JP2019017133A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源をインダクタを介して短絡するＰＦＣ回路における、半導体スイッチ素子からなる短絡スイッチのオン時に発生する過電流を低減できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は、第一のインダクタ２０−１、第二のインダクタ２０−２、整流回路３０、平滑コンデンサ４０、短絡スイッチ５０、逆流防止部６０及びＰＦＣ制御部７０を備える。ＰＦＣ回路における第一のインダクタ２０−１、第二のインダクタ２０−２に、基々中間タップ２Ｃ、２Ｄを設け、短絡スイッチ５０の一端を逆流防止部６０を介して中間タップ２Ｃ、２Ｄに接続する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

従来、交流電源の交流を直流に変換する電力変換を行う電力変換装置では、ダイオードブリッジによる全波整流回路が用いられる。このような電力変換装置では、直流負荷側の消費電力が大きい場合、交流電源の正弦波電圧波形に対して電流波形が崩れてしまい、力率が低下する問題があった。
そこで、力率を改善するために、全波整流回路の前段にＰＦＣ（Power Factor Correction）回路を備えた電力変換装置が用いられてきた。半導体のスイッチ素子と、交流電源の入力側のいずれか一方の配線上に挿入されたインダクタ（リアクタ）とを備えるＰＦＣ回路は、半導体のスイッチ素子である短絡スイッチのオン・オフによって出力電流を交流電源の電圧の波形である正弦波に近づけて力率を改善する。
このようなＰＦＣ回路では、正弦波電圧の半周期中のスイッチング回数は多い方がよい。しかしながら、短絡スイッチのオン、オフ時にはスイッチングロスが発生する。このことから、力率向上と電力ロス低減のバランスを考慮して従来のＰＦＣ回路におけるスイッチング回数は、1回から5回程度の少ない回数に設定されている。
一方、近年、オフ状態からオン状態、オン状態からオフ状態への切り替わりが高速で、かつオン時の抵抗が小さく、スイッチングに伴う損失が少ない高性能な半導体スイッチ素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が開発されてきた。そのため、ＰＦＣ回路のスイッチ素子としてこの半導体スイッチ素子を用いて、消費電力の低減やスイッチング回数増加による力率改善が検討されてきた。
ところが、このような高速のスイッチ素子を用いた場合、短絡スイッチのオフ状態からオン状態への切り替わり動作時に、短絡スイッチに瞬間的に過電流が流れてしまう場合があり、回路が壊れてしまう等の不具合が生じることが見いだされた。
この現象は、短絡スイッチである半導体スイッチ素子がオフ状態からオン状態に移行した場合、それまで流れていた全波整流回路のダイオードに逆電圧がかかり、ダイオードのリカバリ時間中に本来ダイオードに流れるべきではない逆方向へリカバリ電流が流れてしまうことが原因で生じる。なお、リカバリ時間は、整流回路のダイオードに印加されていた電圧が印加されなくなってから当該ダイオードの電荷分布が平衡状態に達するまでの時間である。
リカバリ電流は、短時間ではあるが、高速のスイッチ素子のオン時の抵抗が小さいために、そのピーク電流は非常に大きくなる。この大きなリカバリ電流が、オン状態の短絡スイッチに加わることで、短絡スイッチの半導体スイッチ素子を破壊する場合があった。
なお、従来のオン状態とオフ状態との切換えのスピードが遅いスイッチ素子では、オフ状態からオン状態への移行中の能動領域の期間にリカバリ時間が収まっていた。そのため、能動動作期間中のスイッチ素子自らの導体抵抗によって電流のピーク値が下がり、素子が壊れることはなかった。

