JP2008109650A - スイッチングアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】 差動電流の生成に電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いたスイッチングアンプにおいても、パルス幅変調手段に入力される差動電流に対してノイズ成分を打ち消す補正をおこなうことができるスイッチングアンプを提供する。
【解決手段】 本発明によるスイッチングアンプは、デジタル信号を第１の電流と第２の電流とに変換するＤ／Ａコンバータと、第１の電流および第２の電流を基にしてＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、増幅手段と、第１の電流および第２の電流に負帰還をかける負帰還手段と、負帰還手段が、増幅手段の出力信号を所定の帰還量で減衰させて負帰還信号として出力する減衰手段と、負帰還信号を電圧から電流に変換して第１の補正信号を生成し、第１の補正信号を基に第１の電流を補正する第１の補正手段と、負帰還信号を電圧から電流に変換して第２の補正信号を生成し、第２の補正信号を基に第２の電流を補正する第２の補正手段とを備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチングアンプに関し、さらに詳しくは、例えば、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいて、出力歪率特性が優れたスイッチングアンプに関する。

従来のスイッチングアンプには、例えば、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいて、電圧入力型のパルス幅変調手段６２０を備えるスイッチングアンプ６００と電流入力型のパルス幅変調手段８２０を備えるスイッチングアンプ８００とがある。

図１０は、従来の電圧入力型のパルス幅変調手段６２０を備えるスイッチングアンプ６００を示すブロック図である。スイッチングアンプ６００は、図１０に示すように、電圧−電流変換手段６２１およびパルス発生手段６２２を有するパルス幅変調手段６２０と、増幅手段６３０と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）６４０とを備える。入力信号Ｖｉｎがスイッチングアンプに入力されると、電圧−電流変換手段６２１によりアナログ入力信号Ｖｉｎが差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換され、パルス発生手段６２２によりＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号が生成される。そして、ＰＷＭ信号が、増幅手段６３０によって増幅され、ＬＰＦ６４０によってアナログ信号に変換されて、スピーカーなどの負荷に出力される。

パルス幅変調手段６２０をより具体的に説明する。図１１はパルス幅変調手段６２０の具体構成を説明する回路図である。電圧−電流変換手段６２１は、定電流回路と複数のトランジスタ（ここでは、トランジスタＱ３、Ｑ４）とを含む差動増幅回路であり、スイッチングアンプに入力されたアナログ入力信号Ｖｉｎを差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換して、その差動電流Ｉ１、Ｉ２をパルス発生手段６２２に供給する。そして、パルス発生手段６２２では、供給された差動電流Ｉ１、Ｉ２によりコンデンサＣ１、Ｃ２を充放電することで、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２からハイレベルまたはローレベルの２つのレベルを有するパルス（ＰＷＭ信号１、ＰＷＭ信号２）が出力される。そして、パルス発生手段６２２は、ＰＷＭ信号１および／またはＰＷＭ信号２を出力する。

図１２は、従来の電流入力型のパルス幅変調手段８２０を備えるスイッチングアンプ８００を示すブロック図である。スイッチングアンプ８００は、図１２に示すように、パルス発生手段８２２を有するパルス幅変調手段８２０と、増幅手段８３０と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）８４０とを備える。パルス幅変調手段８２０の前段には、電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０が接続されており、この電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０がデジタル入力信号Ａを差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換し、パルス幅変調手段８２０に入力する。差動電流Ｉ１、Ｉ２がパルス幅変調手段８２０に入力されると、パルス発生手段８２２によりＰＷＭ信号が生成され、ＰＷＭ信号が、増幅手段８３０によって信号が増幅され、ＬＰＦ８４０によってアナログ信号に変換されて、スピーカーなどの負荷に出力される。

