JP2008193815A

JP2008193815A - 電源装置

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Publication number: JP2008193815A
Application number: JP2007026242A
Authority: JP
Inventors: Tsuneo Suzuki; 恒男鈴木; Masaharu Watanabe; 雅治渡辺
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2007-02-06
Filing date: 2007-02-06
Publication date: 2008-08-21
Also published as: WO2008096491A1

Abstract

【課題】誘導性素子のインダクタンス容量を低減しても、高調波電流を低減し、力率を改善することが可能な電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置１００は、交流電力を直流電力に変換して負荷１０２に供給する整流ブリッジ回路１０３と、交流電源１０１の入力端子と整流ブリッジ回路１０３との間に直列に接続された誘導性素子１０４と、誘導性素子１０４を介して整流ブリッジ回路１０３に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され開閉動作をするバイポーラトランジスタ１０６と、整流ブリッジ回路１０３に並列にその直流端子側に接続された平滑コンデンサ１０７と、ゼロクロス検出回路１０８と、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うようにバイポーラトランジスタ１０６を制御するマイクロコンピュータ１１１とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流を直流に変換する電源装置に関する。

従来から、交流を直流に変換し、入力電流の高調波成分を低減し、力率を改善するようにした電源装置が知られている。

たとえば、特許第３５１９５４０号公報（特許文献１）に開示された直流電源装置では、交流電源にリアクトル（誘導性素子）と整流回路とを直列に接続し、整流して得られた電圧を一つまたは複数のコンデンサからなるコンデンサ回路に印加し、このコンデンサ回路に充電された電荷を平滑用コンデンサに放電して平滑された直流電圧を得る。この直流電源装置は、リアクトルを介して整流回路に加えられる交流電圧経路間に逆並列接続された一対の整流型スイッチ素子をオン状態にすることによって交流電源からリアクトルに強制的に電流を流す強制通電回路と、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、ゼロクロス点の検出から所定の時間、それぞれ交流電圧の極性に対応する整流型スイッチ素子をオン、オフ制御する制御手段とを備えている。

また、特許第２７６３４７９号公報（特許文献２）に開示された直流電源装置は、交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、整流手段における一方の直流側端子に一端が接続された誘導性要素（誘導性素子）と、誘導性要素の他端と整流手段における他方の直流側端子との間に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、スイッチ手段に並列に接続された平滑手段とを備える。この直流電源装置では、予め、第１および第２の遅延時間が設定され、交流電源の交流電圧または交流電流が零点（ゼロクロス点）を通過すると、その通過時点から第１の遅延時間後にスイッチ手段を閉動作させるとともに、その通過時点から第２の遅延時間後にスイッチ手段を開動作させるスイッチ制御手段を設けている。

なお、上記の二つの公報に開示された電源装置では、交流電圧の零点（ゼロクロス点）通過時点から適当な遅延時間後に所定時間、リアクタ（誘導性素子）を介して交流電源を短絡することにより、力率を改善しているが、リアクタから不快な騒音が発生する。この騒音の発生を低減するために、特許第３５７８８７４号公報（特許文献３）に開示された電源装置では、交流電圧が零点を通過した後の所定の短期間、リアクタを介して交流電源を短絡した後であってリアクタの固有振動数から決定された非短絡期間後、その所定の短期間より短く、かつリアクタの固有振動数から決定された期間、リアクタを介して交流電源を短絡している。この電源装置では、スイッチ手段としての短絡手段を複数回、オン・オフ動作させているが、リアクタ（誘導性素子）を介して交流電源を短絡した後、すなわち、短絡手段をオンした後、オフするときに発生する騒音を低減するために、複数回のオン・オフ動作は行われるものであり、オン・オフ動作の間隔は等間隔ではない。
特許第３５１９５４０号公報特許第２７６３４７９号公報特許第３５７８８７４号公報

しかしながら、特許第３５１９５４０号公報（特許文献１）に開示された直流電源装置では、交流電圧波形の半波期間にスイッチ素子を１回オン・オフするものである。この方法によれば、ゼロクロス点からスイッチ素子をオンするタイミングとオフするタイミングとを最適な値に設定しても、誘導性素子のインダクタンスを小容量のものにすると、最大電流値が上昇する。

ところで、日本工業規格ＪＩＳＣ６１０００−３−２：２００５「電磁両立性−第３−２部：限度値−高調波電流発生限度値」（以下、この文献を「ＪＩＳ規格」、この文献に記載された高調波電流発生限度値を「ＪＩＳ限度値」と称する）においては、高調波電流発生限度値が定められている。