特開２０１０−１５３３６８号公報 特開平１１−１６４５６１号公報

本発明が解決しようとする課題は、ＰＦＣ回路の半導体スイッチ素子からなる短絡スイッチのオン時に発生する過電流を低減することができる電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、整流回路と、平滑コンデンサと、インダクタと、半導体スイッチと、制御部と、第一の整流素子と、第二の整流素子とを持つ。整流回路は、ダイオードブリッジ回路を有し、交流電源によって生じる交流を直流に整流する。平滑コンデンサは、前記整流回路の出力に接続される。インダクタは、第一のインダクタと第二のインダクタとを持つ。第一のインダクタは、中間タップを有し、前記交流電源の一方の端子に接続されている。第二のインダクタは、中間タップを有し、前記交流電源の他方の端子に接続されている。前記整流回路の交流入力側に直列に接続され、中間タップを有する。インダクタは、前記半導体スイッチは、前記ダイオードブリッジ回路と前記平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され、他端が前記中間タップに接続されている。制御部は、前記半導体スイッチの動作を制御することで前記インダクタを介して前記交流電源を短絡する。第一の整流素子は、カソード側が、前記半導体スイッチの他端に接続され、アノード側が、前記第一のインダクタの前記中間タップに接続されている。第二の整流素子は、カソード側が、前記半導体スイッチの他端に接続され、アノード側が、前記第二のインダクタの前記中間タップに接続されている。

実施形態の電力変換装置の回路１の具体例を示す図。 実施形態の電力変換装置の回路１の短絡スイッチ５０にＯＦＦ信号が入力された時に回路１に流れる電流の流れを表す図。 実施形態の電力変換装置の回路１の短絡スイッチ５０にＯＮ信号が入力された時に回路１に流れる電流の流れを表す図。 実施形態の電力変換装置の回路１によるＰＦＣ制御の具体例を示す図。 図４の期間Ａにおける入力電圧Ｖ_ｉｎ、入力電流Ｉ_ｉｎ、ＰＦＣパルス出力及び電流Ｉ_１の時間変化の詳細を表した図。 実施形態の電力変換装置の回路１に流れる過電流の具体例を表す図。

（実施形態）
図１は、実施形態の電力変換装置の回路１の具体例を示す図である。回路１は、回路１の入力端子１０−１及び１０−２間に印加された単相商用交流電圧を直流電圧に変換して回路１の出力端子８０−１及び８０−２間に印加する回路である。回路１は、第一のインダクタ２０−１、第二のインダクタ２０−２、整流回路３０、平滑コンデンサ４０、短絡スイッチ５０、逆流防止部６０及びＰＦＣ制御部７０を備える。回路１の出力端子８０−１及び８０−２間には負荷９２が接続される。図面上は簡略化しているが、負荷９２は、例えば、運転中は一定電流を流す必要があるモータを駆動するインバータ装置である。

第一のインダクタ２０−１及び第二のインダクタ２０−２は、短絡スイッチ５０の動作により交流電源９１の電流流通角を拡大するためのものである。第一のインダクタ２０−１は、中間タップ２Ｃを有する。第一のインダクタ２０−１の一端は第一の入力端子１０−１に接続され、他端は整流回路３０に接続される。以下、この第一のインダクタ２０−１の他端と整流回路３０との接続点を接続点２Ａという。第一のインダクタ２０−１の中間タップ２Ｃは、整流ダイオード６１−１を介して、短絡スイッチ５０に接続されている。第一のインダクタ２０−１の中間タップ２Ｃは、第一のインダクタ２０−１のコイル上の中心よりも接続点２Ａ側に設けられている。回路１において、中間タップ２Ｃから整流ダイオード６１−１に流れる電流を電流Ｉ_１とする。

第二のインダクタ２０−２は、第一のインダクタ２０−１と同様に、その巻線途中から引き出された端子である中間タップ２Ｄを有する。第二のインダクタ２０−２の一端は第二の入力端子１０−２に接続され、他端は整流回路３０に接続される。以下、この第二のインダクタ２０−２の他端と整流回路３０との接続点を接続点２Ｂという。第二のインダクタ２０−２の中間タップ２Ｄは、整流ダイオード６１−２を介して、短絡スイッチ５０に接続される。第二のインダクタ２０−２の中間タップ２Ｄは、第二のインダクタ２０−２のコイル上の中心(巻線コイルの中間位置)よりも接続点２Ｂ寄りの位置に設けられている。ここで、第二のインダクタ２０−２の中間タップ２Ｄから、整流ダイオード６１−２に流れる電流を電流Ｉ_２とする。

