JP2008125310A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高力率形スイッチング電源（PFC）において、入力フィルタを小型化・低コスト化し、且つ、電流によって発生する装置全体の損失低減を達成する。
【解決手段】
本発明に係るスイッチング電源装置は、直流出力の平滑用コンデンサと高域阻止フィルタの出力に、もう一対の２つ直列のスイッチ素子と電流検出素子と昇圧チョークを追加することによって、上記高域阻止フィルタの出力側の交流電流の高周波分をタイミングがずれて流れるように制御したことを特徴とするものである。
【選択図】図１
【解決手段】
本発明に係るスイッチング電源装置は、直流出力の平滑用コンデンサと高域阻止フィルタの出力に、もう一対の２つ直列のスイッチ素子と電流検出素子と昇圧チョークを追加することによって、上記高域阻止フィルタの出力側の交流電流の高周波分をタイミングがずれて流れるように制御したことを特徴とするものである。
【選択図】図１
Description
本発明は交流電源を入力とする高力率形スイッチング電源装置（以下PFC）の改善に関するものである。
従来のPFCとして図２、図３に示すような回路方式がある。
図２はスイッチ素子を縦に２つ直列に接続した（以下アーム）もので、図３はスイッチ素子を横に２つ配置したものである。
図２はスイッチ素子を縦に２つ直列に接続した（以下アーム）もので、図３はスイッチ素子を横に２つ配置したものである。
図２の回路では、入力電圧が正の時に下側のスイッチ素子Q2がスイッチング動作を行ない、入力電圧が負の時に上側のスイッチ素子Q1がスイッチング動作を行なう。図３の回路では、２つのスイッチ素子Q1,Q2が同じタイミングでスイッチング動作を行なう。
図２と図３の回路の動作原理はほとんど同じであるが、図２の回路方式と比較して、図３の回路方式の方が制御回路を簡素化できる。また、図２の回路方式は、アーム上側のスイッチ素子のドライブ回路のためにグランドから絶縁された電源が必要になるが、図３の回路方式は２つのスイッチ素子の片側がグランドで共通にできるためドライブ回路を簡素化できる。そのため、低コスト化が図れる図３の回路方式を採用する場合が多い。
図２、図３の回路方式では、高域阻止フィルタを小型化するため、入力電流の高周波分を低減するには、スイッチング周波数を上げるか、昇圧チョークの大型化をする必要があった。スイッチング周波数を上げる場合はスイッチング損による効率の低下という問題があり、昇圧チョークの大型化は装置の大型化とコストの増大という問題があった。
また、採用事例の多い図３の回路方式では、電流の高周波分をタイミングがずれて流れるように制御すること（以下リンターリーブ方式）が難しいという問題もあった。
本発明は上記課題を鑑みて、採用事例の少ない図２の回路方式を発展させたスイッチ電源装置を提供することを目的とするものである。
上記した目的を達成するため、本発明は、交流電源を入力とし、直流電圧を出力するコンバータであり、高域阻止フィルタを介して交流電源に電流検出素子と昇圧チョークを直列接続し、上記直流電圧出力の正負極に平滑用コンデンサを接続し、上記平滑用コンデンサに２つ直列のスイッチ素子を並列接続し、上記平滑用コンデンサに２つ直列のダイオードを並列接続し、上記高域阻止フィルタを介して交流電源と電流検出素子と昇圧チョークを直列接続したものを、上記２つ直列のスイッチ素子の間と上記２つ直列のダイオードの間に接続し、上記高域阻止フィルタを介して交流電源の電流波形が正弦波状になるように上記２つのスイッチ素子が制御されるスイッチング電源装置において、上記直流出力の平滑用コンデンサと上記高域阻止フィルタの出力に、もう一対の２つ直列のスイッチ素子と電流検出素子と昇圧チョークを追加することによって、上記高域阻止フィルタの出力側の交流電流の高周波分をタイミングがずれて流れるように制御することを特徴とする。
本発明によれば、高域阻止フィルタの小型化・低コスト化を達成し、且つ、スイッチ素子と昇圧チョークに流れる電流によって発生する損失を低減できる。
図１に本発明を実施するための回路図を示す。
交流電源１は高域阻止フィルタ２を介し、一端は、２対の電流検出素子３と昇圧チョーク４に接続される。昇圧チョーク４は、２対のアームの中間点に接続され、２対のアームは直流出力に接続された平滑用コンデンサ７に並列接続される。
交流電源１は高域阻止フィルタ２を介し、一端は、２対の電流検出素子３と昇圧チョーク４に接続される。昇圧チョーク４は、２対のアームの中間点に接続され、２対のアームは直流出力に接続された平滑用コンデンサ７に並列接続される。
