JP2008118248A - Ｄ級アンプの駆動方法、ｄ級アンプの駆動回路、静電型トランスデューサ、超音波スピーカ、表示装置、および指向性音響システム - Google Patents
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Abstract
【課題】ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減させ、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることが可能な、Ｄ級アンプの駆動方法およびＤ級アンプの駆動回路を提供する。
【解決手段】第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動方法であって、前記入力信号に所定の周波数の搬送波を含む場合に、前記ＰＷＭ信号の基本周波数を、前記搬送波周波数の整数倍に設定することを特徴とする。
【選択図】図１
【解決手段】第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動方法であって、前記入力信号に所定の周波数の搬送波を含む場合に、前記ＰＷＭ信号の基本周波数を、前記搬送波周波数の整数倍に設定することを特徴とする。
【選択図】図１
Description
本発明は、Ｄ級（デジタル）アンプの駆動方法その回路構成に関する。特に、所定の周波数の搬送波をベースバンド信号（例えば可聴帯域の音響信号）によって変調した変調波でＤ級アンプを駆動する際に有効であり、その変調波を超音波トランスデューサから出力することによって鋭い指向性を有する音を再生する超音波スピーカを駆動するのに好適なＤ級アンプの駆動方法、Ｄ級アンプの駆動回路に関する。さらには、Ｄ級アンプにより駆動される静電型トランスデューサ、超音波スピーカ、該超音波スピーカを備える表示装置、および及び指向性音響システムに関する。
超音波スピーカは、超音波帯域の搬送波を可聴帯域の音響信号によって変調した変調波を出力することで、鋭い指向性を有する音を再生することができるというものである。鋭い指向性を出すのに、超音波帯域の搬送波を大振幅で出力する必要があるため、一般的に超音波スピーカは大きな投入電力を必要とする。また、超音波スピーカに用いられるトランスデューサ（トランスミッタ）には、一般的に圧電型もしくは静電型のトランスデューサが用いられている。これらのトランスデューサは一般的なラウドスピーカとは異なり、容量性の負荷であるため、駆動周波数が高くなるに従ってインピーダンスが小さくなり、さらに大きな投入電力が必要となる。よって、超音波スピーカをアナログパワーアンプで駆動する場合には、出力の大きいアンプが必要となるため、装置が大型化してしまうという問題がある。
一方で、オーディオ用パワーアンプにも、出力段トランジスタをスイッチング動作させるＤ級アンプが普及してきている（例えば、特許文献１を参照）。
Ｄ級アンプは、出力段素子にオン抵抗の小さいパワーＭＯＳＦＥＴを使用し、これをスイッチング動作させることによって、出力段素子での損失を小さくできることが特長である。このようにＤ級アンプはアナログアンプと比較して出力段素子での損失が小さいため、アナログパワーアンプでは必須である放熱器を省略するかあるいは小型化することができる。よって、小型で高出力のアンプを実現することができる。このため、Ｄ級アンプは小型化、低損失の要求される車載用のアンプや携帯端末用のアンプ、また出力チャンネル数の多いＡＶアンプなどに採用される例が多くなってきている。このように、Ｄ級アンプはアナログパワーアンプよりも効率が高いため、超音波スピーカをＤ級アンプで駆動すれば、パワーアンプのサイズを小型化することができる。
Ｄ級アンプは、出力段素子にオン抵抗の小さいパワーＭＯＳＦＥＴを使用し、これをスイッチング動作させることによって、出力段素子での損失を小さくできることが特長である。このようにＤ級アンプはアナログアンプと比較して出力段素子での損失が小さいため、アナログパワーアンプでは必須である放熱器を省略するかあるいは小型化することができる。よって、小型で高出力のアンプを実現することができる。このため、Ｄ級アンプは小型化、低損失の要求される車載用のアンプや携帯端末用のアンプ、また出力チャンネル数の多いＡＶアンプなどに採用される例が多くなってきている。このように、Ｄ級アンプはアナログパワーアンプよりも効率が高いため、超音波スピーカをＤ級アンプで駆動すれば、パワーアンプのサイズを小型化することができる。
Ｄ級アンプは、入力信号（ベースバンド信号）をＰＷＭ変調（Pulse Width Modulation）した高周波数のデジタル信号によってＤ級出力段をスイッチング駆動する。一方で、超音波スピーカは、超音波帯域の搬送波を可聴帯域の音響信号によって変調した変調波を出力することで、鋭い指向性を有する音を再生する。鋭い指向性を出すために大きなエネルギーを有する（大振幅の）超音波帯域の搬送波を出力する必要がある。以降では、Ｄ級アンプで超音波スピーカを駆動する場合に発生する特有の問題点について説明する。
ここで、ＳＳＢ−ＷＣ（Single Side Band with Carrier）方式によって振幅変調を行った信号をＤ級アンプから出力させるため、更にＰＷＭ変調を行った場合に発生するノイズについて説明する。ここでは６０ｋＨｚの搬送波（正弦波）を用い、ＰＷＭ変調周波数は６２５ｋＨｚとする。この時のＰＷＭ変調波形とＬＰＦ（ローパスフィルタ）を通過後の出力波形の例を図６（ａ）に、ＬＰＦ通過後の出力波形の周波数スペクトルの例を図６（ｂ）にそれぞれ示す。
図６において、６０ｋＨｚの位置に搬送波のスペクトルピークがあるほかに、多くのスプリアスノイズが発生していることが分かる。これは、被変調信号の位相とＰＷＭ信号の位相とが、被変調信号の周期毎に異なって（ずれて）しまうことに起因している。つまり、被変調信号（搬送波）の位相とＰＷＭ信号の位相とが常に一致していないと、ＬＰＦ後の波形の振幅に揺らぎ（所謂ジッタ）が生じるため、これが搬送波側波帯の歪み成分（スプリアスノイズ）となって現れてくる。
図６において、６０ｋＨｚの位置に搬送波のスペクトルピークがあるほかに、多くのスプリアスノイズが発生していることが分かる。これは、被変調信号の位相とＰＷＭ信号の位相とが、被変調信号の周期毎に異なって（ずれて）しまうことに起因している。つまり、被変調信号（搬送波）の位相とＰＷＭ信号の位相とが常に一致していないと、ＬＰＦ後の波形の振幅に揺らぎ（所謂ジッタ）が生じるため、これが搬送波側波帯の歪み成分（スプリアスノイズ）となって現れてくる。
パラメトリックアレイ効果を利用する超音波スピーカでは、出力音波が空中を伝搬する際の空気の非線形性によって搬送波とその側波帯との差音成分を発生させることで、指向性を伴った可聴音を自己復調させている。
超音波スピーカで一般的に用いられている変調方式では、搬送波を重畳して出力するため、入力信号が０つまり無変調の状態でも搬送波が出力される。図６の例を見ると、入力信号（被変調信号）が０つまり搬送波だけ（無変調）の状態であるにも関わらず、搬送波の側波帯に多くのスプリアスノイズ成分が発生してしまっていることが分かる。このような状態で超音波スピーカを駆動すると、入力信号が０であるにも関わらず、搬送波とスプリアスノイズとの差音成分が可聴音ノイズとして出力されてしまう。これはスピーカのＳ／Ｎ比を悪化させるだけでなく、発生する可聴音ノイズは、特定の周波数にスペクトルピークの集中した耳障りな音となる傾向があるため、聴取者に不快感を与える恐れがあるという問題がある。よって、入力信号が無い場合に搬送波のレベルを０に落とすような制御を別途行わない限り、信号が入力されていないにも関わらず可聴音ノイズが超音波スピーカから出力されてしまうということになる。
以上に述べたように、Ｄ級アンプで超音波スピーカを駆動する場合には、超音波スピーカの振幅変調の他に、Ｄ級アンプのＰＷＭ変調が加わるため、２段階の異なる変調方式を経る過程で、多量のスプリアスノイズが発生する可能性が高くなる。超音波スピーカでは、強い搬送波成分を常時出力するため、スプリアスノイズが存在すると、搬送波とスプリアスノイズとの差音成分が可聴ノイズとなり易い。これはＤ級アンプで超音波スピーカを駆動する際に特有の問題であると言える。
特開２００２−１５８５５０号公報
上述したように、Ｄ級アンプで超音波スピーカを駆動する場合には、超音波スピーカの振幅変調の他に、Ｄ級アンプのＰＷＭ変調が加わるため、２段階の異なる変調方式を経る過程で、多量のスプリアスノイズが発生する可能性が高くなる。超音波スピーカでは、強い搬送波成分を常時出力するため、スプリアスノイズが存在すると、搬送波とスプリアスノイズとの差音成分が可聴ノイズとなり易という問題があった。
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減させ、超音波スピーカなどから発生される可聴音ノイズを小さくすることが可能な、Ｄ級アンプの駆動方法、Ｄ級アンプの駆動回路、該Ｄ級アンプの駆動回路を備える静電型トランスデューサ、該静電型超音波トランスデューサを使用した超音波スピーカ、該超音波スピーカを使用した表示装置、および指向性音響システムを提供することにある。
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のＤ級アンプの駆動方法は、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動方法であって、前記入力信号に所定の周波数の搬送波を含む場合に、前記ＰＷＭ信号の基本周波数を、前記搬送波周波数の整数倍に設定することを特徴とする。
このような方法により、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数を、入力信号の搬送波周波数の整数倍に設定し、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させる。
これにより、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、本発明のＤ級アンプの駆動回路を超音波スピーカに使用した場合に、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような方法により、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数を、入力信号の搬送波周波数の整数倍に設定し、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させる。
これにより、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、本発明のＤ級アンプの駆動回路を超音波スピーカに使用した場合に、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動方法は、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動方法であって、前記入力信号により所定の周波数の搬送波を振幅変調することによって振幅変調信号を生成する手順と、前記振幅変調信号を前記搬送波の整数倍の周波数でＰＷＭ変調することによってＰＷＭ信号を生成する手順と、前記ＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子をスイッチングする手順と、を含むことを特徴とする。