整流回路３０は、入力電圧Ｖ_ｉｎの印加によって生じる交流電流（以下「入力電流Ｉ_ｉｎ」という。）を整流し、直流電流に変換する全波整流回路である。整流回路３０は、整流ダイオード３１−１〜３１−４を備える。整流ダイオード３１−１〜３１−４は、いわゆるダイオードブリッジ回路を構成し、入力電流Ｉ_ｉｎを整流する。整流ダイオード３１−１のアノードと整流ダイオード３１−３のカソードとの接続点３Ａには、接続点２Ａを介して第一のインダクタ２０−１が接続される。また、整流ダイオード３１−２のアノードと整流ダイオード３１−４のカソードとの接続点３Ｂには、接続点２Ｂを介して第二のインダクタ２０−２が接続される。尚、以下では整流ダイオード３１−１〜３１−４をそれぞれ区別しない場合、整流ダイオード３１という。整流回路３０の整流出力は、その両端間に跨って接続された平滑コンデンサ４０を介して出力端子８０−１及び８０−２に接続される。

平滑コンデンサ４０は、整流回路３０によって整流された電流を電荷として蓄積し、両端間電圧の大きさの時間変化をなだらかにし、整流回路３０によって整流された電流を、時間に極力依存しない安定した直流電流にして、出力端子８０−１及び８０−２に供給可能とする。

短絡スイッチ５０は、オンからオフ及びオフからオンへの動作時間が早く、オン時の抵抗が小さい、高速動作可能なＩＧＢＴからなる半導体スイッチ素子が用いられ、ＰＦＣ制御部７０によって制御され、回路１の電流の流れを制御する。 ここで高速動作とは、IGBTのオフからオンへの遷移時間が、整流ダイオード３１のリカバリ時間よりも短いことを意味している。短絡スイッチ５０の一端は、平滑コンデンサ４０の負側端子、すなわち出力端８０−２、と整流ダイオード３１−３のアノード及び整流ダイオード３１−４のアノードとの接続点４Ａに接続される。短絡スイッチ５０の他端は、逆流防止部６０を介して、接続点２Ａ及び接続点２Ｂに接続される。短絡スイッチ５０は、ＰＦＣ制御部７０によってＯＮを示す信号（以下「ＯＮ信号」という。）が入力された時に導通状態となり、中間タップ２Ｃ又は２Ｄから接続点４Ａまで電流Ｉ_１又はＩ_２を流す。短絡スイッチ５０は、ＰＦＣ制御部７０によってＯＦＦを示す信号（以下「ＯＦＦ信号」という。）が入力された時には、非導通状態となり電流を流さない。

逆流防止部６０は、電流Ｉ_１、Ｉ_２が中間タップ２Ｃと中間タップ２Ｄの間を流れること。すなわち逆流、を防止する。逆流防止部６０は、整流ダイオード６１−１と６１−２とを備える。整流ダイオード６１−１と整流ダイオード６１−２とは、それぞれ電流を一方向にのみ流すことで、逆流を防止する。整流ダイオード６１−１及び６１−２は整流素子の一例である。