一方、ＪＩＳ規格に対応する欧州規格として、「ＥＮ６１０００−３−２Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ（ＥＭＣ）−Ｐａｒｔ３−２：Ｌｉｍｉｔｓ − Ｌｉｍｉｔｓｆｏｒｈａｒｍｏｎｉｃｃｕｒｒｅｎｔｅｍｉｓｓｉｏｎｓ」（以下、この文献を「ＩＥＣ規格」、この文献に記載された高調波電流発生限度値を「ＩＥＣ限度値」と称する）がある。

しかし、たとえば、出力６００Ｗ以上の空気調和機などの電気・電子機器が発生する高調波電流の規制に関しては、ＪＩＳ規格はＩＥＣ規格に比べてかなり緩和されたものになっているのが現状であり、ある電気・電子機器がＩＥＣ規格を満足するように製造されれば、ＪＩＳ規格も満足することになる。

上記の直流電源装置においては、誘導性素子のインダクタンスを小容量のものにすると、最大電流値はＩＥＣ限度値を満足することができない。

また、特許第２７６３４７９号公報（特許文献２）、特許第３５７８８７４号公報（特許文献３）に開示された電源装置においても、誘導性素子のインダクタンスを小容量のものにすると、最大電流値はＩＥＣ限度値を満足することができない。

すなわち、従来の電源装置では、誘導性素子のインダクタンスを小容量とした場合、交流電源電圧波形の半波期間にスイッチ手段を比較的長い期間、１回オンすると、力率は改善されるが、そのオフのタイミングにおいて、交流電源電流の波形が尖った形状になるためにピーク電流値が上昇する。このピーク電流値はＩＥＣ限度値を満足することができないので、インダクタンスの小容量化が困難である。このため、力率の改善と高調波電流の低減とともに電源装置の小型化を図ることが困難である。

一方、誘導性素子のインダクタンスが大容量の場合には、従来の電源装置の制御方法に従って、交流電源電圧波形の半波期間にスイッチ手段を比較的長い期間、１回オンすると、そのオフのタイミングにおいて、交流電源電流の波形がそれほど大きなピーク電流を示す波形にならない。このピーク電流値はＩＥＣ限度値を満足することができる。

しかしながら、誘導性素子のインダクタンスを大容量にすると、誘導性素子の形状が、小容量のインダクタンスを有する誘導性素子よりも大きくなってしまい、電源装置を小型化することが困難になるとともに、コストも高くなってしまう。

そこで、この発明の目的は、誘導性素子のインダクタンス容量を低減しても、高調波電流を低減し、交流電圧の半波波形の前半部分において強制的に電流を流さない場合に比べて力率を改善することが可能な電源装置を提供することである。

この発明の一つの局面に従った電源装置は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、交流電源入力端子と整流手段との間に直列に接続された誘導性素子と、誘導性素子を介して整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、整流手段に並列に整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、交流電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うようにスイッチ手段を制御する制御手段とを備える。

この発明のもう一つの局面に従った電源装置は、交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、整流手段の一方の直流側端子に直列に接続された誘導性素子と、誘導性素子を介して整流手段に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、整流手段に並列に整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、交流電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うようにスイッチ手段を制御する制御手段とを備える。

以上のように構成されたこの発明の一つの局面に従った電源装置、または、この発明のもう一つの局面に従った電源装置では、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うと、最後のオフのタイミングにおいて、交流電源電流の波形がそれほど大きなピーク電流を示す波形にならない。また、交流電源電圧波形の半波期間、特にその前半期間において、総じて長い期間、電流を流すことができる。

その結果、たとえば、インダクタンス容量を約１／２にした誘電性素子を用いて電源装置を構成しても、高調波電流値がＪＩＳ限度値だけでなく、ＩＥＣ規格の高調波電流限度値をも満足することができる。したがって、誘導性素子のインダクタンス容量を低減しても、高調波電流を低減することが可能な電源装置を提供することができる。また、交流電圧の半波波形の前半部分において強制的に電流を流さない場合に比べて、力率も改善可能である。これにより、電源装置のコスト低下と小型化を図ることができる。

また、本発明の電源装置では、スイッチ手段のオン・オフ動作の制御が一定の周期で行われるので、簡単に制御することができ、制御回路のコストを低減することができる。

さらに、交流電源電圧波形の半波期間にて、スイッチ手段の最後のオフのタイミングにおけるピーク電流値を低く抑えることができるので、誘導性素子の電磁騒音を低減することができる。