図１３は電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０とパルス幅変調手段８２０のパルス発生手段８２２との接続関係を示す回路図である。電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０は、デジタル入力信号Ａが入力されると、バイアス電流を中心としたバイアス電流と同じもしくはそれ以下の最大振幅を持つ差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換し、差動電流Ｉ１、Ｉ２をパルス幅変調手段８２０に供給する。そして、パルス発生手段８２２において、差動電流Ｉ１、Ｉ２によりコンデンサＣ１、Ｃ２を充放電することで、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２からハイレベルまたはローレベルの２つのレベルを有するパルス（ＰＷＭ信号１、ＰＷＭ信号２）が生成される。そして、パルス発生手段８２２は、ＰＷＭ信号１および／またはＰＷＭ信号２を出力する。

ここで、電圧入力型のパルス幅変調手段６２０を備えるスイッチングアンプ６００では、電圧−電流変換手段６２１の入力側に入力信号を補正する信号Ｖｆを外部から与えることで、スイッチングアンプ６００からの出力信号の特性を改善することができる。例えば、増幅器６３０において、電源電圧の変動に追従して出力信号のレベルも変動してしまうが、このような場合、この変動成分を打ち消すような補正信号Ｖｆを電圧−電流変換手段６２１の入力側に与えることで、電圧−電流変換手段６２１により、変動成分を補正した差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換することができ、出力歪率特性の向上が望める。しかしながら、電圧−電流変換手段８２１においてトランジスタＱ３、Ｑ４の非線形性の影響を受けてしまうので、結局は出力歪率特性が悪化してしまうという問題点がある。

それに対し、電流入力型のパルス幅変調手段８２０を備えるスイッチングアンプ８００では、電流出力型Ｄ／Ａコンバータ８１０を用いてデジタル入力信号Ａを直接差動電流Ｉ１、Ｉ２に変換するので、上述のような電圧入力型のパルス幅変調手段における電圧−電流変換手段のトランジスタの非線形性の影響はなく、パルス幅変調手段８２０の歪率特性を改善できる。しかし、パルス幅変調手段８２０の後段回路によって生じる信号変動（例えば、増幅器８３０における電源電圧の変動）が生じた場合、上記のような電圧−電流変換時の出力信号の補正をおこなうことができず、上記信号変動を補正することができないという問題がある。なぜなら、Ｄ／Ａコンバータ８１０は、多くの場合、パルス幅変調手段６２０と同様の出力信号のレベル変動を補正する入力端子がないからである。このようなＤ／Ａコンバータは、例えば1チップモノリシックＩＣ化されたＤ／Ａコンバータである。

さらに、Ｄ／ＡコンバータがＩＣ化されたものである場合、入力信号をボリューム調整するためには、一般的にマイコンなどの制御回路を使用してＤ／Ａコンバータを制御する必要がある。さらにその場合は、デジタル制御が行われるので、デジタルデータ１ビットあたりの変化量以下でレベル調整することが困難である。

特開２００６−１６５６８７号公報

本発明は、上記の従来の技術が有する問題を解決するためになされたものであり、その目的は、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいて、差動電流の生成に電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いた場合でも、パルス幅変調手段に入力される差動電流に対してノイズ成分を打ち消す補正をおこなうことができるスイッチングアンプを提供することにある。

本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプは、デジタル信号を第１の電流と第２の電流とに変換する電流出力型Ｄ／Ａコンバータと、該第１の電流および該第２の電流を基にしてＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、該ＰＷＭ信号を増幅して出力する増幅手段とを備えるスイッチングアンプであって、該第１の電流および該第２の電流に負帰還をかける負帰還手段をさらに備え、該負帰還手段が、該増幅手段の出力信号を所定の帰還量で減衰させて負帰還信号として出力する減衰手段と、該負帰還信号を電圧から電流に変換して第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を基に該第１の電流を補正する第１の補正手段と、該負帰還信号を電圧から電流に変換して第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を基に該第２の電流を補正する第２の補正手段とを備える。

さらに好ましい実施形態においては、上記第１の電流および上記第２の電流が差動電流であり、上記第１の補正信号が該第１の電流に対して逆相であり、上記第２の補正信号が該第２の電流に対して逆相である。