ＰＦＣ制御部７０は、短絡スイッチ５０を制御する。ＰＦＣ制御部７０は、ＭＣＵ（Micro Control Unit）を備えており、短絡スイッチ５０に適切なタイミングでＯＮ信号又はＯＦＦ信号を入力する。回路１が、このＰＦＣ制御によって電圧又は電流を変換（以下「電力変換」という。）する動作について説明する。ＰＦＣ制御部７０は、従来と同様に、交流電源９１の電圧ゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路(図示しない)からの、ゼロクロス信号を受け取り、そのゼロクロス時点もしくはゼロクロス点から極わずかに遅延した時点でオン信号を短絡スイッチ５０に供給する。そして、ＯＮ信号を出力してから所定の短期間が経過した時点でＯＦＦ信号を短絡スイッチ５０に供給する。さらに、短期間が経過した時点で再びＯＮ信号、その後ＯＦＦ信号を所定の回数だけ出力する。これを交流電源９１の4分の一周期の間に出力し、続く4分の半周期はオフ出力を継続する。すなわち、ＰＦＣ制御部７０は、交流電源９１の電圧の半周期の前半に複数回のオン・オフパルス出力を短絡スイッチ５０に供給する。なお、交流電源９１の電圧の後縁における電流を増加させるために、交流電源９１の電圧の半周期の後半に単発もしくは複数回のオン・オフパルス出力を短絡スイッチ５０に供給しても良い。

回路１の動作を説明する。まず、短絡スイッチ５０にＯＦＦ信号が入力された時に回路１を流れる電流の流れと、短絡スイッチ５０にＯＮ信号が入力された時に回路１を流れる電流の流れを説明する。

図２は、実施形態の電力変換装置の回路１の短絡スイッチ５０にＯＦＦ信号が入力された時に回路１における電流の流れを表す図である。図２は、交流電源９１によって第一の入力端子１０−１と第二の入力端子１０−２とに印加される入力電圧Ｖ_ｉｎについて第一の入力端子１０−１に印加される電圧の方が第二の入力端子１０−２に印加される電圧よりも高い場合に回路１に流れる電流を表す図である。図２において、黒矢印は電流が流れる方向を表す。なお、回路１は、第一の入力端子１０−１から第一の出力端子８０−１までと、第二の入力端子１０−２から第二の出力端子８０−２までとが同じ構成を備えている対称な回路である。そのため、電流経路は異なるが、第一の入力端子１０−１に印加される電圧の方が第二の入力端子１０−２に印加される電圧よりも低い場合にも、第一の入力端子１０−１に印加される電圧の方が第二の入力端子１０−２に印加される電圧よりも高い場合と同様の電流が流れる。

短絡スイッチ５０にＯＦＦ信号が入力されることで、短絡スイッチ５０は非導通状態になる。これにより、交流電源９１、第一のインダクタ２０−１、整流ダイオード３１−１、平滑コンデンサ４０、整流ダイオード３１−４及び第二のインダクタ２０−２による閉回路Ｃ１が形成される。
閉回路Ｃ１は、交流電源９１の高電圧側の端子から交流電源９１の低電圧側の端子までが、第一のインダクタ２０−１、整流ダイオード３１−１、平滑コンデンサ４０、整流ダイオード３１−４及び第二のインダクタ２０−２を介して通電されている。そのため、交流電源９１の高電圧側の端子から交流電源９１の低電圧側の端子まで、第一のインダクタ２０−１、整流ダイオード３１−１、平滑コンデンサ４０、整流ダイオード３１−４及び第二のインダクタ２０−２を経由する電流が流れる。閉回路Ｃ２を流れる電流によって、平滑コンデンサ４０には、電荷が蓄えられる。そして、蓄えられた電荷が電流として負荷９２に供給される。

図３は、実施形態の電力変換装置の回路１の短絡スイッチ５０にＯＮ信号が入力された時に回路１に流れる電流の流れを表す図である。図３は、交流電源９１によって第一の入力端子１０−１と第二の入力端子１０−２とに印加される入力電圧Ｖ_ｉｎについて第一の入力端子１０−１に印加される電圧の方が第二の入力端子１０−２に印加される電圧よりも高い場合に回路１に流れる電流を表す図である。図３においても、黒矢印は電流が流れる方向を表す。図２の場合と同様に、回路１は、対称な回路であるため、第一の入力端子１０−１に印加される電圧の方が第二の入力端子１０−２に印加される電圧よりも低い場合にも、電流経路は異なるが、第一の入力端子１０−１に印加される電圧の方が第二の入力端子１０−２に印加される電圧よりも高い場合と同様の電流が流れる。