このような手順により、Ｄ級アンプでは、入力信号により所定の周波数の搬送波を振幅変調し、該振幅変調信号を搬送波周波数の整数倍の周波数でＰＷＭ変調する。このＰＷＭ信号によりスイッチング素子をスイッチングする。
これにより、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させた状態でスイッチングを行うことができるので、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、本発明のＤ級アンプの駆動回路を超音波スピーカに使用した場合に、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような手順により、Ｄ級アンプでは、入力信号により所定の周波数の搬送波を振幅変調し、該振幅変調信号を搬送波周波数の整数倍の周波数でＰＷＭ変調する。このＰＷＭ信号によりスイッチング素子をスイッチングする。
これにより、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させた状態でスイッチングを行うことができるので、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、本発明のＤ級アンプの駆動回路を超音波スピーカに使用した場合に、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動方法は、前記振幅変調方式が片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式であることを特徴とする。
これにより、超音波スピーカなどを駆動する場合に、復調音の歪みが小さい片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式を使用することができる。すなわち、両側波帯振幅変調（ＤＳＢ）方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度が大きくなるほど、復調される信号の歪み率も大きくなるが、ＳＳＢ方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度によらず、復調される信号の歪み率はほぼ一定で、かつＤＳＢ方式の場合よりも低い値となる。
これにより、超音波スピーカなどを駆動する場合に、復調音の歪みが小さい片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式を使用することができる。すなわち、両側波帯振幅変調（ＤＳＢ）方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度が大きくなるほど、復調される信号の歪み率も大きくなるが、ＳＳＢ方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度によらず、復調される信号の歪み率はほぼ一定で、かつＤＳＢ方式の場合よりも低い値となる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動回路は、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動回路であって、前記入力信号に所定の周波数の搬送波を含む場合に、前記ＰＷＭ信号の基本周波数を、前記搬送波周波数の整数倍に設定する手段を備えることを特徴とする。
このような構成により、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数を、入力信号の搬送波周波数の整数倍に設定し、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させる。
これにより、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、本発明のＤ級アンプの駆動回路を超音波スピーカに使用した場合に、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数を、入力信号の搬送波周波数の整数倍に設定し、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させる。
これにより、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、本発明のＤ級アンプの駆動回路を超音波スピーカに使用した場合に、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動回路は、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動回路であって、所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えることを特徴とする。
このような構成により、搬送波生成回路は、クロック発振器で生成されるクロック信号ＣＬＫを基に周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波と比較しＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、搬送波生成回路は、クロック発振器で生成されるクロック信号ＣＬＫを基に周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波と比較しＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動回路は、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動回路であって、所定周波数ｆ＿ＣＬＫのクロック信号ＣＬＫを生成するクロック発振器と、前記クロック信号ＣＬＫを１／Ｍ（Ｍは整数）に分周し、周波数ｆ＿ＰＷＭ（＝ｆ＿ＣＬＫ／Ｍ）のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する分周器と、前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮの周波数ｆ＿ＰＷＭの１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数ｆ＿ｃａ（＝ｆ＿ＰＷＭ／Ｎ）の搬送波を生成する搬送波生成器と、前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調器と、前記クロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮの信号レベルに応じて、クロック信号ＣＬＫをアップカウント、もしくはダウンカウントするアップ・ダウンカウンタと、前記振幅変調信号ＡＭのレベル値と、前記アップ・ダウンカウンタのカウント値とを比較し、その大小関係を二値のレベルに変換して出力するコンパレータと、を備えることを特徴とする。
このような構成により、分周器は、クロック信号ＣＬＫ（周波数ｆ＿ＣＬＫ）の周波数ｆ＿ＣＬＫを１/Ｍ（Ｍは整数）に分周し、周波数ｆ＿ＰＷＭ（＝ｆ＿ＣＬＫ／Ｍ）のＵＰ／ＤＯＷＮ信号を生成する。搬送波生成器は、周波数ｆ＿ｃａ（＝ｆ＿ＰＷＭ／Ｎ）の搬送波形を生成する。振幅変調器は、搬送波を入力信号によりＡＭ変調する。アップ・ダウンカウンタは、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号のレベルに応じて、クロック信号ＣＬＫをアップカウント、もしくはダウンカウントし、カウント値を三角波形ＲＥＦ（周波数ｆ＿ＰＷＭ）として出力する。コンパレータは、振幅変調器から出力される振幅変調信号ＡＭのレベル値と、三角波形ＲＥＦ（アップ・ダウンカウンのカウント値）とを比較し、ＰＷＭ信号を生成する。
これにより、搬送波を入力信号でＡＭ変調した振幅変調信号ＡＭを、搬送波のＮ倍の周波数をもつ三角波によりＰＷＭ変調することができるため、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、分周器は、クロック信号ＣＬＫ（周波数ｆ＿ＣＬＫ）の周波数ｆ＿ＣＬＫを１/Ｍ（Ｍは整数）に分周し、周波数ｆ＿ＰＷＭ（＝ｆ＿ＣＬＫ／Ｍ）のＵＰ／ＤＯＷＮ信号を生成する。搬送波生成器は、周波数ｆ＿ｃａ（＝ｆ＿ＰＷＭ／Ｎ）の搬送波形を生成する。振幅変調器は、搬送波を入力信号によりＡＭ変調する。アップ・ダウンカウンタは、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号のレベルに応じて、クロック信号ＣＬＫをアップカウント、もしくはダウンカウントし、カウント値を三角波形ＲＥＦ（周波数ｆ＿ＰＷＭ）として出力する。コンパレータは、振幅変調器から出力される振幅変調信号ＡＭのレベル値と、三角波形ＲＥＦ（アップ・ダウンカウンのカウント値）とを比較し、ＰＷＭ信号を生成する。
これにより、搬送波を入力信号でＡＭ変調した振幅変調信号ＡＭを、搬送波のＮ倍の周波数をもつ三角波によりＰＷＭ変調することができるため、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動回路は、前記搬送波の周波数ｆ＿ｃａと前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮの周波数ｆ＿ＰＷＭとの比の値Ｎを設定値として保持する第１のレジスタ（１）と、前記分周器の分周比の値Ｍを設定値として保持する第２のレジスタ（２）と、をさらに備え、前記搬送波生成器には、第１のレジスタ（１）および第２のレジスタ（２）の値を参照し、一周期分の搬送波の波形をＭ×Ｎ個の値に標本化する波形演算器と、前記波形演算器によって標本化された波形データを格納するデータメモリと、前記データメモリに格納されたデータを、前記クロック信号ＣＬＫに同期して順次読み出しながら出力すると共に、Ｍ×Ｎ個（搬送波一周期分）のデータを繰り返し出力することによって、搬送波を連続生成するメモリコントローラと、を備えることを特徴とする。
このような構成により、搬送波周波数ｆ＿ｃａに対するＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数ｆ＿ＰＷＭの比を表すＮの値が第１のレジスタ（１）に格納され、基準クロック周波数ｆ＿ＣＬＫに対するＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数ｆ＿ＰＷＭの分周比Ｍに相当する値が第２のレジスタ（２）に格納される。
搬送波生成器は、レジスタ（１）およびレジスタ（２）の値を参照し、波形演算器により、Ｍ×Ｎ個で一周期となるように搬送波形の振幅値を予め計算し、Ｍ×Ｎ個のデータをデータメモリに格納する。また、メモリコントローラにより、データメモリに格納されたデータをクロック信号ＣＬＫに同期して順次読み出し出力するとともに、Ｍ×Ｎ個（搬送波一周期分）のデータを連続して繰り返し出力する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。また、搬送波形の振幅値のデータを予め計算しデータメモリに格納しておくことができ、搬送波形の出力の際に必要となる演算処理を省略することができる。