この発明の一つの局面に従った電源装置、または、この発明のもう一つの局面に従った電源装置は、平滑手段の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、制御手段が、直流出力電圧に応じてスイッチ手段のオン・オフ動作の回数を決定し、その回数でスイッチ手段をオン・オフ動作させた後、スイッチ手段をオフ動作に固定するように制御することが好ましい。

このようにすることにより、負荷が変動しても、その負荷に応じて、高調波電流値がＩＥＣ限度値を満足することが可能な電源装置を実現することができる。

また、この発明の一つの局面に従った電源装置、または、この発明のもう一つの局面に従った電源装置は、平滑手段の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、制御手段が、直流出力電圧に応じてスイッチ手段のオン・オフ動作のデューティ比を変化させるように制御することが好ましい。

以上のようにこの発明によれば、誘導性素子のインダクタンス容量を低減しても、高調波電流を低減し、交流電圧の半波波形の前半部分において強制的に電流を流さない場合に比べて力率を改善することが可能な電源装置を提供することができるので、電源装置のコスト低下と小型化を図ることができる。

以下、この発明の一つの実施の形態として電源装置を図面に基づいて説明する。

図１は、この発明の一つの実施の形態として電源装置の回路構成を示すブロック図である。

図１に示すように、電源装置１００は、交流電源１０１より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷１０２に供給する整流手段としての整流ブリッジ回路１０３と、交流電源１０１の入力端子と整流ブリッジ回路１０３との間に直列に接続された誘導性素子１０４と、誘導性素子１０４を介して整流ブリッジ回路１０３に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段を構成するブリッジ整流素子１０５およびバイポーラトランジスタ１０６と、整流ブリッジ回路１０３に並列に整流ブリッジ回路１０３の直流端子側間に跨るように接続された平滑手段としての平滑コンデンサ１０７と、交流電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段としてのゼロクロス検出回路１０８と、平滑コンデンサ１０７の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段としての出力ＤＣ電圧検出回路１１０とを備える。誘導性素子駆動回路１０９は、スイッチ手段を介して誘導性素子１０４を駆動する。制御手段としてのマイクロコンピュータ１１１は、ゼロクロス検出回路１０８と、誘導性素子駆動回路１０９と、出力ＤＣ電圧検出回路１１０とを制御する。

なお、ゼロクロス検出回路１０８は、交流電源１０１の両端子からフォトカプラを経由して抵抗両端の電圧低下に基づいて交流電圧波形のゼロクロス点を検出し、マイクロコンピュータ１１１に送信する。

以上のように構成された電源装置１００の基本的な動作について説明する。マイクロコンピュータ１１１から、誘導性素子駆動回路１０９を介してオン信号が出力されると、ブリッジ整流素子１０５およびバイポーラトランジスタ１０６から構成されるスイッチ手段が閉じる。スイッチ手段が閉じると、交流電源１０１は、誘導性素子１０４とブリッジ整流素子１０５およびバイポーラトランジスタ１０６から構成されるスイッチ手段とを介して短絡されて電流が流れ始め、次第に増加する。次に、マイクロコンピュータ１１１から、誘導性素子駆動回路１０９を介してオフ信号が出力されると、ブリッジ整流素子１０５およびバイポーラトランジスタ１０６から構成されるスイッチ手段が開く。スイッチ手段が開くと、それまで誘導性素子１０４を流れていた短絡電流は平滑コンデンサ１０７の充電電流となって減少し始める。その後、交流電源１０１の電源電圧がピーク電圧付近になると、整流ブリッジ回路１０３の働きによって誘導性素子１０４を介して平滑コンデンサ１０７の充電電流が流れる。

ここで、誘導性素子１０４は、細く尖ったコンデンサ入力の電流波形を滑らかな波形にすることによって力率を改善するためのものであるが、電源電圧の半波波形の前半部分では電流位相遅れによって電流が流れないため、逆に力率を低下させるので、力率を充分に改善することができない。そこで、図１に示す電源装置１００を上述したように動作させることにより、力率を改善させている。すなわち、誘導性素子１０４による電流位相遅れを補償するために、交流電圧の半波波形の前半部分において強制的に電流を流して、誘導性素子１０４に電磁エネルギーを蓄積し、交流電圧の半波波形の後半部分においては、その蓄積された電磁エネルギーを平滑コンデンサ１０７に放出し供給する動作を行う。このような動作により、交流電源電圧の半波期間の波形が整形され、高調波電流が低減されるとともに、電流位相遅れが補償されることにより、力率も改善される。

図２は、図１に示す電源装置の回路構成に関して、交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行うための等価回路を示す回路図である。