回路１の短絡スイッチ５０は、短絡スイッチ５０にＯＮ信号が入力されることで導通状態となる。そのため、交流電源９１の第一の入力端子１０−１、第一のインダクタ２０−１、整流ダイオード６１−１、短絡スイッチ５０、整流ダイオード３１−４及び第二のインダクタ２０−２による閉回路Ｃ２が形成される。閉回路Ｃ２は、交流電源９１の高電圧側の端子から交流電源９１の低電圧側の端子までが第一のインダクタ２０−１、整流ダイオード６１−１、ＯＮ状態の短絡スイッチ５０、整流ダイオード３１−４及び第二のインダクタ２０−２を介して導通されている。そのため、交流電源９１の高電圧側の端子である第一の入力端子１０−１から交流電源９１の低い電圧側の端子である第二の入力端子１０−２まで、第一のインダクタ２０−１、整流ダイオード６１−１、短絡スイッチ５０、整流ダイオード３１−４及び第二のインダクタ２０−２を経由する電流が流れる。

次に、短絡スイッチ５０が非導通状態（オフ）にある時と導通状態（オン）にある時との回路１の動作の詳細を説明する。まず、短絡スイッチ５０が非導通状態にある時の回路１の動作の詳細を説明する。入力電圧Ｖ_ｉｎが、短絡スイッチ５０が非導通状態にある回路１に印加されると、回路１に入力電流Ｉ_ｉｎが流れる。この時、第一のインダクタ２０−１と第二のインダクタ２０−２とが、入力電圧Ｖ_ｉｎの印加開始時に生じる突入電流を抑制する。入力電流Ｉ_ｉｎは、整流回路３０によって交流電流から直流電流に整流される。ただし、直流電流は整流される前が交流電流であったことに起因して、整流後の直流電流の振幅は大きさが安定せずに電源周期に依存した脈動する振幅になる。入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０に保持されている電圧よりも大きい場合、整流回路３０によって、脈動する直流電流に変換された入力電流Ｉ_ｉｎは、平滑コンデンサ４０に流れ込む。平滑コンデンサ４０に流れ込んだ電流によって、平滑コンデンサ４０には電荷が蓄積される。一般に、平滑コンデンサ４０に蓄積された電荷は、直流電流の振幅の変化に応じて電荷を放出し、直流電流の振幅の脈動を抑制する。その結果、振幅の大きさの変化が抑制された理想に近い直流電流が負荷９２に流れる。オームの法則によれば、このことは、振幅の大きさが安定した直流電圧が負荷９２に印加されていることを意味する。

入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０に印加されている電圧よりも小さい場合には、整流ダイオード３１−１〜３１−４があるために、回路１には平滑コンデンサ４０から交流電源９１に向かう電流が流れない。すなわち、入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０に印加されている電圧よりも小さい場合には、回路１に入力電流Ｉ_ｉｎは流れない。以下、この回路の状態を状態Ａという。

また、第一のインダクタ２０−１と第二のインダクタ２０−２とは、自身に流れる電流の変化を抑制する方向に電流を流す性質を有するために、入力電流の変化の抑制に寄与し、整流回路３０と平滑コンデンサ４０とだけの回路で得られる直流電流出力よりも、より安定した直流電流出力を得ることができる。