このような構成により、搬送波周波数ｆ＿ｃａに対するＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数ｆ＿ＰＷＭの比を表すＮの値が第１のレジスタ（１）に格納され、基準クロック周波数ｆ＿ＣＬＫに対するＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数ｆ＿ＰＷＭの分周比Ｍに相当する値が第２のレジスタ（２）に格納される。
搬送波生成器は、レジスタ（１）およびレジスタ（２）の値を参照し、波形演算器により、Ｍ×Ｎ個で一周期となるように搬送波形の振幅値を予め計算し、Ｍ×Ｎ個のデータをデータメモリに格納する。また、メモリコントローラにより、データメモリに格納されたデータをクロック信号ＣＬＫに同期して順次読み出し出力するとともに、Ｍ×Ｎ個（搬送波一周期分）のデータを連続して繰り返し出力する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、例えば、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。また、搬送波形の振幅値のデータを予め計算しデータメモリに格納しておくことができ、搬送波形の出力の際に必要となる演算処理を省略することができる。
また、本発明のＤ級アンプの駆動回路は、前記振幅変調方式が片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式であるように構成されたことを特徴とする。
これにより、超音波スピーカなどを駆動する場合に、復調音の歪みが小さい片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式を使用することができる。すなわち、両側波帯振幅変調（ＤＳＢ）方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度が大きくなるほど、復調される信号の歪み率も大きくなるが、ＳＳＢ方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度によらず、復調される信号の歪み率はほぼ一定で、かつＤＳＢ方式の場合よりも低い値となる。
これにより、超音波スピーカなどを駆動する場合に、復調音の歪みが小さい片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式を使用することができる。すなわち、両側波帯振幅変調（ＤＳＢ）方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度が大きくなるほど、復調される信号の歪み率も大きくなるが、ＳＳＢ方式の場合は超音波スピーカを駆動する変調波の変調度によらず、復調される信号の歪み率はほぼ一定で、かつＤＳＢ方式の場合よりも低い値となる。
また、本発明の静電型トランスデューサは、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプによって駆動される静電型トランスデューサであって、前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、を特徴とする。
このような構成により、静電型トランスデューサを駆動するＤ級アンプは、搬送波生成回路により、クロック発振器で生成されるクロック信号ＣＬＫを基に周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、静電型トランスデューサから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、静電型トランスデューサを駆動するＤ級アンプは、搬送波生成回路により、クロック発振器で生成されるクロック信号ＣＬＫを基に周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、静電型トランスデューサから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明の静電型トランスデューサは、前記静電型トランスデューサは、複数の孔が形成された第一の面側の固定電極と、前記第一の面側の固定電極と対をなす複数の孔が形成された第二の面側の固定電極と、前記一対の固定電極に挟まれるとともに導電層を有し、該導電層に直流バイアス電圧が印加される振動膜とで構成されていることを特徴とする。
このような構成により、本発明のＤ級アンプの駆動回路で駆動する静電型トランスデューサとして、例えば、図７に示す、プッシュプル型の静電型トランスデューサを使用する。
プッシュプル型の静電型トランスデューサは、振動膜を挟持する第一（前面側）固定電極と第二（背面側）の固定電極によって、振動膜に対して正負対称に静電力を作用させることができるため、振動波形（出力波形）歪みそのものをまず小さくすることができる。さらに、プッシュプル型の静電型トランスデューサをＤ級アンプで駆動する場合に、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）を搬送波周波数の整数倍とし、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることによって、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、静電型トランスデューサから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。
このような構成により、本発明のＤ級アンプの駆動回路で駆動する静電型トランスデューサとして、例えば、図７に示す、プッシュプル型の静電型トランスデューサを使用する。
プッシュプル型の静電型トランスデューサは、振動膜を挟持する第一（前面側）固定電極と第二（背面側）の固定電極によって、振動膜に対して正負対称に静電力を作用させることができるため、振動波形（出力波形）歪みそのものをまず小さくすることができる。さらに、プッシュプル型の静電型トランスデューサをＤ級アンプで駆動する場合に、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）を搬送波周波数の整数倍とし、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることによって、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、静電型トランスデューサから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。
また、本発明の超音波スピーカは、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの出力端子間に静電型超音波トランスデューサを接続して構成する超音波スピーカであって、前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、を特徴とする。
このような構成により、超音波スピーカに使用される静電型超音波トランスデューサを駆動するＤ級アンプの駆動回路において、搬送波生成回路は、周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、超音波スピーカに使用される静電型超音波トランスデューサを駆動するＤ級アンプの駆動回路において、搬送波生成回路は、周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明の表示装置は、音響ソースから供給される音声信号を再生し可聴周波数帯の信号音を再生する超音波スピーカと、映像を投影面に投影する投影光学系とを備える表示装置であって、前記超音波スピーカは、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの出力端子間に静電型超音波トランスデューサを接続して構成するとともに、前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、を特徴とする。
このような構成により、映像を投影する投影光学系を備える表示装置に使用される超音波スピーカを、Ｄ級アンプで駆動される静電型超音波トランスデューサで構成する。そして、上記静電型超音波トランスデューサを駆動するＤ級アンプの駆動回路において、搬送波生成回路は、周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。ＰＷＭ変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、Ｄ級アンプにおけるＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、映像を投影する投影光学系を備える表示装置に使用される超音波スピーカを、Ｄ級アンプで駆動される静電型超音波トランスデューサで構成する。そして、上記静電型超音波トランスデューサを駆動するＤ級アンプの駆動回路において、搬送波生成回路は、周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。ＰＷＭ変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）が搬送波周波数の整数倍となり、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることができる。その結果、Ｄ級アンプにおけるＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
また、本発明の指向性音響システムは、音響ソースから供給される音声信号のうち第一の音域の信号を再生する超音波スピーカと、前記音響ソースから供給される音声信号のうち前記第一の音域よりも低い第二の音域の信号を再生する低音再生用スピーカと、を有する指向性音響システムであって、前記超音波スピーカは、第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの出力端子間に静電型超音波トランスデューサを接続して構成するとともに、前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、を特徴とする。
このような構成により、音響ソースから供給される音声信号のうち第一の音域の信号を再生する超音波スピーカと、第一の音域よりも低い第二の音域の信号を再生する低音再生用スピーカとを有する指向性音響システムにおいて、上記超音波スピーカを本発明のＤ級アンプで駆動される静電型超音波トランスデューサで構成する。そして、上記静電型超音波トランスデューサを駆動するＤ級アンプの駆動回路において、搬送波生成回路は、周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、超音波スピーカでは再生することが困難な低周波数帯域の音を低音再生用スピーカで補うことによって、再生音質をより向上させることができる。また、超音波スピーカを駆動するＤ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）を搬送波周波数の整数倍とし、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることによって、Ｄ級アンプにおけるＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