図２に示すように、図１に示すブリッジ整流素子１０５およびバイポーラトラジスタ１０６からなるスイッチ手段は、単なる接点の回路記号ＳＷで表わされるスイッチ２１で置き換えられている。また、交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行うので、整流ブリッジ回路１０３は、ダイオードの回路記号Ｄで表わされる１つのダイオード素子２０で置き換えられている。電源装置１００の出力部である平滑コンデンサ１０７と負荷１０２は、直流電源の回路記号Ｖｄｃで表わされる１つの直流電源２２で置き換えられている。交流電源１０１の入力電圧は、ｖ＝Ｅ・ｓｉｎ（２πｆｔ）で表すことができる。交流電源１０１の周波数ｆを５０Ｈｚとすると、交流電源電圧波形の半波期間は１０ｍｓｅｃになる。

図２の等価回路は、交流電源電圧波形の正の半サイクルについてシミュレーションを行うためのものであるが、負の半サイクルについては、誘導性素子１０４が図２に示される位置に対して上下逆の位置に配置されることになるだけであり、回路動作は正の半サイクルと同様である。また、図２の等価回路に基づくシミュレーションでは、ダイオードやバイポーラトランジスタのオン電圧と各部品の内部抵抗は、大きな誤差を生じさせるものではないので無視する。

なお、このように電源装置の回路構成において、等価回路によって交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行う手法は、たとえば、Ｔ．ＩＥＥＪａｐａｎ、Ｖｏｌ．１１９−Ｄ、Ｎｏ．５１９９９年「力率改善型エアコン用単相倍電圧コンバータ回路」株式会社東芝に開示されている。

従来の制御方法の一つとして、たとえば、特許第３５１９５４０号公報（特許文献１）に開示された直流電源装置の制御方法は、図２に示す等価回路においてスイッチ２１を交流電源電圧波形の半波期間にて１回オン・オフ動作を行うものである。このような従来の制御方法に従って交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行う。

図２に示す等価回路において、たとえば、誘導性素子１０４のインダクタンスＬが１５ｍＨと２５ｍＨの場合について電流波形をシミュレーションする。交流電源１０１の入力電圧ｖはＡＣ２３０Ｖとする。したがって、そのピーク電圧Ｅは、ほぼ３２５Ｖになる。直流電源２２に出力される電圧はＤＣ２７０Ｖとする。ゼロクロス点の時間をｔ＝０（ｓｅｃ）として、スイッチ２１をすぐにオンし、時間ｔｓ（ｓｅｃ）経過した後オフするものとする。

図２の等価回路から、０＜ｔ≦ｔｓにおいて、電流ｉは
ｄｉ/ｄｔ＝ｖ/Ｌ、
ｔ＞ｔｓにおいて、電流ｉは
ｄｉ/ｄｔ＝（ｖ−Ｖｄｃ）/Ｌ
の式が成立する。ゼロクロス点をｔ＝０としたとき、時間ｔにおける電流ｉは、上記２式
を積分することによって求められる。

図３は、図２に示す等価回路において、従来の制御方法で小容量のインダクタンスの誘導性素子を用いた場合、たとえば、誘導性素子１０４のインダクタンスＬが１５ｍＨ、ｔｓ＝２．０ｍｓｅｃの場合のシミュレーション結果として電流波形を示す図である。

図４は、図２に示す等価回路において、従来の制御方法で大容量のインダクタンスの誘導性素子を用いた場合、たとえば、誘導性素子１０４のインダクタンスＬが２５ｍＨ、ｔｓ＝２．０ｍｓｅｃの場合のシミュレーション結果を示す電流波形を示す図である。

図３と図４に示すように、後半部分の電流は負荷電流に大きく影響されるが、前半部分の尖った電流波形は負荷１０２の大小に関係せず、誘導性素子１０４のインダクタンスの容量（以下、「Ｌ値」と称する）に依存する。前半部分の電流ピーク値は、図３に示すように、Ｌ値が１５ｍＨの場合、約１３Ａであり、図４に示すように、Ｌ値が２５ｍＨの場合、約８Ａである。

このことから、従来の電源装置の制御方法では、Ｌ値を２５ｍＨから１５ｍＨに低減した場合、高調波電流がほぼ反比例して増大することがわかる。ただし、Ｌ値を低減した場合でも、ｔｓを充分長くすれば、力率の改善は可能である。

