号を入力するブロックであり、低雑音増幅器８４ａと、フィルタ８４ｂと、ミキサ８４ｃとで構成されている。発振ブロック８５は、送信ブロック８３と受信ブロック８４とに接続されており、局所発振器８５ａから所定周波数の局部発振信号ＬＯをミキサ８３ａ，８４ｃに発振する。
かかる構成により、図示しないベースバンド部で変調された中間周波信号ＩＦが、入力端子８３Ａを介して高周波モジュール８に入力され、送信ブロック８３で高周波信号にアップコンバートされ、アンテナ８１ａから電波として送信される。また、アンテナ８１ａで受信され、受信ブロック８４でダウンコンバートされた中間周波信号ＩＦは、出力端子８４Ａから図示しないベースバンド部に出力され、ベースバンド部で復調される。

この高周波モジュール８では、上記第１ないし第５実施例のうちのいずれかのフィルタが、フィルタ８３ｂ，８４ｂとして適用され、また、局所発振器８５ａ内に取り付けられている。
これにより、マイクロ波やミリ波において、良好な帯域特性と高い設計自由度を得ることができ、しかも、小型化と低コスト化とが可能な高周波モジュールを実現することができる。
その他の構成、作用及び効果は、上記第１ないし第５実施例と同様であるので、その記載は省略する。

なお、この発明は、上記実施例に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲内において種々の変形や変更が可能である。
上記実施例では、共振器電極４の形状を矩形状に形成した例を示したが、共振器電極４の形状はこれに限定されるものではない。例えば、図３９の（ａ）に示すような楕円形や円形、また、図３９の（ｂ）に示すような台形、そして、図３９の（ｃ）に示すような角が丸められた長方形に形成したものも、共振器電極４として適用することができることは勿論である。

また、上記実施例では、基板として、誘電体基板２を適用した例を示したが、基板として、砒化ガリウム誘電体基板やシリコン誘電体基板等の半導体基板をも適用することができる。

さらに、上記第５実施例では、ワイヤ７でストリップライン３と共振器電極４とを接続した例を示したが、エアブリッジで接続する構成とすることもできる。

また、上記実施例では、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の開放端４１から短絡端４２までの長さを、各共振器電極４（４Ａ，４Ｂ）の帯域内の中心周波数における波長の４分の１の長さに設定したが、この中心周波数における「波長の４分の１の長さ」は、厳密に４分の１でなくとも良く、中心周波数における「波長の約４分の１の長さ」であれば、良い。また、隣り合う共振器電極４（４Ａ）同士又は共振器電極４（４Ｂ）同士の間隔Ｄをλｇ／４に設定したが、この、「λｇ／４」も厳密に波長の４分の１に設定するものでなくとも良く、「約λｇ／４」に設定するものであればよい。

この発明の第１実施例に係るフィルタを一部破断して示す斜視図である。 フィルタの平面図である。 図２の矢視Ａ−Ａ断面図である。 各共振器電極の寸法や向き，及び共振器電極同士の間隔を説明するための部分拡大平面図である。 フィルタの作用及び効果を説明するための平面図である。 各共振器電極とストリップラインとの電界結合を説明するための概略断面図である。 隣り合う共振器電極同士の結合係数を示す線図である。 実測によって得た帯域特性を示す線図である。 シミュレーションによって得た帯域特性を示す線図である。 この発明の第２実施例に係るフィルタの一例を示す平面図である。 第２実施例に係るフィルタの他の例を示す平面図である。 この発明の第３実施例に係るフィルタの一例を示す平面図である。 第３実施例に係るフィルタの他の例を示す平面図である。 この発明の第４実施例に係るフィルタを示す断面図である。 この発明の第５実施例に係るフィルタを示す平面図である。 図１５の矢視Ｂ−Ｂ断面図である。 シミュレーションによって得た帯域特性を示す線図である。 ワイヤが接続されている共振器電極を５対有するフィルタの平面図である。 図１８のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。 ワイヤが接続されている共振器電極を１対有するフィルタの平面図である。 図２０のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。 ワイヤがストリップラインの片側の共振器電極にのみ接続されているフィルタの平面図である。 図２２のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。 ワイヤがストリップライン両側の共振器電極に交互に接続されているフィルタの平面図である。 図２４のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。 ワイヤが各共振器電極に２本ずつ接続されたフィルタの平面図である。 図２６のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。 ワイヤが各共振器電極の短絡端に接続されたフィルタの平面図である。 図２８のフィルタのシミュレーション結果を示す線図である。 第５実施例の第１変形例に係るフィルタの平面図である。 図３０の矢視Ｃ−Ｃ断面図である。 第５実施例の第２変形例に係るフィルタの平面図である。 図３２の矢視Ｄ−Ｄ断面図である。 第５実施例の第３変形例に係るフィルタの平面図である。 第５実施例の第４変形例に係るフィルタの平面図である。 第５実施例の第５変形例に係るフィルタの平面図である。 図３６の矢視Ｅ−Ｅ断面図である。 この発明の第６実施例に係る高周波モジュールを示すブロック図である。 共振器電極の各種変形例を示す平面図である。