このような構成により、音響ソースから供給される音声信号のうち第一の音域の信号を再生する超音波スピーカと、第一の音域よりも低い第二の音域の信号を再生する低音再生用スピーカとを有する指向性音響システムにおいて、上記超音波スピーカを本発明のＤ級アンプで駆動される静電型超音波トランスデューサで構成する。そして、上記静電型超音波トランスデューサを駆動するＤ級アンプの駆動回路において、搬送波生成回路は、周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、また、搬送波周波数ｆ＿ｃａのＮ倍（Ｎは整数）の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する。振幅変調回路は、入力信号により搬送波を振幅変調し、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを生成する。ＰＷＭ変調回路は、振幅変調された振幅変調信号ＡＭを、ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に生成される三角波によりＰＷＭ変調する。
これにより、超音波スピーカでは再生することが困難な低周波数帯域の音を低音再生用スピーカで補うことによって、再生音質をより向上させることができる。また、超音波スピーカを駆動するＤ級アンプのＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）を搬送波周波数の整数倍とし、ＰＷＭ信号の位相と搬送波の位相とを同期させることによって、Ｄ級アンプにおけるＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の基本的な回路構成を示すブロック図である。以下各ブロックの機能について説明する。
図１は本発明の基本的な回路構成を示すブロック図である。以下各ブロックの機能について説明する。
図１において、クロック発振器１０は、動作基準クロック信号ＣＬＫを生成する。搬送波生成回路１１は、所定の周波数の搬送波（正弦波）と、搬送波の整数倍の周波数のクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮ（ＰＷＭクロック）とをそれぞれ生成する。振幅変調回路１２は、搬送波生成回路１１で生成された搬送波（超音波帯域）を、入力信号（可聴帯域の信号）で振幅変調し、振幅変調信号ＡＭとして出力する。ＰＷＭ変調回路１３は、搬送波生成回路１１で生成されたクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、振幅変調回路１２から出力される振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調し、ＰＷＭ信号を生成する。ゲート駆動回路１４は、ＰＷＭ信号に応じてスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２をオン、オフ制御するためのゲート信号を生成し、このゲート信号によりＤ級出力段１５内のスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２を交互にオン、オフ駆動する。
Ｄ級出力段１５は、正電源側に接続されたハイサイドのスイッチング素子Ｍ１と、負電源側に接続されたローサイドのスイッチング素子Ｍ２とで構成され、Ｍ１とＭ２とでトーテムポール型の出力回路が構成されている。スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２はそれぞれオン抵抗の小さいパワーＭＯＳＦＥＴで構成され、ゲート駆動回路１４によって各パワーＭＯＳＦＥＴをスイッチング動作させる。Ｄ級出力段１５の出力はスイッチング波形（電源Ｅ１、Ｅ２によるスイッチング電圧波形）になるため、スイッチング・キャリア成分を低域通過フィルタ１６で除去した後に、負荷１７に供給する。低域通過フィルタ１６には、電力損失の小さいＬＣフィルタ（Ｌ１、Ｃ１）が用いられている。なお、図１に示す回路構成は、２つのスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２で構成されるハーフブリッジ型のものであるが、もちろん、４つのスイッチング素子で構成されるフルブリッジ型のものでもよい。
図２は、本発明のＤ級アンプの駆動回路の要部を具体化した回路構成例を示すブロック図であり、図４は図２の動作タイミングチャートの一例を示したものである。各構成ブロックについて以下に説明する。
図２において、クロック発振器１０は、搬送波生成器２１、分周器２２、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３の動作基準クロック信号ＣＬＫを生成する。（クロック信号ＣＬＫは図４中には図示せず。）
搬送波生成回路１１は、搬送波生成器２１と分周器２２とから構成される。搬送波生成器２１は、搬送波周波数設定値に基づいて、所定の周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成し、出力する。分周器２２は、ＰＷＭ周波数設定値に基づいて、クロック信号ＣＬＫを分周し、周波数ｆ＿ＰＷＭのクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを出力する。
ここで、基準クロック信号ＣＬＫの周波数をｆ＿ＣＬＫ （Ｈｚ）とするとき、Ｍ、Ｎを自然数として、
ｆ＿ＰＷＭ ＝ ｆ＿ＣＬＫ／Ｍ、
ｆ＿ｃａ ＝ ｆ＿ＰＷＭ／Ｎ、
の関係が成り立つように、上記ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数ｆ＿ＰＷＭ（Ｈｚ）の値（搬送波周波数設定値）と、搬送波の周波数ｆ＿ｃａ（Ｈｚ）の値（搬送波周波数設定値）とが設定される。なお、Ｍは分周器２２おける分周比、Ｎは搬送波とＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）との周波数比である。
ここで、基準クロック信号ＣＬＫの周波数をｆ＿ＣＬＫ （Ｈｚ）とするとき、Ｍ、Ｎを自然数として、
ｆ＿ＰＷＭ ＝ ｆ＿ＣＬＫ／Ｍ、
ｆ＿ｃａ ＝ ｆ＿ＰＷＭ／Ｎ、
の関係が成り立つように、上記ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数ｆ＿ＰＷＭ（Ｈｚ）の値（搬送波周波数設定値）と、搬送波の周波数ｆ＿ｃａ（Ｈｚ）の値（搬送波周波数設定値）とが設定される。なお、Ｍは分周器２２おける分周比、Ｎは搬送波とＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）との周波数比である。
ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３は、分周器２２から出力されるＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）のレベルに応じて、クロック発振器１０から出力されるクロック信号ＣＬＫをアップカウント、もしくはダウンカウントし、カウント値を信号ＲＥＦとして出力する。ここではＵＰ／ＤＯＷＮ信号がＨｉｇｈレベルであればアップカウント、Ｌｏｗレベルであればダウンカウントするように構成されている。なお、図２および図４に示す例ではＲＥＦの値が０を中心にして−１から１までの間を変化（カウント）するように、カウント値をスケーリングしている。ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタからの出力信号ＲＥＦの波形は、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号に同期した周波数の三角波となる。
振幅変調回路２４は、搬送波生成器２１で生成された搬送波を、入力信号で振幅変調し、振幅変調信号ＡＭとして出力する。
コンパレータ２５は、振幅変調回路から出力される信号ＡＭの振幅値と、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタから出力される三角波形ＲＥＦの振幅値とを比較し、比較結果をＰＷＭ信号として出力する。ここでは、振幅変調信号ＡＭの振幅値が三角波形ＲＥＦよりも大きければＨｉｇｈレベルを、小さければＬｏｗレベルを出力する。これにより、ＰＷＭ変調信号が生成される。
ここでは、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３とコンパレータ２５がＰＷＭ変調回路１３を構成している。
ここでは、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３とコンパレータ２５がＰＷＭ変調回路１３を構成している。
図３は本発明の要部を抜き出し、更に具体的に示した回路構成例を示すブロック図であり、図４は図３の動作タイミングチャートの一例を示したものである。
図３の回路構成例では、第１のレジスタ（１）３１と第２のレジスタ（２）３２を備えており、レジスタ（１）３１には搬送波周波数ｆ＿ｃａに対するＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）ｆ＿ＰＷＭの比を表すＮの値が格納され、レジスタ（２）３２には基準クロック周波数ｆ＿ＣＬＫに対するＰＷＭ周波数ｆ＿ＰＷＭの分周比を表すＭの値が格納される。
図３の回路構成例では、第１のレジスタ（１）３１と第２のレジスタ（２）３２を備えており、レジスタ（１）３１には搬送波周波数ｆ＿ｃａに対するＰＷＭ周波数（ＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数）ｆ＿ＰＷＭの比を表すＮの値が格納され、レジスタ（２）３２には基準クロック周波数ｆ＿ＣＬＫに対するＰＷＭ周波数ｆ＿ＰＷＭの分周比を表すＭの値が格納される。
クロック発振器１０は、メモリコントローラ３５、分周器２２、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３の動作基準クロック信号ＣＬＫを生成する。（クロック信号ＣＬＫは図４中には図示せず。）
波形演算器３３は、レジスタ（１）３１およびレジスタ（２）３２の値を参照し、一周期分の搬送波の波形をＭ×Ｎ個の値に標本化する。つまり、Ｍ×Ｎ個で一周期分の搬送波形が構成されるように、搬送波形の振幅値を予め計算する。波形演算器３３で計算したＭ×Ｎ個の波形データ（一周期分）は、データメモリ３４に格納される。メモリコントローラ３５は、データメモリ３４に格納された搬送波形のデータを、クロック発振器１０から出力される上記クロック信号ＣＬＫに同期して順次読み出しながら出力すると共に、Ｍ×Ｎ個（搬送波一周期分）のデータを繰り返し出力することによって、搬送波を連続生成する。