図４は、実施形態の電力変換装置の回路１によるＰＦＣ制御の具体例を示す図である。図４は、ＰＦＣパルス出力に基づく短絡スイッチ５０の動作によって得られた入力電圧Ｖ_ｉｎ、入力電流Ｉ_ｉｎ、電流Ｉ_１及び電流Ｉ_２の時間変化を表した図である。ＰＦＣパルス出力は、電圧の高低によって短絡スイッチ５０に命令を伝える信号であってＭＣＵによって生成される。ＰＦＣパルス出力の電圧が高い状態が前述のＯＦＦ信号を示す状態であり、短絡スイッチ５０は非導通状態になる。ＰＦＣパルス出力の電圧が低いときが前述のＯＮ信号を示す状態であり、短絡スイッチ５０は導通状態になる。図４において、入力電圧Ｖ_ｉｎは第一の入力端子１０−１に対する第二の入力端子１０−２の電圧で表される。入力電流Ｉ_ｉｎは、第一の入力端子１０−１を流れる電流である。

図４の期間Ｂにおける入力電流Ｉ_ｉｎの値は０である。この状態は前述した入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０の電圧よりも低く電流が流れていない状態Ａである。この状態では、電流が０であるために、電圧と電流との積である回路の電力効率が悪くなる。回路の電力効率改善のためには、電流の振幅の値を大きくするとともに、電流と電圧との位相差を無くすことが好ましい。すなわち、電流の位相変化が入力電圧である交流電圧の位相変化と同じ正弦波に近づくことが好ましい。ＰＦＣ制御は、次のようにして力率を改善することで、状態Ａの期間を減らすことで回路１の電力効率を上げる。以下、図４を用いてＰＦＣ制御による力率改善を説明する。

まずＰＦＣ制御による入力電流Ｉ_ｉｎの振幅および導通角の大きさについて説明する。回路１では、ＰＦＣパルス出力の電圧が低い状態であるＯＮ信号が短絡スイッチ５０に入力されると、交流電源９１の出力を短絡する閉回路Ｃ２が形成される。そのため、入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０が保持している電圧よりも小さくとも、入力電流Ｉ_ｉｎが回路１を流れる。

図４の期間Ｃは、交流電源９１のゼロクロス直後の回路１の入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０の両端間電圧よりも小さい期間で、ＰＦＣパルス出力がＯＮ信号となっている期間である。期間Ｃでは、回路１の入力電圧Ｖ_ｉｎが平滑コンデンサ４０に印加されている電圧よりも小さいため、もしも、ＰＦＣ制御がなければ期間Ｃにおける入力電流Ｉ_ｉｎの振幅の大きさは０である。しかし、図４の例では、期間Ｃにおいて、ＰＦＣパルス出力はＯＮ信号であって、短絡スイッチ５０が導通状態である。そのため、入力電流Ｉ_ｉｎの大きさは時間が経つにつれて大きくなっている。

次に、ＰＦＣ制御による電圧と電流との位相差の制御を説明する。前述したように、電圧と電流との位相差を無くすためには、電流の位相の変化を正弦波に近づけることがよい。そのため回路１による電力変換においては、常に短絡スイッチ５０を導通状態にするのではなく、短絡スイッチ５０の導通状態と非導通状態とを入力電圧Ｖ_ｉｎの位相変化の周期よりも短い間隔（μｓのオーダー）で切換えることで、電流の位相の変化を正弦波に近づける。電流の位相変化を正弦波に近づけることで力率を改善することができる。
このようにして、ＰＦＣ制御は力率を改善する。

図５は、図４の期間Ａにおける入力電圧Ｖ_ｉｎ、入力電流Ｉ_ｉｎ、ＰＦＣパルス出力及び電流Ｉ_１の時間変化の詳細を表した図である。ＰＦＣ信号がＯＮ信号である時（期間Ｃ）には、入力電流Ｉ_ｉｎが増加し正弦波に近づいていることがわかる。ＰＦＣパルス出力がＯＦＦ信号を示す期間では、閉回路Ｃ２が形成されないために、入力電流Ｉ_ｉｎが時間とともに減衰している。図５の電流Ｉ_１は、ゼロクロス直後以外の時にＰＦＣパルス出力の示す信号がＯＮ信号からＯＦＦ信号に切換わる場合に、振幅が時間に対して急峻に変化する電流Ｉ_１が流れることを示している。ゼロクロスとは、入力電圧Ｖ_ｉｎの位相が正から負に変わる時及び負から正に変わる時である。この急峻な電流Ｉ_１（図５中のＨ）は、整流ダイオード３１−１のリカバリ時間に整流ダイオード３１−１にリカバリ電流が流れることで生じる過電流である。本実施形態によって、この過電流の値は抑制されている。リカバリ時間は、整流ダイオードに印加されていた電圧が印加されなくなってから整流ダイオードの電荷分布が平衡状態に達するまでの時間である。