上記高域阻止フィルタ２のもう一端は、２つ直列接続された整流ダイオード６の中間点に接続される。２つ直列接続された整流ダイオード６は上記平滑用コンデンサ７に並列接続される。上記直流出力に接続された平滑用コンデンサ７には電気的負荷８が接続される。
直流出力電圧を誤差増幅器９によって基準電圧Vref１８との電圧の誤差分を増幅・積分し、乗算器１０によって入力電圧の全波整流信号との乗算を行ない電流基準信号Irefを出力する。上記電流基準信号Irefは２つのアームの共通の信号となり、このIrefに追従するように２つの昇圧チョーク４の電流を制御する。
そのため、以降の制御はアームごとに、電流検出素子３によって検出された入力電流Iin1・Iin2の全波整流信号と上記電流基準信号Irefを誤差増幅器９によって電流の誤差分を増幅・積分し、２つの電流の誤差増幅器９の信号を作る。のこぎり波発振器１４と、位相を１８０°ずらしたのこぎり波発振器１５により、上記２つの電流の誤差増幅器９の信号をコンパレータ１２によってPWM変調を行なう。
入力電圧が正の期間はアームの下側のスイッチ素子５をスイッチング動作し、入力電圧が負の期間はアームの上側のスイッチ素子５をスイッチング動作させる。
また、のこぎり波発振器の波形形状は３角波でも問題無く動作する。
本発明において整流ダイオード６をスイッチ素子５に置きかえる場合の回路図を図４に示す。入力電圧が正の期間はアームの下側のスイッチ素子５をオンし、入力電圧が負の期間はアームの上側のスイッチ素子５をオンさせる。計６つのスイッチ素子５は３相フルブリッジの接続と同じ構成になっているため、３相ブリッジのモジュールをそのまま使用できる利点がある。
１ 交流電源
２ 高域阻止フィルタ
３ 電流検出素子
４ 昇圧チョーク
５ スイッチ素子
６ 整流ダイオード
７ 平滑用コンデンサ
８ 電気的負荷
９ 誤差増幅器
１０ 乗算回路
１１ 絶対値演算回路
１２ コンパレータ
１３ NOT論理回路
１４ のこぎり波発振器
１５ のこぎり波発振器１４より位相を１８０°ずらしたのこぎり波発振器
１６ AND論理回路
１７ 差動増幅器
１８ 基準電圧Vref
２ 高域阻止フィルタ
３ 電流検出素子
４ 昇圧チョーク
５ スイッチ素子
６ 整流ダイオード
７ 平滑用コンデンサ
８ 電気的負荷
９ 誤差増幅器
１０ 乗算回路
１１ 絶対値演算回路
１２ コンパレータ
１３ NOT論理回路
１４ のこぎり波発振器
１５ のこぎり波発振器１４より位相を１８０°ずらしたのこぎり波発振器
１６ AND論理回路
１７ 差動増幅器
１８ 基準電圧Vref
Claims (1)
- 交流電源を入力とし、直流電圧を出力するコンバータであり、高域阻止フィルタを介して交流電源に電流検出素子と昇圧チョークを直列接続し、上記直流電圧出力の正負極に平滑用コンデンサを接続し、上記平滑用コンデンサに２つ直列のスイッチ素子を並列接続し、上記平滑用コンデンサに２つ直列のダイオードを並列接続し、上記高域阻止フィルタを介して交流電源と電流検出素子と昇圧チョークを直列接続したものを、上記２つ直列のスイッチ素子の間と上記２つ直列のダイオードの間に接続し、上記高域阻止フィルタを介して交流電源の電流波形が正弦波状になるように上記２つのスイッチ素子が制御されるスイッチング電源装置において、
上記直流出力の平滑用コンデンサと上記高域阻止フィルタの出力に、もう一対の２つ直列のスイッチ素子と電流検出素子と昇圧チョークを追加することによって、上記高域阻止フィルタの出力側の交流電流の高周波分をタイミングがずれて流れるように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006308752A JP2008125310A (ja) | 2006-11-15 | 2006-11-15 | スイッチング電源装置 |
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| JP2006308752A JP2008125310A (ja) | 2006-11-15 | 2006-11-15 | スイッチング電源装置 |
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- 2006-11-15 JP JP2006308752A patent/JP2008125310A/ja active Pending
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