分周器２２は、クロック信号ＣＬＫの周波数ｆ＿ＣＬＫを１／Ｍに分周し、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号として出力する。このＵＰ／ＤＯＷＮ信号の周波数が、ＰＷＭ変調の基準周波数ｆ＿ＰＷＭとなる。分周器２２は、例えば図示しないカウンタとリセット用レジスタ、フリップフロップで構成されている。カウンタはクロック信号ＣＬＫをカウントし、カウント値がオーバーフローすると、リセット用レジスタの値をカウンタにリセットすると同時に、フリップフロップの出力を反転させるように構成されている。カウンタが参照するリセット用レジスタ（図示せず）には、レジスタ（２）３２に格納された分周比Ｍの値を基にしてカウンタをリセットする際の初期値を計算し、設定する。例えば、カウンタのビット数が８ｂｉｔでクロック信号を１／１０に分周したい場合、すなわち、レジスタ（２）３２に格納されている分周比Ｍの値が１０である場合には、リセット用レジスタの値を２５１（＝２５５―１０／２＋１）に設定するようにする。これにより、カウンタはクロック信号ＣＬＫを５回カウントする毎にフリップフロップの出力、つまりＵＰ／ＤＯＷＮ信号のレベルを反転させるので、分周器２２から出力されるＵＰ／ＤＯＷＮ信号は、クロック信号ＣＬＫを１／１０に分周したクロック信号となる。
ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３は、分周器２２から出力されるＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）のレベルに応じて、クロック発振器１０から出力されるクロック信号ＣＬＫをアップカウント、もしくはダウンカウントし、カウント値を信号ＲＥＦとして出力する。ここではＵＰ／ＤＯＷＮ信号がＨｉｇｈレベルであればアップカウント、Ｌｏｗレベルであればダウンカウントするように構成されている。なお、図３および図４に示す例ではＲＥＦの値が０を中心にして−１から１までの間を変化（カウント）するように、カウント値をスケーリングしている。ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタからの出力信号ＲＥＦの波形は、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号に同期した周波数の三角波となる。
振幅変調回路２４は、メモリコントローラ３５から出力される搬送波（デジタルデータ）を、デジタル化された入力信号で振幅変調し、振幅変調信号ＡＭとして出力する。
コンパレータ２５は、振幅変調回路から出力される信号ＡＭの振幅値と、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタから出力される三角波形ＲＥＦの振幅値とを比較し、比較結果をＰＷＭ信号として出力する。ここでは、振幅変調信号ＡＭの振幅値が三角波形ＲＥＦよりも大きければＨｉｇｈレベルを、小さければＬｏｗレベルを出力する。これにより、ＰＷＭ変調信号が生成される。
ここでは、波形演算器３３とデータメモリ３４、およびメモリコントローラ３５が、図２の搬送波生成器２１を構成している。
ここでは、波形演算器３３とデータメモリ３４、およびメモリコントローラ３５が、図２の搬送波生成器２１を構成している。
以上のような構成において、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）の周波数ｆ＿ＰＷＭは搬送波の周波数ｆ＿ｃａの整数倍（Ｎ倍）になる。よって、搬送波の位相にＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）の位相を同期させた状態で駆動することができる。
例えば、クロック周波数ｆ＿ＣＬＫが１００ＭＨｚである場合、ＰＷＭクロック周波数ｆ＿ＰＷＭを５００ｋＨｚ（Ｍ=２００）、搬送波周波数ｆ＿ｃａを５０ｋＨｚ（Ｎ=１０）で駆動したい場合には、搬送波生成器２１のデータ領域のサイズは２０００（＝Ｍ・Ｎ）となり、搬送波（正弦波）の一周期を２０００分割して求めた振幅データが前記データ領域（データメモリ３５）に格納される。分周器２２では、クロック信号の周波数ｆ＿ＣＬＫを１／２００に分周したＵＰ／ＤＯＷＮ信号が生成されることになる。
図４は、本発明のＤ級アンプの駆動回路におけるタイミングチャートの一例を示す図であり、入力信号レベルが０（ゼロ）であり、搬送波周波数が５０ｋＨｚ、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）の周波数が５００ｋＨｚの場合の例を示している。
図４において、図（Ａ）は、搬送波と入力信号の波形を示し、図（Ｂ）は、分周器２２から出力されるＵＰ／ＤＯＷＮ信号を示し、図（Ｃ）は、ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ２３から出力される信号ＲＥＦと、振幅変調回路１２もしくは振幅変調回路２４から出力される振幅変調信号ＡＭを示し、図（Ｄ）は、コンパレータ２５から出力されるＰＷＭ変調信号ＰＷＭを示している。図４において、特に注目すべき点は、図（ｃ）に示すように、搬送波（変調度０の時の振幅変調波）ＡＭと三角波ＲＥＦとが同期、すなわち、搬送波ＡＭと三角波ＲＥＦとの位相関係が、被変調信号ＡＭの周期毎に異なることなく固定されている点である。これは、ＵＰ／ＤＯＷＮ信号（ＰＷＭクロック）の周波数ｆ＿ＰＷＭを搬送波の周波数ｆ＿ｃａの整数倍（Ｎ倍）にしたためである。
また、図５は、本発明のＤ級アンプの駆動回路における信号波形と周波数スペクトルの例を示す図であり、搬送波信号が６２．５ｋＨｚであり、ＰＷＭクロック周波数が６２５ｋＨｚの場合の例を示している。図５において、図（Ａ）は、ＰＷＭ変調波形（スイッチング波形）とＬＰＦ通過後の出力波形の例を示しており、図（Ｂ）は、ＬＰＦ通過後の出力波形の周波数スペクトルの例を示している。
従来例では、図６に示すように、ＰＷＭ周波数が被変調信号周波数の整数倍でないときは、ＬＰＦ後の出力波形に搬送波側波帯の歪み成分（スプリアスノイズ）が多く出ているが、本発明においては、図５に示すようにＰＷＭ周波数を被変調信号周波数（搬送波周波数）の整数倍にしているため、図６の例に見られるような搬送波側波帯の歪み成分（スプリアスノイズ）が出ていないことが分かる。図６に示す従来例では、ＰＷＭ周波数が被変調信号周波数の整数倍でないため、被変調信号の位相とＰＷＭ信号の位相とが、被変調信号の周期毎に異なって（ずれて）しまう。これが搬送波側波帯の歪み成分（スプリアスノイズ）となって現れてくる。
Ｄ級アンプの負荷として超音波スピーカを駆動する場合を考えると、ＰＷＭ周波数が搬送波周波数の整数倍でないとき（図６の場合）は、入力信号が０のとき（搬送波のみの状態）でも搬送波側波帯域にスプリアスノイズ成分が立つので、パラメトリックアレイ効果によって、搬送波成分とスプリアスノイズ成分との差音成分が自己復調されてしまい、そのうち可聴帯域の差音成分が無信号時ノイズとして聞こえる恐れがある。これに対してＰＷＭ周波数を搬送波の整数倍にすると（図５の場合）、搬送波側波帯域にはスプリアスノイズ成分が出なくなるので、前者のような無信号時ノイズを抑えることができる。
以上より、ＰＷＭ周波数を搬送波（被変調信号）周波数の整数倍にすることによって、Ｄ級アンプの再生出力のＳ／Ｎ比を高くすることができる。
上述したように、Ｄ級アンプのＰＷＭ周波数を、超音波スピーカの搬送波周波数の整数倍とすることにより、整数倍でない場合（図６）よりＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができるため（図５）、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
なお、負荷は超音波スピーカに限定されることはなく、特定の周波数の搬送波を用いた変調信号を出力する場合であれば、適用することができる。
[第２の実施の形態]
第１の実施の形態では、本発明のＤ級アンプの駆動回路の構成と動作について説明したが、第２の実施の形態として、本発明のＤ級アンプの駆動回路により静電型トランスデューサを駆動する超音波スピーカの例について説明する。
第１の実施の形態では、本発明のＤ級アンプの駆動回路の構成と動作について説明したが、第２の実施の形態として、本発明のＤ級アンプの駆動回路により静電型トランスデューサを駆動する超音波スピーカの例について説明する。
図７は、本発明のＤ級アンプで駆動するプッシュプル（Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ）型の静電型トランスデューサの一例を示す図であり、特に超音波スピーカのトランスデューサとして使用するのに好適な構造になっている。なお、超音波スピーカに使用される静電型トランスデューサは、静電型超音波トランスデューサとも呼ばれる。
図７（Ａ）はトランスデューサの断面を示しており、導電層を有する振動膜１１２と、該振動膜１１２のそれぞれの面に対向して設けられた前面（第一の面）側固定電極１０１Ａ及び背面（第二の面）側固定電極１０１Ｂからなる一対の固定電極とを有している（前面側固定電極１０１Ａと背面側固定電極１０１Ｂの両方を指す場合は固定電極１０１と呼ぶ）。振動膜１１２は図７（Ａ）に示すように電極を形成する導電層（振動膜電極）１２１を絶縁膜１２０で挟むように形成してもよいし、振動膜１１２の全体を導電性材料で形成するようにしてもよい。
また、振動膜１１２を挟持する前面側固定電極１０１Ａには複数の貫通孔１１４Ａが設けられており、かつ背面側固定電極１０１Ｂには前面側固定電極１０１Ａに設けた各貫通孔１１４Ａに対向する位置に同一形状の貫通孔１１４Ｂが設けられている（貫通孔１１４Ａと貫通孔１１４Ｂの両方を指す場合は貫通孔１１４と呼ぶ）。前面側固定電極１０１Ａと背面側固定電極１０１Ｂは、それぞれ支持部材１１１によって振動膜１１２から所定のギャップを隔てて支持されており、図７（Ａ）に示すように振動膜１１２と固定電極とが一部空隙を介して対向するように支持部材１１１は形成されている。
図７（Ｂ）はトランスデューサの片側平面外観を示したものであり（固定電極１０１の一部を切り欠き振動膜１１２を露出させた状態）、上記複数の貫通孔１１４がハニカム状に配列されている。
また、直流電源１１６は、振動膜電極１２１に直流バイアス電圧を印加するための電源であり、交流信号１１８Ａ、１１８Ｂは、振動膜１１２を駆動するために、前面側固定電極１０１Ａと背面側固定電極１０１Ｂに印加される信号である。
また、図８は、本発明のＤ級アンプの駆動回路を使用した超音波スピーカの構成例を示す図である。図８に示す超音波スピーカは、可聴波周波数帯の信号波を生成する可聴周波数波信号源（オーディオ信号源）１３１と、本発明のＤ級アンプ１（図１、図２を参照）を有している。また、Ｄ級アンプ１の出力は出力トランスＴを介して静電型トランスデューサ１００に印加される。なお、出力トランスＴの２次側巻線は中間タップを備えており、この中間タップを基準にして、直流バイアス電圧Ｅが振動膜電極１２１に印加される。