図６は、実施形態の電力変換装置の回路１に生じる過電流Ｈの流れを示す図である。この図は、短絡スイッチ５０が、交流電源の半周期中の２回目以降にオフからオンとなったタイミングを示す。図６の黒矢印は過電流が流れる方向を表す。整流ダイオード３１−１は、この図の直前の短絡スイッチ５０が、オフの状態にある時には、前述の図２に示すように平滑コンデンサ４０に向けて正方向に電流を流している。ここで、短絡スイッチ５０がオン（導通状態）すると、今まで正方向に電流Ｉinが流れていた整流回路３０の整流ダイオード３１−１には、瞬時的に逆電圧となる平滑コンデンサ４０からの電圧が加わり、素子自身のリカバリ時間の間だけ、自身のカソード側から自身のアノード側にかけてリカバリ電流を流すことになる。そのため、回路１には、平滑コンデンサ４０、整流ダイオード３１−１、整流ダイオード６１−１及び短絡スイッチ５０による閉回路Ｃ３が形成される。したがって、電荷が蓄えられた平滑コンデンサ４０が閉回路Ｃ３の電圧源となって閉回路Ｃ３に電流Ｉ1が流れる。この電流経路において、電流を抑制する素子がなければ、大きな過電流が生じることになる。
なお、回路１は対称な回路であるため、閉回路Ｃ３に相当する回路として、平滑コンデンサ４０、整流ダイオード３１−２、整流ダイオード６１−２及び短絡スイッチ５０による閉回路も形成され、交流電源の別の半周期の期間は、この閉回路にも閉回路Ｃ３に流れるのと同様の大きな過電流が電流Ｉ2として流れる。
なお、交流電源の半周期中のゼロクロス直後の短絡スイッチ５０が最初にオフからオンとなったタイミングにおいては、整流ダイオード３１−１に正方向の電流が流れていないため、リカバリ電流は発生していないことが図５から分かる。要するにリカバリ電流による過電流は、整流回路３０中の整流ダイオード３１に正方向の電流が流れている状態から瞬時的に逆電圧が印加される際に発生する。

図６に示されるように、実施形態の閉回路Ｃ３は、第一のインダクタ２０−１の中間タップ２Ｃが整流ダイオード６１−１に接続されている。そのため、第一のインダクタ２０−１には、リカバリ電流が流れ込む。インダクタ２０は、電流の変化を打ち消す方向に電流を流す性質を有するため、第一のインダクタ２０−１は、過電流を打ち消す方向に流れる電流を抑制する。そのため、実施形態の回路１に生じる過電流(図５中Ｈ)は、第一のインダクタ２０−１を備えない回路（以下「従来の回路」という。）と比較して、その大きさを抑制することができる。このことは、回路１は対称な回路であるため、第二のインダクタ２０−２を備えない回路と実施形態の回路１とを比較した場合でも、同様である。
なお、従来のＰＦＣ回路は、一方の電源ラインにしかインダクタが挿入されていない。上述した過電流は交流電源９１の別の半周期の期間、すなわち電源端子１０−２が１０-１より高電圧となる周期においては、上記したリカバリ電流は、第一のインダクタ２０−１を経由して流れない。このため、第二のインダクタ２０−２を備えないと、交流電源の半周期で発生するリカバリ電流による過電流は低減できるが、他の半周期で発生する過電流は抑制できなくなる。
そこで、本実施形態では、単相の交流電源９１の上下の相の両方にインダクタ２０−１、２０−２を挿入することで、いずれの周期で発生するリカバリ電流に対しても、その大きさを抑制できるようにしている。