なお、前半部分の尖った電流波形が誘導性素子１０４のＬ値に依存することは、図２の等価回路にてスイッチ２１がオンした状態では交流電源１０１が誘導性素子１０４の両端子に印加されることから明らかである。また、後半部分の電流が負荷電流に大きく影響されることは、図２の等価回路にてスイッチ２１がオフした状態、すなわち、交流電源１０１が電源装置を介して負荷１０２に接続された状態であることから明らかである。また、この等価回路では、負荷電流をパラメータとしないで、負荷１０２が大きいときに直流電源２２に出力される電圧が低下し、負荷１０２が小さいときに直流電源２２に出力される電圧が上昇するというレベルのシミュレーションにとどめている。

以上説明した従来の電源装置の制御方法に対して、本発明は、図１に示される電源装置の回路構成において、交流電源電圧波形の前半部分の期間を制御することによって、具体的には、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うようにスイッチ手段を制御することによって、Ｌ値を低減した場合でも、高調波電流を低減し、力率も改善するものである。

次に、図１に示される電源装置の回路構成において、本発明の制御方法を採用すると、たとえば、Ｌ値を１５ｍＨと低減した場合でも、Ｌ値が２５ｍＨの場合と同様に高調波電流を低減することができることについて説明する。本発明の制御方法のシミュレーションにおいても、図２の等価回路を用いる。

図５は、この発明の一つの実施の形態としての電源装置においてスイッチ手段のオン・オフ動作のタイミングチャートを示す図である。

図５に示すように、本発明の電源装置においてスイッチ手段は、等間隔で、すなわち、所定の周期で、所定の複数回、オン・オフの動作を行うものである。

図５に示すタイミングチャートに従うと、シミュレーションで用いられる図２の等価回路では、スイッチ２１がオンの期間の電流ｉは
ｄｉ/ｄｔ＝ｖ/Ｌ、
スイッチ２１がオフの期間の電流ｉは
ｄｉ/ｄｔ＝（ｖ−Ｖｄｃ）/Ｌ
の式で表わされる。

ゼロクロス点をｔ＝０とした時間ｔに対する電流ｉは、上記の２式を積分することによって求められる。なお、オン・オフの各期間の電流の初期値は、直前の電流値を継承するものである。また、計算で求められた電流ｉの値が負の値になった場合には、図２の等価回路においてダイオード素子２０によって電流は逆には流れないので、電流ｉの値を０Ａとする。

この発明のシミュレーションでは、誘導性素子１０４のインダクタンスＬ値を１５ｍＨ、図５に示すように、オン期間０．２ｍｓｅｃとオフ期間０．２ｍｓｅｃとを最大６回繰り返すものとする。交流電源１０１は５０Ｈｚ、ＡＣ２３０Ｖとする。このとき、そのピーク電圧Ｅは、ほぼ３２５Ｖになる。直流電源２２に出力される電圧はＤＣ２７０Ｖとする。

図６は、図２に示す等価回路において、本発明の制御方法で小容量のインダクタンスの誘導性素子を用いた場合、たとえば、誘導性素子１０４のインダクタンスＬ値が１５ｍＨの場合のシミュレーション結果として電流波形を示す図である。

図６に示すように、本発明の電源装置の制御方法では、電源電圧の半波波形の前半部分において電流のピーク値は４Ａ以下になる。この電流値は、図４に示す従来の電源装置の制御方法において誘導性素子１０４のインダクタンスＬ値が２５ｍＨの場合のシミュレーション結果よりも低減されている。

すなわち、本発明の電源装置１００の制御方法では、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うと、図６に示すように、最後のオフのタイミングにおいて、交流電源電流の波形がそれほど大きなピーク電流を示す波形にならない。また、図６に示すように、交流電源電圧波形の半波期間、特にその前半期間において、総じて長い期間、電流を流すことができる。

また、本発明の電源装置１００では、スイッチ手段のオン・オフ動作の制御が一定の周期で行われるので、簡単に制御することができ、制御回路のコストを低減することができる。

さらに、交流電源電圧波形の半波期間にて、スイッチ手段の最後のオフのタイミングにおけるピーク電流値を低く抑えることができるので、誘導性素子１０４の電磁騒音を低減することができる。

図７は、本発明の電源装置を空気調和機に応用した場合に実測された電流波形の一つの例を示す図である。ここで用いた空気調和機は、欧州向け家庭用空気調和機（入力交流電源電圧：ＡＣ２３０Ｖ、入力電流：８．７３Ａ、入力電力：１９５０Ｗ）である。

図７に示されるように、スイッチ手段によるオン・オフ動作の回数は５回であり、出力電圧はＤＣ２７０Ｖ、力率は９７．１％であった。このときの高調波電流はＩＥＣ限度値を満足していた。