上記構成において、可聴周波数波信号源１３１より出力される可聴周波数信号（オーディオ信号）をＤ級アンプ１に入力する。Ｄ級アンプ１では、入力信号により所定の周波数の搬送波（キャリア波）を振幅変調し、該振幅変調信号を搬送波周波数の整数倍の周波数でＰＷＭ変調し、Ｄ級出力段およびＬＣフィルタを介して増幅して出力する。そして、増幅した振幅変調信号を、出力トランスＴの１次側巻線の両端に印加する。これにより、出力トランスＴの２次側巻線に接続された静電型トランスデューサ１００を駆動する。なお、Ｄ級アンプ１のＰＷＭ周波数は、搬送波周波数のＮ倍になるように設定されている。
この結果、上記変調信号が静電型トランスデューサ１００により有限振幅レベルの音波に変換され、この音波は媒質中（空気中）に放射されて媒質（空気）の非線形効果によって元の可聴周波数帯の信号音が自己再生される。つまり音波は空気を媒体として伝送する粗密波であるので、変調された超音波が伝播する過程で、空気の密な部分と疎な部分とが顕著に表れ、密な部分は音速が速く、疎な部分は音速が遅くなるので変調波自身に歪が生じ、その結果キャリア波（超音波）と可聴波（元オーディオ信号）に波形分離され、我々人間は２０ｋＨｚ以下の可聴音（元オーディオ信号）のみを聴くことができるという原理であり、一般にはバラメトリックアレイ効果と呼ばれている。
なお、図８に示す例では、本発明のＤ級アンプの駆動回路により、プッシュプル（Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ）型の静電型トランスデューサを駆動する例について説明したが、駆動対象となる負荷はプッシュプル型の静電型トランスデューサに限定されず、他の種類の容量性の負荷をも好適に駆動することができる。例えば、振動膜の片面にだけ固定電極を配置し、振動膜を一方の側だけを吸引する構造のプル（Ｐｕｌｌ）型とよばれる静電型トランスデューサを駆動することもできる。
図９は、プル（Ｐｕｌｌ）型の静電型トランスデューサの駆動回路の構成例を示す図である。図９（Ａ）に示すプル（Ｐｕｌｌ）型の静電型トランスデューサ２００は、振動体（振動膜）として３〜１０μｍ程度の厚さのＰＥＴ（ポリエチレンテレフタレート樹脂）等の誘電体２１１（絶縁体の振動膜）を用いている。誘電体２１１に対しては、アルミ等の金属箔として形成される上側電極２１２がその上面部に蒸着等の処理によって一体形成されるとともに、真鍮で形成された下側電極２１３が誘電体２１１の下面部に接触するように設けられている。この下側電極２１３は、リード２２２が接続されるとともに、ベークライト等からなるベース板２１５に固定されている。
また、上側電極２１２は、リード２２１が接続されており、このリード２２１は直流バイアス電源２３０に接続されている。この直流バイアス電源２３０により上側電極２１２には５０〜１５０Ｖ程度の上電極吸着用の直流バイアス電圧が常時印加され、上側電極２１２が下側電極２１３側に吸着されるようになっている。２３１は信号源である。
誘電体２１１および上側電極２１２ならびにベース板２１５は、メタルリング２１６、２１７、および２１８、ならびにメッシュ２１９ともに、ケース２０１によってかしめられている。
下側電極２１３の誘電体２１１側の面には不均一な形状を有する数十〜数百μｍ程度の微小な溝（凹凸部）が複数形成されている。この微小な溝は、下側電極２１３と誘電体２１１との間の空隙となるので、上側電極２１２および下側電極２１３間の静電容量の分布が微小に変化する。このランダムな微小な溝は、下側電極２１３の表面を手作業でヤスリにより荒らすことで形成されている。プル（Ｐｕｌｌ）型の静電型トランスデューサでは、このようにして空隙の大きさや深さの異なる無数のコンデンサを形成することによって、周波数特性が広帯域となっている。
図９（Ａ）に示すプル型の静電型トランスデューサを本発明のＤ級アンプの駆動回路により駆動することができる。図９（Ｂ）は、プル型の静電型トランスデューサを本発明のＤ級アンプ１（図１、図２を参照）で駆動する回路構成を示す図であり、プル（Ｐｕｌｌ）型の静電型トランスデューサ２００の等価静電容量をＣｐｕｌｌとして示している。
図９（Ｂ）において、出力トランスＴを介してＤ級アンプ１からの出力を昇圧した後、プル型の静電型トランスデューサ（Ｃｐｕｌｌ）２００に印加するように構成されている。出力トランスＴの２次側巻線の一方の端子は、プル型の静電型トランスデューサ（Ｃｐｕｌｌ）２００の上側電極２１２に直流バイアス電源２３０を介して接続され、他方の端子は下側電極２１３にそれぞれ接続されている。
上記の構成により、静電型トランスデューサ２００の上側電極２１２と下側電極２１３とには、直流バイアス電圧に重畳した交流信号が印加される。このように、上側電極２１２に直流バイアス電圧と交流信号を印加することにより、上側電極２１２の下側電極２１３に対する吸引力が変化することにより、振動膜（誘電体）２１１が振動し、振動膜２１１から音波が放射される。
また、図１０は、圧電型超音波トランスデューサの駆動回路の構成例を示す図である。振動素子として圧電セラミックを用いて電気信号から超音波への変換を行う圧電型の超音波トランスデューサの構成例を示している。図１０（Ａ）は、バイモルフ型の圧電型トランスデューサ（超音波トランスデューサ）を示している、
図１０（Ａ）に示すバイモルフ型の圧電型トランスデューサ３０１は、２枚の圧電素子（圧電セラミック）３１１および３１２と、コーン３１３と、ケース３１４と、リード３１５および３１６と、スクリーン３１７とから構成されている。圧電素子３１１および３１２は、互いに貼り合わされていて、その貼り合わせ面と反対側の面にそれぞれリード３１５とリード３１６が接続されている。
図１０（Ａ）に示す圧電型のトランスデューサにおいても、本発明のＤ級アンプの駆動回路を好適に使用することができる。図１０（Ｂ）は、圧電型の超音波トランスデューサの回路構成を示す図であり、バイモルフ型の圧電型トランスデューサ３０１の等価静電容量をＣｂｍとして示している。
図１０（Ｂ）において、出力トランスＴを介してＤ級アンプ１からの出力を昇圧した後、圧電型トランスデューサ（Ｃｂｍ）３０１に印加するように構成されている。出力トランスＴの２次側巻線の一方の端子は、圧電型トランスデューサ（Ｃｂｍ）３０１の一方の圧電素子３１１に接続され、他方の端子は他方の圧電素子３１２にそれぞれ接続されている。
上記の構成により、圧電型トランスデューサ３０１の圧電素子３１１と圧電素子３１２には、交流信号が印加される。これにより、圧電素子３１１、３１２が振動することにより、音波が放射される。
上述したように、超音波スピーカをＤ級アンプで駆動する場合に、ＰＷＭ周波数を、超音波スピーカの搬送波周波数の整数倍とすることにより、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができる。このため、超音波スピーカから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
[第３実施の形態］
第２の実施の形態では、本発明のＤ級アンプの駆動回路を使用した超音波スピーカの例について説明したが、本発明の第３の実施の形態として、本発明の超音波スピーカを用いた表示装置の例について説明する。
第２の実施の形態では、本発明のＤ級アンプの駆動回路を使用した超音波スピーカの例について説明したが、本発明の第３の実施の形態として、本発明の超音波スピーカを用いた表示装置の例について説明する。
図１１は、表示装置の一例として、プロジェクタを例に取ったものであり、その使用状態を示したものである。同図に示すように、プロジェクタ（表示装置）４０１は視聴者４０３の後方に設置され、視聴者４０３の前方に設置されたスクリーン４０２に映像を投影するとともに、プロジェクタ４０１に搭載されている超音波スピーカによりスクリーン４０２の投影面に仮想音源を形成し、音声を再生するようになっている。
プロジェクタ４０１の外観構成を図１２に示す。プロジェクタ４０１は、映像をスクリーン等の投影面に投影する投影光学系を含むプロジェクタ本体４２０と、超音波周波数帯の音波を発振できる静電型超音波トランスデューサ（以下、単に「超音波トランスデューサ」とも呼ぶ）４２４Ａ、４２４Ｂを含んで構成され、音響ソースから供給される音声信号から可聴周波数帯の信号音を再生する超音波スピーカとが一体的に構成されている。本実施形態では、ステレオ音声信号を再生するために、投影光学系を構成するプロジェクタレンズ４３１を挟んで、左右に超音波スピーカを構成する超音波トランスデューサ４２４Ａ、４２４Ｂが搭載されている。
さらに、プロジェクタ本体４２０の底面には低音再生用スピーカ４２３が設けられている。また、４２５は、プロジェクタ本体４２０の高さ調整を行うための高さ調節ねじ、４２６は、空冷フアン用の排気口である。
さらに、プロジェクタ本体４２０の底面には低音再生用スピーカ４２３が設けられている。また、４２５は、プロジェクタ本体４２０の高さ調整を行うための高さ調節ねじ、４２６は、空冷フアン用の排気口である。
また、プロジェクタ４０１では、超音波スピーカを構成する超音波トランスデューサとして、本発明のＤ級アンプで駆動される静電型超音波トランスデューサを使用している。
次に、プロジェクタ４０１の電気的構成を図１３に示す。プロジェクタ４０１は、操作入力部４１０と、再生範囲設定部４１２、再生範囲制御処理部４１３、音声／映像信号再生部４１４、Ｄ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂ及び超音波トランスデューサ４２４Ａ、４２４Ｂからなる超音波スピーカと、ハイパスフィルタ４１７Ａ、４１７Ｂと、ローパスフィルタ４１９と、ミキサ４２１と、パワーアンプ４２２Ｃと、低音再生用スピーカ４２３と、プロジェクタ本体４２０とを有している。
なお、Ｄ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂは、本発明のＤ級アンプの駆動回路（図１及び図２を参照）を用いたものであり、図１及び図２に示すように搬送波生成回路１１と振幅変調回路１２等を備えており、また、図２に示すように、搬送波生成回路１１で生成するキャリア波（搬送波）の周波数は外部設定できるように構成されている。
プロジェクタ本体４２０は、映像を生成する映像生成部４３２と、生成された映像を投影面に投影する投影光学系４３３とを有している。このように、プロジェクタ４０１は、超音波スピーカ及び低音再生用スピーカ４２３と、プロジェクタ本体４２０とが一体化されて構成されている。
操作入力部４１０は、テンキー、数字キー、電源のオン、オフをおこなうための電源キーを含む各種機能キーを有している。再生範囲設定部４１２は、ユーザが操作入力部４１０をキー操作することにより再生信号（信号音）の再生範囲を指定するデータを入力できるようになっており、該データが入力されると、再生信号の再生範囲を規定するキャリア波の周波数が設定され、保持されるようになっている。再生信号の再生範囲の設定は、超音波トランスデューサ４２４Ａ，４２４Ｂの音波放射面から放射軸方向に再生信号が到達する距離を指定することにより行われる。
また、再生範囲設定部４１２は、音声／映像信号再生部４１４より映像内容に応じて出力される制御信号によりキャリア波の周波数が設定できるようになっている。
また、再生範囲制御処理部４１３は、再生範囲設定部４１２の設定内容を参照し、設定された再生範囲となるようキャリア波の周波数を変更するようにＤ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂを制御する機能を有する。