符号の説明

１…フィルタ、 ２…誘電体基板、 ２ａ…表面、 ２ｂ…裏面、 ３…ストリップライン、 ４，４Ａ，４Ｂ…共振器電極、 ５…グランド電極、 ６…ビアホール、 ７…ワイヤ、 ８…高周波モジュール、 ３０…側辺、 ３０′，４０′…突起、 ３１…入力端、 ３２…出力端、 ３３…部位、 ４０…パッド部、 ４０ａ…端辺、 ４１…開放端、 ４２…短絡端、 ４３…中心部位、 ７１…一方端、 Ｅ…電界、 Ｓ…帯域内信号、 Ｓ′…帯域外信号、 Ｓ１１，Ｓ１１′…反射係数曲線、 Ｓ２１，Ｓ２１′…透過係数曲線。

Claims (11)

1. 基板と、この基板の表面に設けられた信号入出力用のストリップラインと、それぞれが帯域内の中心周波数における波長の約４分の１の長さに設定され且つ一方端が開放端とされると共に他方端が短絡端とされた状態で、当該ストリップラインの両側に上記波長の約４分の１の間隔で配列された複数の共振器電極とを備えるフィルタであって、
   上記各共振器電極の上記開放端を上記ストリップラインに近づけた状態で、当該開放端から上記短絡端とに至る当該共振器電極の長さ方向を、上記ストリップラインの長さ方向に対して垂直に設定し、
   上記ストリップラインの一方側の共振器電極と他方側の共振器電極との開放端同士を互いに対向させた、
   ことを特徴とするフィルタ。
2. 請求項１に記載のフィルタにおいて、
   上記ストリップラインの部位であって、上記共振器電極の開放端同士が互いに対向する部位の幅を、広げ又は狭めることで、当該部位の特性インピーダンスを調整した、
   ことを特徴とするフィルタ。
3. 請求項１に記載のフィルタにおいて、
   上記各共振器電極の開放端の端辺と当該端辺と対向するストリップラインの側辺との対向長さとを変えることで、当該共振器電極とストリップラインとの間の容量を調整した、
   ことを特徴とするフィルタ。
4. 請求項１又は請求項２に記載のフィルタにおいて、
   上記複数の共振器電極を上記基板の内部に形成した、
   ことを特徴とするフィルタ。
5. 基板と、この基板の表面に設けられた信号入出力用のストリップラインと、それぞれが帯域内の中心周波数における波長の約４分の１の長さに設定され且つ少なくとも一方端が短絡端とされた状態で、当該ストリップラインの一方側のみ又は両側に上記波長の約４分の１の間隔で配列された複数の共振器電極とを備えるフィルタであって、
   上記共振器電極の長さ方向を、上記ストリップラインの長さ方向に対して垂直に設定し、
   ワイヤ又はエアブリッジを、上記ストリップラインと上記複数の共振器電極のいずれか又は全てとの間に直接に接続した、
   ことを特徴とするフィルタ。
6. 請求項５に記載のフィルタにおいて、
   上記複数の共振器電極を、上記ストリップラインの両側に配し、
   上記ワイヤ又はエアブリッジを、上記ストリップラインの一方側に位置する複数の共振器電極の全てと当該ストリップラインとの間に直接に接続した、
   ことを特徴とするフィルタ。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のフィルタにおいて、
   上記ストリップラインは、上記基板の裏面又は内部に設けたグランド電極と共にマイクロストリップラインを構成する、
   ことを特徴とするフィルタ。
8. 請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のフィルタにおいて、
   上記基板は、誘電体基板である、
   ことを特徴とするフィルタ。
9. 請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のフィルタにおいて、
   上記基板は、半導体基板である、
   ことを特徴とするフィルタ。
10. 請求項９に記載のフィルタにおいて、
    上記半導体基板は、砒化ガリウム基板又はシリコン基板である、
    ことを特徴とするフィルタ。
11. 請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載のフィルタを備える、
    ことを特徴とする高周波モジュール。

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