図７に示されるスイッチ手段によるオン・オフ動作の回数は５回であるが、ゼロクロス点から１回目のオン動作までの期間がオン・オフ動作の約１回分遅れているので、上記の図６に示すシミュレーション結果の約６回分に相当する。図６のシミュレーション結果から理解されるように、最初の１回のオン・オフ動作による電流は微小であり、本発明の作用に影響を与えるものではない。図７に示すように、電流波形の半波期間の前半期間内のピーク値は約４Ａである。このピーク値は、図６のシミュレーション結果における値とほぼ同じである。

この発明の電源装置１００は、平滑コンデンサ１０７の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段として出力ＤＣ電圧検出回路１１０をさらに備える。制御手段としてのマイクロコンピュータ１１１にはＡ／Ｄ入力ポートがあり、出力ＤＣ電圧検出回路１１０では、平滑コンデンサ１０７のＤＣ電圧を抵抗分割し、上記のＡ／Ｄ入力ポートを使用してＤＣ電圧値を検出している。

この発明の電源装置１００の好ましい実施形態では、出力ＤＣ電圧検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値が設定値より低い場合には、スイッチ手段を構成するバイポーラトランジスタ１０６のオン・オフ動作の回数を増加させることによってオン期間の合計時間を増加させ、出力ＤＣ電圧を設定値に近づけるように、マイクロコンピュータ１１１によってフィードバック制御する。この実施形態では、オン期間０．２ｍｓｅｃ、オフ期間０．２ｍｓｅｃであり、オン・オフ動作の回数を最大６回まで増加させることができる。

逆に出力ＤＣ電圧検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値が設定値より高い場合には、スイッチ手段を構成するバイポーラトランジスタ１０６のオン・オフ動作の回数を最小２回まで減少させることができる。

この発明の好ましい一つの実施の形態としての電源装置１００では、制御手段としてのマイクロコンピュータ１１１は、スイッチ手段のオン・オフ動作の最大回数を、例えば最大６回に設定し、出力ＤＣ電圧検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値に従って変化したオン・オフ動作の回数に合わせるように、オン・オフ動作に優先してオフ動作側に固定するように制御する。言い換えれば、マイクロコンピュータ１１１は、スイッチ手段をオフ動作に固定する優先オフ機能を有する。

すなわち、制御手段としてのマイクロコンピュータ１１１が、直流出力電圧に応じてスイッチ手段のオン・オフ動作の回数を決定し、その回数でスイッチ手段をオン・オフ動作させた後、スイッチ手段をオフ動作に固定するように制御する。

このようにすることにより、負荷が変動しても、その負荷に応じて、高調波電流値がＩＥＣ限度値を満足することが可能な電源装置を実現することができる。なお、力率も比較的高く保つことができる。

図８は、本発明の電源装置を空気調和機に応用した場合に実測された電流波形のもう一つの例として、図７の場合よりも負荷が軽くなり、上述の制御によってオン・オフ動作の回数を３回にしたときの電流波形を示す図である。ここで用いた空気調和機は、欧州向け家庭用空気調和機（入力交流電源電圧：ＡＣ２３０Ｖ、入力電流：５．１８Ａ、入力電力：１０３４Ｗ）である。なお、前述したように、実測電流波形では、最初のオン・オフ動作を観測することができなかったため、図８に示されるオン・オフ動作の回数が３回になっているが、これはシミュレーション結果でのオン・オフ動作の４回分に相当する。

図８に示されるように、スイッチ手段によるオン・オフ動作の回数は３回であり、出力電圧はＤＣ２７０Ｖ、力率は８６．７％であった。このときの高調波電流はＩＥＣ限度値を満足していた。

また、この発明のもう一つの好ましい実施の形態では、電源装置１００は、平滑コンデンサ１０７の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段としての出力ＤＣ検出回路１１０をさらに備え、出力負荷変動が生じた場合に、制御手段としてのマイクロコンピュータ１１１が、出力ＤＣ検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値に応じて、スイッチ手段を構成するバイポーラトランジスタ１０６のオン・オフ動作のデューティ比を変化させるように制御する。

出力ＤＣ検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値が低い場合には、バイポーラトランジスタ１０６のオン・オフのデューティ比を大きくし、オン期間を拡大するように制御する。この実施の形態では、オン期間０．２５ｍｓｅｃ、オフ期間０．２ｍｓｅｃまでデューティ比を大きくすることができる。