例えば、再生範囲設定部４１２の内部情報として、キャリア波周波数が５０ｋＨｚに対応する上記距離が設定されている場合、Ｄ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂに対して５０ｋＨｚのキャリア波を生成するように制御する。
また、再生範囲制御処理部４１３は、再生範囲設定部４１２の設定内容を参照し、設定された再生範囲となるようキャリア波の周波数を変更するようにＤ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂを制御する機能を有する。
例えば、再生範囲設定部４１２の内部情報として、キャリア波周波数が５０ｋＨｚに対応する上記距離が設定されている場合、Ｄ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂに対して５０ｋＨｚのキャリア波を生成するように制御する。
再生範囲制御処理部４１３は、再生範囲を規定する超音波トランスデューサ４２４Ａ，４２４Ｂの音波放射面から放射軸方向に再生信号が到達する距離とキャリア波の周波数との関係を示すテーブルが予め記憶されている記憶部を有している。このテーブルのデータは、キャリア波の周波数と上記再生信号の到達距離との関係を実際に計測することにより得られる。
再生範囲制御処理部４１３は、再生範囲設定部４１２の設定内容に基づいて、上記テーブルを参照して設定された距離情報に対応するキャリア波の周波数を求め、該周波数となるようにＤ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂを制御する。
再生範囲制御処理部４１３は、再生範囲設定部４１２の設定内容に基づいて、上記テーブルを参照して設定された距離情報に対応するキャリア波の周波数を求め、該周波数となるようにＤ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂを制御する。
音声／映像信号再生部４１４は、例えば、映像媒体としてＤＶＤを用いるＤＶＤプレーヤーであり、再生した音声信号のうちＲチャンネルの音声信号は、ハイパスフィルタ４１７Ａを介しＤ級アンプ４２２Ａに、Ｌチャンネルの音声信号はハイパスフィルタ４１７Ｂを介してＤ級アンプ４２２Ｂに、映像信号はプロジェクタ本体４２０の映像生成部４３２にそれぞれ、出力されるようになっている。
また、音声／映像信号再生部４１４より出力されるＲチャンネルの音声信号とＬチャンネルの音声信号は、ミキサ４２１により合成され、ローパスフィルタ４１９を介してパワーアンプ４２２Ｃに入力されるようになっている。音声／映像信号再生部４１４は、音響ソースに相当する。
また、音声／映像信号再生部４１４より出力されるＲチャンネルの音声信号とＬチャンネルの音声信号は、ミキサ４２１により合成され、ローパスフィルタ４１９を介してパワーアンプ４２２Ｃに入力されるようになっている。音声／映像信号再生部４１４は、音響ソースに相当する。
ハイパスフィルタ４１７Ａ，４１７Ｂは、それぞれ、Ｒチャンネル、Ｌチャンネルの音声信号における中高音域（第一の音域）の周波数成分のみを通過させる特性を有しており、またローパスフィルタは、Ｒチャンネル、Ｌチャンネルの音声信号における低音域（第二の音域）の周波数成分のみを通過させる特性を有している。
したがって、上記Ｒチャンネル、Ｌチャンネルの音声信号のうち中高音域の音声信号は、それぞれ超音波トランスデューサ４２４Ａ、４２４Ｂにより再生され、上記Ｒチャンネル、Ｌチャンネルの音声信号のうち低音域の音声信号は低音再生用スピーカ４２３により再生されることとなる。
なお、音声／映像信号再生部４１４はＤＶＤプレーヤーに限らず、外部から入力されるビデオ信号を再生する再生装置であってもよい。また、音声／映像信号再生部４１４は、再生される映像のシーンに応じた音響効果を出すために再生音の再生範囲を動的に変更するように、再生範囲設定部４１２に再生範囲を指示する制御信号を出力する機能を有している。
映像生成部４３２は、液晶ディスプレイ、プラズマディスプレイパネル（ＰＤＰ）等のディスプレイと、該ディスプレイを音声／映像信号再生部４１４から出力される映像信号に基づいて駆動する駆動回路等を有しており、音声／映像信号再生部４１４から出力される映像信号から得られる映像を生成する。
投影光学系４３３は、ディスプレイに表示された映像をプロジェクタ本体４２０の前方に設置されたスクリーン等の投影面に投影する機能を有している。
投影光学系４３３は、ディスプレイに表示された映像をプロジェクタ本体４２０の前方に設置されたスクリーン等の投影面に投影する機能を有している。
次に、上記構成からなるプロジェクタ４０１の動作について説明する。まず、ユーザのキー操作により操作入力部４１０から再生信号の再生範囲を指示するデータ（距離情報）が再生範囲設定部４１２に設定され、音声／映像信号再生部４１４に再生指示がなされる。
この結果、再生範囲設定部４１２には、再生範囲を規定する距離情報が設定され、再生範囲制御処理部４１３は、再生範囲設定部４１２に設定された距離情報を取り込み、内蔵する記憶部に記憶されているテーブルを参照し、上記設定された距離情報に対応するキャリア波の周波数を求め、該周波数のキャリア波を生成するようにＤ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂ内の搬送波生成回路１１（図１及び図２参照）を制御する。
この結果、Ｄ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂ内の搬送波生成回路１１（図１及び図２参照）は、再生範囲設定部４１２に設定された距離情報に対応する周波数の搬送波キャリア波を生成し、振幅変調回路２４（図１及び図２参照）に出力する。
一方、音声／映像信号再生部４１４は、再生した音声信号のうちＲチャンネルの音声信号を、ハイパスフィルタ４１７Ａを介してＤ級アンプ４２２Ａに、Ｌチャンネルの音声信号をハイパスフィルタ４１７Ｂを介してＤ級アンプ４２２Ｂに、Ｒチャンネルの音声信号及びＬチャンネルの音声信号をミキサ４２１に出力し、映像信号をプロジェクタ本体４２０の映像生成部４３２にそれぞれ、出力する。
したがって、ハイパスフィルタ４１７Ａにより上記Ｒチャンネルの音声信号のうち中高音域の音声信号がＤ級アンプ４２２Ａに入力され、ハイパスフィルタ４１７Ｂにより上記Ｌチャンネルの音声信号のうち中高音域の音声信号がＤ級アンプ４２２Ｂに入力される。
また、上記Ｒチャンネルの音声信号及びＬチャンネルの音声信号はミキサ４２１により合成され、ローパスフィルタ４１９により上記Ｒチャンネルの音声信号及びＬチャンネルの音声信号のうち低音域の音声信号がパワーアンプ４２２Ｃに入力される。
また、上記Ｒチャンネルの音声信号及びＬチャンネルの音声信号はミキサ４２１により合成され、ローパスフィルタ４１９により上記Ｒチャンネルの音声信号及びＬチャンネルの音声信号のうち低音域の音声信号がパワーアンプ４２２Ｃに入力される。
映像生成部４３２では、入力された映像信号に基づいてディスプレイを駆動して映像を生成し、表示する。このディスプレイに表示された映像は、投影光学系４３３により、投影面、例えば、図１１に示すスクリーン４０２に投影される。
Ｄ級アンプ４２２Ａ、４２２Ｂにより増幅されたキャリア波の変調信号は、それぞれ、超音波トランスデューサ４２４Ａ、４２４Ｂの前面側固定電極（上電極）１０１Ａと背面側固定電極（下電極）１０１Ｂ（図７参照）との間に印加され、該変調信号は、有限振幅レベルの音波（音響信号）に変換され、媒質（空気中）に放射され、超音波トランスデューサ４２４Ａからは、上記Ｒチャンネルの音声信号における中高音域の音声信号が再生され、超音波トランスデューサ４２４Ｂからは、上記Ｌチャンネルの音声信号における中高音域の音声信号が再生される。
また、パワーアンプ４２２Ｃで増幅された上記Ｒチャンネル及びＬチャンネルにおける低音域の音声信号は低音再生用スピーカ４２３により再生される。
また、パワーアンプ４２２Ｃで増幅された上記Ｒチャンネル及びＬチャンネルにおける低音域の音声信号は低音再生用スピーカ４２３により再生される。
前述したように、超音波トランスデューサにより媒質中（空気中）に放射された超音波の伝播においては、その伝播に伴い音圧の高い部分では音速が高くなり、音圧の低い部分では音速は遅くなる。この結果、波形の歪みが発生する。
放射する超音波帯域の信号（キャリア波）を可聴周波数帯の信号で変調（ＡＭ変調）しておいた場合には、上記波形歪みの結果により、変調時に用いた可聴周波数帯の信号波が超音波周波数帯のキャリア波と分離して自己復調する形で形成される。その際、再生信号の広がりは超音波の特性からビーム状となり、通常のスピーカとは全く異なる特定方向のみに音が再生される。
超音波スピーカを構成する超音波トランスデューサ４２４Ａ、４２４Ｂから出力されるビーム状の再生信号は、投影光学系４３３により映像が投影される投影面（スクリーン）に向けて放射され、投影面で反射され拡散する。この場合に、再生範囲設定部４１２に設定されるキャリア波の周波数に応じて、超音波トランスデューサ４２４Ａ、４２４Ｂの音波放射面からその放射軸方向（法線方向）においてキャリア波から再生信号が分離されるまでの距離、キャリア波のビーム幅（ビームの拡がり角）が異なるために、再生範囲は、変化する。
プロジェクタ４０１における超音波トランスデューサ４２４Ａ，４２４Ｂを含んで構成される超音波スピーカによる再生信号の再生時の状態を図１４に示す。プロジェクタ４０１において、キャリア波が音声信号により変調された変調信号により超音波トランスデューサが駆動される際に、再生範囲設定部４１２により設定されたキャリア周波数が低い場合は、超音波トランスデューサ４２４の音波放射面からその放射軸方向（音波放射面の法線方向）においてキャリア波から再生信号が分離されるまでの距離、すなわち、再生地点までの距離が長くなる。
したがって、再生された可聴周波数帯の再生信号のビームは、比較的拡がらずに投影面（スクリーン）４０２に到達することとなり、この状態で投影面４０２において反射するので、再生範囲は、図１４において点線の矢印で示す可聴範囲Ａとなり、投影面４０２から比較的に遠くかつ狭い範囲でのみ再生信号（再生音）が聞こえる状態となる。
これに対して、再生範囲設定部４１２により設定されたキャリア周波数が上述した場合より高い場合は、超音波トランスデューサ４２４の音波放射面から放射される音波は、キャリア周波数が低い場合より絞られているが、超音波トランスデューサ４２４の音波放射面からその放射軸方向（音波放射面の法線方向）においてキャリア波から再生信号が分離されるまでの距離、すなわち、再生地点までの距離が短くなる。
したがって、再生された可聴周波数帯の再生信号のビームは、投影面４０２に到達する前に拡がって投影面４０２に到達することとなり、この状態で投影面４０２において反射するので、再生範囲は、図１４において実線の矢印で示す可聴範囲Ｂとなり、投影面４０２から比較的に近くかつ広い範囲でのみ再生信号（再生音）が聞こえる状態となる。