さらに好ましい実施形態においては、上記第１の補正手段が、反転型の電圧−電流変換手段を備え、該反転型の電圧−電流変換手段によって該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を上記第１の電流に加算し、上記第２の補正手段が、非反転型の電圧−電流変換手段を備え、該非反転型の電圧−電流変換手段によって該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を上記第２の電流に加算する。

さらに好ましい実施形態においては、上記第１の補正手段および上記第２の補正手段が反転型の電圧−電流変換手段を備え、該第２の補正手段がインバータ回路をさらに備え、該第１の補正手段が、該反転型の電圧−電流変換手段によって上記該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を上記第１の電流に加算し、該第２の補正手段が、該インバータ回路によって逆相にされた該負帰還信号を電圧から電流に変換して上記第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を上記第２の電流に加算する。

さらに好ましい実施形態においては、上記電流出力型Ｄ／Ａコンバータが、基準電流を基に動作するものであって、該基準電流を基にバイアス電流を生成するバイアス電流生成手段と、上記デジタル信号及び該基準電流を基に信号成分電流を生成する信号成分電流生成手段と、該バイアス電流及び該信号成分電流を加算して上記第１の電流及び第２の電流を生成する加算手段とを含み；ボリューム調整信号が入力され、該ボリューム調整信号を基に、該基準電流をレベル調整することによって該バイアス電流及び該信号成分電流をレベル調整する第１のボリューム調整手段と、該ボリューム調整信号が入力され、該ボリューム調整信号を基に、上記負帰還手段から出力される第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整する第２のボリューム調整手段とをさらに備え；該第２のボリューム調整手段が、該第１のボリューム調整手段によってレベル調整された該バイアス電流の変化分を打ち消すように、第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整する。

さらに好ましい実施形態においては、上記基準電流が、一端が接地され、他端が上記電流出力型Ｄ／Ａコンバータに接続された抵抗を流れる電流であって、上記第１のボリューム調整手段が、該電流出力型Ｄ／Ａコンバータと該抵抗の間に接続され、上記ボリューム調整信号を基に該抵抗を流れる基準電流をレベル調整する。

さらに好ましい実施形態においては、上記第２のボリューム調整手段が、上記ボリューム調整信号を乗算する乗算手段と、上記乗算されたボリューム調整信号を上記減衰手段から出力される上記負帰還信号に加算する加算手段とを含み、該負帰還信号をレベル調整することによって、上記第１の補正信号及び上記第２の補正信号をレベル調整する。

本発明によれば、負帰還手段において、増幅手段の出力を減衰手段によって所定の減衰量で減衰して負帰還信号を生成する。そして、電圧−電流変換手段によって、負帰還信号を、第１の電流に対して逆相である第１の補正信号と、第２の電流に対して逆相である第２の補正信号とに電圧−電流変換するので、その第１の補正信号を第１の電流に加算し、第２の補正信号を第２の補正信号に加算することができる。その結果、差動電流を基にＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプにおいてその差動電流の生成に電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いた場合であっても、差動電流に負帰還をかけて補正することができる。つまり、パルス幅変調手段以外における信号変動を補正でき、スイッチングアンプの出力の歪率特性を改善することができる。従って、電流出力型Ｄ／Ａコンバータを用いることによるパルス幅変調手段の歪率特性改善と併せて、スイッチングアンプ全体としての出力信号の歪率特性を改善することができるスイッチングアンプを提供することが可能となる。

さらに、スイッチングアンプが第１のボリューム調整回路及び第２のボリューム調整回路をさらに備え、第１のボリューム調整回路によってＤ／Ａコンバータの動作の基準となる基準電流をレベル調整することによって、第１の電流及び第２の電流のバイアス電流及び信号成分電流共にレベル調整する。そして、第２のボリューム調整回路によってバイアス電流の変化分のみを打ち消すように負帰還手段から出力される第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整することで、第１の電流及び第２の電流のバイアス電流を一定に保つ。その結果、一定のバイアス電流成分に対して信号成分の量を変化させることができ、パルス幅変調手段の変調度をゲイン調整できる、つまりスイッチングアンプのボリューム調整を容易に実現できることができる。