また、中間タップ２Ｃ、２Ｄは、例えば、回路１の使用目的といった所望の目的に応じて、その位置を任意に設定可能である。そして、コイル上の中間タップ２Ｃ、２Ｄの位置に応じて、電流流通角の大きさと過電流の大きさとが変化する。具体的には、中間タップ２Ｃ、２Ｄの位置が整流回路３０側に近い程、電流流通角の大きさを大きくすることができる一方、過電流の抑制効果が低くなり、中間タップ２Ｃ、２Ｄの位置が交流電源９１側に近い程、過電流の抑制効果が高めることができる一方、電流流通角の大きさを広げる効果が低くなる。したがって、所望の目的に応じて、換言すれば、どの程度の電流流通角の大きさが必要であるか、あるいは、どの程度の過電流の抑制効果が必要であるかに応じて、中間タップ２Ｃ、２Ｄの位置を決定すればよい。
例えば、コイル長の半分の位置よりも整流回路３０側に近い位置に中間タップ２Ｃ，２Ｄを決定すればよい。一例として、コイルの巻き数が４０巻とする場合には、整流回路３０側に近い側から、コイル長の５％程度の位置である２巻目の位置に中間タップ２Ｃ，２Ｄを決定すればよい。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、インダクタを備えるＰＦＣ回路のインダクタ２０の中間タップ部分に短絡スイッチ５０を接続したことにより、短絡スイッチを非導通状態から導通状態に切換える時に発生する過電流の電流値の大きさを小さくすることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…回路、２０…インダクタ、３０…整流回路、４０…平滑コンデンサ、５０…短絡スイッチ、６０…逆流防止部、７０…ＰＦＣ制御部、２Ｃ，２Ｄ…中間タップ

Claims (7)

1. ダイオードブリッジ回路を有し、交流電源によって生じる交流を直流に整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力に接続された平滑コンデンサと、
   前記整流回路の交流入力側に直列に接続され、中間タップを有するインダクタと、
   前記ダイオードブリッジ回路と前記平滑コンデンサとの接続点に一端が接続され、他端が前記中間タップに接続されている半導体スイッチと、
   前記半導体スイッチの動作を制御することで前記インダクタを介して前記交流電源を短絡する制御部と、
   を備える電力変換装置。
2. ダイオードブリッジ回路を有し、交流電源によって生じる交流を直流に整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力に接続された平滑コンデンサと、
   前記交流電源の一方の端子と前記整流回路との間に接続された中間タップを有す第一のインダクタと、
   前記交流電源の他方の端子と前記整流回路との間に接続された中間タップを有す第二のインダクタと、
   前記ダイオードブリッジ回路と前記平滑コンデンサとの接続点に一端が接続された半導体スイッチと、
   アノード側が、前記第一のインダクタの前記中間タップに接続され、カソード側が、前記半導体スイッチの他端に接続された第一の整流素子と、
   アノード側が、前記第二のインダクタの前記中間タップに接続され、カソード側が、前記半導体スイッチの他端に接続された第二の整流素子と、
   前記半導体スイッチの動作を制御することで前記第一又は第二のインダクタを介して前記交流電源を短絡する制御部と、
   を備える電力変換装置。
3. 前記中間タップは、前記インダクタのコイル上で、前記整流回路が接続されたコイルの端からコイル長の半分の位置までに接続される、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記交流電源の半周期中に、前記半導体スイッチを複数回オン、オフさせることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記整流回路に正方向に電流が流れている状態で前記半導体スイッチをオフからオンさせることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記平滑コンデンサの両端間が直流負荷となるインバータ装置に接続されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記半導体スイッチは、オフからオンへ高速動作可能なIGBTであることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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