以上説明したように、本発明の表示装置（プロジェクタ等）では、本発明のＤ級アンプの駆動回路を有する静電型超音波トランスデューサを備えており、静電型超音波トランスデューサをＤ級アンプの駆動回路する際に、ＰＷＭ周波数を、超音波スピーカの搬送波周波数の整数倍とすることにより、ＰＷＭ変調の際に発生するスプリアスノイズを低減することができるため、静電型超音波トランスデューサから発生される可聴音ノイズを小さくすることができる。特に、出力０（搬送波成分のみ）の時に生成される（感じられる）可聴音ノイズ成分を抑えることができる。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の、Ｄ級アンプの駆動回路、超音波スピーカ、および表示装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
１…Ｄ級アンプ、１０…クロック発振器、１１…搬送波生成回路、１２…振幅変調回路、１３…ＰＷＭ変調回路、１４…ゲート駆動回路、１５…Ｄ級出力段、１６…低域通過フィルタ、１７…負荷、２１…搬送波生成器、２２…分周器、２３…ＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ、２４…振幅変調回路、２５…コンパレータ、３１…レジスタ（１）、３２…レジスタ（２）、３３…波形演算器、３４…データメモリ、３５…メモリコントローラ、１００…プッシュプル型の静電型トランスデューサ、１０１…固定電極、１０１Ａ…前面側固定電極、１０１Ｂ…背面側固定電極、１１１…支持部材、１１２…振動膜、１１４Ａ、１１４Ｂ…貫通孔、１１６…直流電源、１１８Ａ、１１８Ｂ…交流信号、１２０…絶縁膜、１２１…振動膜電極、１３１…可聴周波数波信号源、２００…プル型の静電型トランスデューサ、２１１…誘電体（振動膜）、２１２…上側電極、２１３…下側電極、２３０…直流バイアス電源、２３１…信号源、３０１…圧電型トランスデューサ、３１１、３１２…圧電素子、４０１…プロジェクタ、４０２…スクリーン、４０２…投影面（スクリーン）、４１０…操作入力部、４１２…再生範囲設定部、４１３…再生範囲制御処理部、４１４…音声／映像信号再生部、４１７Ａ，４１７Ｂ…ハイパスフィルタ、４１９…ローパスフィルタ、４２０…プロジェクタ本体、４２１…ミキサ、４２２Ａ，４２２Ｂ…Ｄ級アンプ、４２２Ｃ…パワーアンプ、４２３…低音再生用スピーカ、４２４Ａ、４２４Ｂ…超音波トランスデューサ、４３１…プロジェクタレンズ、４３２…映像生成部、４３３…投影光学系
Claims (13)
- 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動方法であって、
前記入力信号に所定の周波数の搬送波を含む場合に、前記ＰＷＭ信号の基本周波数を、前記搬送波周波数の整数倍に設定すること
を特徴とするＤ級アンプの駆動方法。 - 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動方法であって、
前記入力信号により所定の周波数の搬送波を振幅変調することによって振幅変調信号を生成する手順と、
前記振幅変調信号を前記搬送波の整数倍の周波数でＰＷＭ変調することによってＰＷＭ信号を生成する手順と、
前記ＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子をスイッチングする手順と、
を含むことを特徴とするＤ級アンプの駆動方法。 - 前記振幅変調方式が片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式であること
を特徴とする請求項２に記載のＤ級アンプの駆動方法。 - 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動回路であって、
前記入力信号に所定の周波数の搬送波を含む場合に、前記ＰＷＭ信号の基本周波数を、前記搬送波周波数の整数倍に設定する手段を
備えることを特徴とするＤ級アンプの駆動回路。 - 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動回路であって、
所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、
前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、
前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、
を備えることを特徴とするＤ級アンプの駆動回路。 - 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの駆動回路であって、
所定周波数ｆ＿ＣＬＫのクロック信号ＣＬＫを生成するクロック発振器と、
前記クロック信号ＣＬＫを１／Ｍ（Ｍは整数）に分周し、周波数ｆ＿ＰＷＭ（＝ｆ＿ＣＬＫ／Ｍ）のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する分周器と、
前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮの周波数ｆ＿ＰＷＭの１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数ｆ＿ｃａ（＝ｆ＿ＰＷＭ／Ｎ）の搬送波を生成する搬送波生成器と、
前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調器と、
前記クロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮの信号レベルに応じて、クロック信号ＣＬＫをアップカウント、もしくはダウンカウントするアップ・ダウンカウンタと、
前記振幅変調信号ＡＭのレベル値と、前記アップ・ダウンカウンタのカウント値とを比較し、その大小関係を二値のレベルに変換して出力するコンパレータと、
を備えることを特徴とするＤ級アンプの駆動回路。 - 前記搬送波の周波数ｆ＿ｃａと前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮの周波数ｆ＿ＰＷＭとの比の値Ｎを設定値として保持する第１のレジスタ（１）と、
前記分周器の分周比の値Ｍを設定値として保持する第２のレジスタ（２）と、
をさらに備え、
前記搬送波生成器には、
第１のレジスタ（１）および第２のレジスタ（２）の値を参照し、一周期分の搬送波の波形をＭ×Ｎ個の値に標本化する波形演算器と、
前記波形演算器によって標本化された波形データを格納するデータメモリと、
前記データメモリに格納されたデータを、前記クロック信号ＣＬＫに同期して順次読み出しながら出力すると共に、Ｍ×Ｎ個（搬送波一周期分）のデータを繰り返し出力することによって、搬送波を連続生成するメモリコントローラと、
を備えることを特徴とする請求項６に記載のＤ級アンプの駆動回路。 - 前記振幅変調方式が片側波帯振幅変調（ＳＳＢ）方式であるように構成されたこと
を特徴とする請求項４から７のいずれかに記載のＤ級アンプの駆動回路。 - 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプによって駆動される静電型トランスデューサであって、
前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、
所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、
前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、
前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、
を特徴とする静電型トランスデューサ。 - 前記静電型トランスデューサは、
複数の孔が形成された第一の面側の固定電極と、
前記第一の面側の固定電極と対をなす複数の孔が形成された第二の面側の固定電極と、
前記一対の固定電極に挟まれるとともに導電層を有し、該導電層に直流バイアス電圧が印加される振動膜とで構成されていること
を特徴とする請求項９に記載の静電型トランスデューサ。 - 第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの出力端子間に静電型超音波トランスデューサを接続して構成する超音波スピーカであって、
前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、
所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、
前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、
前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、
を特徴とする超音波スピーカ。 - 音響ソースから供給される音声信号を再生し可聴周波数帯の信号音を再生する超音波スピーカと、映像を投影面に投影する投影光学系とを備える表示装置であって、
前記超音波スピーカは、
第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの出力端子間に静電型超音波トランスデューサを接続して構成するとともに、
前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、
所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、
前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、
前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、
を特徴とする表示装置。 - 音響ソースから供給される音声信号のうち第一の音域の信号を再生する超音波スピーカと、前記音響ソースから供給される音声信号のうち前記第一の音域よりも低い第二の音域の信号を再生する低音再生用スピーカと、を有する指向性音響システムであって、
前記超音波スピーカは、
第一の電源に接続されたハイサイドのスイッチング素子と第二の電源もしくはグラウンドに接続されたローサイドのスイッチング素子とを接続したトーテムポール型の出力回路と、前記出力回路の出力端側に接続される低域通過フィルタとで構成される回路を一組以上備えるとともに、入力信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号により前記出力回路の各スイッチング素子をオン、オフ制御することによって電力増幅を行うＤ級アンプの出力端子間に静電型超音波トランスデューサを接続して構成するとともに、
前記Ｄ級アンプを駆動する回路には、
所定周波数ｆ＿ｃａの搬送波を生成すると共に、前記搬送波周波数ｆ＿ｃａの整数倍の周波数のＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを生成する搬送波生成回路と、
前記搬送波を前記入力信号によって振幅変調し、振幅変調信号ＡＭを生成する振幅変調回路と、
前記ＰＷＭクロック信号ＵＰ／ＤＯＷＮを基に、前記振幅変調信号ＡＭをＰＷＭ変調するＰＷＭ変調回路と、を備えること、
を特徴とする指向性音響システム。
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-
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20100105 |