以下、本発明の好ましい実施形態について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を援用する。

まず、図１を参照して、本発明のスイッチングアンプ１００の概略構成を説明する。図１は、本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプ１００を示すブロック図である。スイッチングアンプ１００は、Ｄ／Ａコンバータ１１０、パルス幅変調手段１２０、増幅手段１３０、負帰還手段１４０、およびＬＰＦ（図示せず）とを備える。

Ｄ／Ａコンバータ１１０は、例えば１チップモノリシックＩＣ化された電流出力型のＤ／Ａコンバータであり、入力信号（例えば、デジタル信号）Ａに基づいて、差動電流である第１の電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とを生成し、第１の電流Ｉ１と第２の電流Ｉ２との分配比を制御することにより、後述のパルス幅変調手段１２０の出力パルスのパルス幅を変化させる。第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２は、下記数１に示すように、同一のバイアス電流Ｉｂと、差動の関係にある信号成分電流Ｉｓとを含む。
（数１）
Ｉ１ ＝ Ｉｓ ＋ Ｉｂ
Ｉ２ ＝−Ｉｓ ＋ Ｉｂ

負帰還手段１４０は、入力側が増幅手段１３０（詳細は後述）の出力端と接続され、出力側がＤ／Ａコンバータ１１０とパルス幅変調手段１２０（詳細は後述）との間に接続され、第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２に負帰還をかけることによって、スイッチングアンプ１００の出力の歪みを低減させる。具体的には、増幅手段１３０の出力Ｖｏｕｔに含まれる信号の歪み成分（ノイズ成分Ｄ）を低減させるための第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２を生成し、第１の補正信号を基に第１の電流Ｉ１を補正し、第２の補正信号Ｉｆ２を基に第２の電流Ｉ２を補正する。より具体的には、負帰還手段１４０は、増幅手段１３０の出力Ｖｏｕｔを負帰還量βで減衰させて負帰還信号Ｖｆを出力する減衰手段１４１を有し、その負帰還信号Ｖｆは、下記数２に示すように、負帰還量βとＶｏｕｔとによって表される。負帰還手段１４０は、例えば、抵抗やフィルター回路などを含む。
（数２）
Ｖｆ ＝ βＶｏｕｔ

負帰還手段１４０は、さらに、負帰還信号Ｖｆを基に、互いに逆相である第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２を出力する電圧−電流変換手段１４２を備える。電圧−電流変換手段１４２は、言い換えると、負帰還信号Ｖｆを、第１の電流Ｉ１に対して逆相である第１の補正信号Ｉｆ１と、第２の電流Ｉ２に対して逆相である第２の補正信号Ｉｆ２とに電圧−電流変換する。第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２をそれぞれ第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２に対して逆相にするのは、差動電流である第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２からノイズ成分Ｄを打ち消すためである。図２は、電圧−電流変換手段１４２の具体構成を説明する回路図である。電圧−電流変換手段１４２は、第１の電圧−電流変換回路１４２ａと第２の電圧−電流変換回路１４２ｂとを備える。第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、負帰還信号Ｖｆを第１の電流Ｉ１に対して逆相である第１の補正信号Ｉｆ１に電圧−電流変換し、その第１の補正信号Ｉｆ１を第１の電流Ｉ１に加算する。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、負帰還信号Ｖｆを第２の電流Ｉ２に対して逆相である第２の補正信号Ｉｆ２に電圧−電流変換し、その第２の補正信号Ｉｆ２を第２の電流Ｉ２に加算する。