逆に出力ＤＣ検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値が高い場合には、バイポーラトランジスタ１０６のオン・オフのデューティ比を小さくし、オン期間を短縮するように制御する。この実施の形態では、オン期間０．１ｍｓｅｃ、オフ期間０．２ｍｓｅｃまでデューティ比を小さくすることができる。

このように、出力ＤＣ検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値に従って、スイッチ手段のオン・オフのデューティ比を変化させるように制御することによって、出力負荷の変動が生じた場合においても、高調波電流値がＩＥＣ限度値を満足することが可能な電源装置を実現することができる。なお、力率も比較的高く保つことができる。

なお、この場合、スイッチ手段（バイポーラトランジスタ１０６）のオン・オフ動作の回数を所定回数（例えば６回）に固定しておいて、出力ＤＣ検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値に従って、バイポーラトランジスタ１０６のオン・オフ動作のデューティ比を変化させるように制御してもよい。

また、出力ＤＣ検出回路１１０で検出された出力ＤＣ電圧値に従って、スイッチ手段（バイポーラトランジスタ１０６）のオン・オフ動作の回数、および、デューティ比を組み合わせて変化させるように制御してもよい。このようにすれば、さらに細やかな制御を行うことができる。

図９は、図２に示す等価回路において、上述の制御によってスイッチ手段のオン・オフのデューティ比を小さくし、オン期間０．１５ｍｓｅｃ、オフ期間０．２ｍｓｅｃにした場合のシミュレーション結果として電流波形を示す図である。Ｌ値は１５ｍＨとする。

図９に示すように、電源電圧の半波波形の前半部分において電流のピーク値は４Ａ以下になる。

図１０は、この発明のもう一つの実施の形態として電源装置の回路構成を示すブロック図である。

図１０に示すように、電源装置２００は、交流電源２０１より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷２０２に供給する整流手段としての整流ブリッジ回路２０３と、整流ブリッジ回路２０３の一方の直流側端子（プラス側端子）に直列に接続された誘導性素子２０４と、誘導性素子２０４を介して整流ブリッジ回路２０３に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段としてのバイポーラトランジスタ２０６と、整流ブリッジ回路２０３に並列に整流ブリッジ回路２０３の直流端子側間に跨るように接続された平滑手段としての平滑コンデンサ２０７と、交流電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段としてのゼロクロス検出回路２０８と、平滑コンデンサ２０７の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段としての出力ＤＣ電圧検出回路２１０とを備える。誘導性素子駆動回路２０９は、バイポーラトランジスタ２０６を介して誘導性素子２０４を駆動する。制御手段としてのマイクロコンピュータ２１１は、ゼロクロス検出回路２０８と、誘導性素子駆動回路２０９と、出力ＤＣ電圧検出回路２１０とを制御する。この回路構成では、逆流防止のためにダイオード２１２が誘導性素子２０４と平滑コンデンサ２０７との間に接続されている。スイッチ手段としてのバイポーラトランジスタ２０６は、誘導性素子２０４を介してダイオード２１２のアノード側端子と整流ブリッジ回路２０３のマイナス側端子との間に接続されている。なお、図１０に示される電源装置２００の回路構成では、誘導性素子２０４は整流ブリッジ回路２０３を介して交流電源２０１の入力端子に接続されているので、誘導性素子２０４には常に同じ方向に直流電流が流れる点が、図１に示される電源装置１００と異なる。

本発明のもう一つの実施の形態としては、図１０に示される電源装置２００の回路構成において、交流電源電圧波形の前半部分の期間を制御することによって、具体的には、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うようにスイッチ手段を制御することによって、Ｌ値を低減した場合でも、高調波電流を低減し、力率も改善するものである。図１０に示される電源装置２００の回路構成における具体的な制御方法は、図１に示される電源装置１００の回路構成について上述した種々の制御方法と同様である。

図１１は、図１０に示す電源装置の回路構成に関して、交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行うための等価回路を示す回路図である。

図１１に示すように、図１０に示すバイポーラトラジスタ２０６からなるスイッチ手段は、単なる接点の回路記号ＳＷで表わされるスイッチ２１で置き換えられている。また、交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行うので、整流ブリッジ回路２０３は、ダイオードの回路記号Ｄ１で表わされる１つのダイオード素子２３で置き換えられている。電源装置２００の出力部である平滑コンデンサ２０７と負荷２０２は、直流電源の回路記号Ｖｄｃで表わされる１つの直流電源２２で置き換えられている。ダイオード２１２は、ダイオードの回路記号Ｄ２で表わされるダイオード素子２４に対応する。図１１の等価回路が図２の等価回路と異なる点は、ダイオード素子２３が追加されていることだけであり、図１１の等価回路を用いて行われるシミュレーション結果は、図２の等価回路を用いて行われるシミュレーション結果と同様になる。

本発明のもう一つの実施の形態として図１０に示される電源装置２００の回路構成を用いても、図１に示される電源装置１００の回路構成を用いた場合と同様の作用効果を達成することができる。すなわち、本発明の電源装置２００を用いた制御方法では、ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内にスイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うと、最後のオフのタイミングにおいて、交流電源電流の波形がそれほど大きなピーク電流を示す波形にならない。また、交流電源電圧波形の半波期間、特にその前半期間において、総じて長い期間、電流を流すことができる。

その結果、たとえば、インダクタンス容量を約１／２にした誘電性素子を用いて電源装置を構成しても、高調波電流値がＪＩＳ限度値だけでなく、ＩＥＣ規格の高調波電流限度値をも満足することができる。したがって、誘導性素子のインダクタンス容量を低減しても、高調波電流を低減し、力率を改善することが可能な電源装置を提供することができる。これにより、電源装置のコスト低下と小型化を図ることができる。

以上に開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての修正や変形を含むものである。

この発明の一つの実施の形態として電源装置の回路構成を示すブロック図である。図１に示す電源装置の回路構成に関して、交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行うための等価回路を示す回路図である。図２に示す等価回路において、従来の制御方法で小容量のインダクタンスの誘導性素子を用いた場合のシミュレーション結果として電流波形を示す図である。図２に示す等価回路において、従来の制御方法で大容量のインダクタンスの誘導性素子を用いた場合のシミュレーション結果を示す電流波形を示す図である。この発明の一つの実施の形態としての電源装置においてスイッチ手段のオン・オフ動作のタイミングチャートを示す図である。図２に示す等価回路において、本発明の制御方法で小容量のインダクタンスの誘導性素子を用いた場合のシミュレーション結果として電流波形を示す図である。本発明の電源装置を空気調和機に応用した場合に実測された電流波形の一つの例を示す図である。本発明の電源装置を空気調和機に応用した場合に実測された電流波形のもう一つの例を示す図である。図２に示す等価回路において、本発明の制御方法としてスイッチ手段のオン・オフのデューティ比を小さくした場合のシミュレーション結果として電流波形を示す図である。この発明のもう一つの実施の形態として電源装置の回路構成を示すブロック図である。図１０に示す電源装置の回路構成に関して、交流電源電圧波形の半波期間における電流波形のシミュレーションを行うための等価回路を示す回路図である。

符号の説明

１００，２００；電源装置、１０１，２０１：交流電源、１０２，２０２：負荷、１０３，２０３：整流ブリッジ回路、１０４，２０４：誘導性素子、１０６，２０６：バイポーラトランジスタ、１０７，２０７：平滑コンデンサ、１０８，２０８：ゼロクロス検出回路、１１０，２１０：出力ＤＣ電圧検出回路、１１１，２１１：マイクロコンピュータ。

Claims

交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、
交流電源入力端子と前記整流手段との間に直列に接続された誘導性素子と、
前記誘導性素子を介して前記整流手段に加えられる交流電圧経路間に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、
前記整流手段に並列に前記整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、
交流電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
前記ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内に前記スイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うように前記スイッチ手段を制御する制御手段と、
を備えた電源装置。
交流電源より入力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する整流手段と、
前記整流手段の一方の直流側端子に直列に接続された誘導性素子と、
前記誘導性素子を介して前記整流手段に並列に接続され、開閉動作をするスイッチ手段と、
前記整流手段に並列に前記整流手段の直流端子側に接続された平滑手段と、
交流電圧波形のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、
前記ゼロクロス点から開始する交流電圧波形の半波期間の前半期間内に前記スイッチ手段が所定の周期で所定の複数回のオン・オフ動作を行うように前記スイッチ手段を制御する制御手段と、
を備えた電源装置。
前記平滑手段の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、
前記制御手段は、前記直流出力電圧に応じて前記スイッチ手段のオン・オフ動作の回数を決定し、その回数で前記スイッチ手段をオン・オフ動作させた後、前記スイッチ手段をオフ動作に固定するように制御する、請求項１または請求項２に記載の電源装置。
前記平滑手段の直流出力電圧を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、
前記制御手段は、前記直流出力電圧に応じて前記スイッチ手段のオン・オフ動作のデューティ比を変化させるように制御する、請求項１または請求項２に記載の電源装置。