より具体的には、図２に示すように、第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、反転型の電圧−電流変換回路であり、第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、非反転型の電圧−電流変換回路である。第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、オペアンプＯＰ１および抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含む。減衰手段１４１とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との間に抵抗Ｒ１が接続されている。またオペアンプＯＰ１の出力と反転入力端子との間に抵抗Ｒ２が接続されている。オペアンプＯＰ１の出力とアースとの間に抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが接続され、抵抗Ｒ４がアース側に接続される。抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間のＡ点とオペアンプＯＰ１の非反転入力端子が接続される。そして、Ａ点から第１の補正信号Ｉｆ１が出力される。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、オペアンプＯＰ２および抵抗Ｒ５〜Ｒ８を含む。減衰手段１４１とオペアンプＯＰ２の非反転入力端子との間に抵抗Ｒ８が接続されている。またオペアンプＯＰ２の出力と非反転入力端子との間に抵抗Ｒ７が接続されている。オペアンプＯＰ２の出力とアースとの間に抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ５とが接続され、抵抗Ｒ５がアース側に接続される。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との間に接続される。抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８との間のＢ点から第２の補正信号Ｉｆ２が出力される。なお、第１の電圧−電流変換回路１４２ａおよび第２の電圧−電流変換回路１４２ｂにおける抵抗Ｒ１〜Ｒ８の関係は、Ｒ１＝Ｒ５、Ｒ２＝Ｒ６、Ｒ３＝Ｒ７、Ｒ４＝Ｒ８かつＲ１：Ｒ２＝Ｒ４：Ｒ３である。このとき、第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２は数３のように表される。
（数３）
Ｉｆ１ ＝ −Ｖｆ／Ｒ４
Ｉｆ２ ＝ Ｖｆ／Ｒ４

パルス幅変調手段１２０は、無安定マルチバイブレータを使用したパルス幅変調回路であり、差動電流を基にＰＷＭ信号を出力する。パルス幅変調手段１２０は、図３に示すとおり、パルス発生手段１２１を備える。

パルス発生手段１２１は、負帰還手段１４０により第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２が補正された入力信号Ｉ１’、Ｉ２’（下記数４参照）を基にして、ＰＷＭ信号ＯＵＴを生成し、後述する増幅手段１３０に出力する。具体的には、入力信号Ｉ１’、Ｉ２’によってコンデンサＣ１、Ｃ２に電荷を充電し、第１の出力素子または第２の出力素子から、ハイレベルまたはローレベルの２つのレベルを有するパルスを生成する。第１の出力素子および第２の出力素子は、本例では、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２であり、増幅手段１３０に出力するＰＷＭ信号ＯＵＴはインバータ回路ＩＮＶ２から出力される。パルス発生手段１２１は、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２、コンデンサＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ１、Ｄ２を含み、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電期間に対応した幅のＰＷＭ信号ＯＵＴを出力する。また、インバータ回路ＩＮＶ１およびＩＮＶ２は、図３に示す通り、ダイオードＤ１、Ｄ２を介して出力パルスのハイレベルに略対応する電源Ｖｃｃに接続され、また、ローレベルに略対応する接地電位（または電源）に接続されている（図示せず）。
（数４）
Ｉ１’ ＝ Ｉ１ ＋ Ｉｆ１
Ｉ２’ ＝ Ｉ２ ＋ Ｉｆ２

図４は、コンデンサＣ１の充電電圧波形およびインバータ回路ＩＮＶ２から出力されるＰＷＭ信号ＯＵＴである。インバータ回路ＩＮＶ２は、コンデンサＣ１の充電電圧が所定の閾値Ｖｃ以上になるとハイレベルの信号を出力し、コンデンサＣ１の充電電圧が所定の閾値Ｖｃ未満になるとローレベルの信号を出力する。ここで、ＰＷＭ信号ＯＵＴがハイレベルである期間ｔ１およびローレベルである期間ｔ２は下記数５に示すように表される。また、ＰＷＭ信号の電圧情報は、数６に示すように、変調度ｍとして表すことができる。
（数５）
ｔ１ ＝ （Ｃ１ × Ｖｃ）／Ｉ１’
ｔ２ ＝ （Ｃ２ × Ｖｃ）／Ｉ２’
（数６）
ｍ ＝ （ｔ１−ｔ２）／（ｔ１＋ｔ２）

増幅手段１３０は、第１の電源（例えば正の電源電圧＋Ｖａｍｐ）と第２の電源（例えば負の電源電圧−Ｖａｍｐ）とを基に、入力されたＰＷＭ信号ＯＵＴを増幅してＬＰＦに出力する。増幅手段１３０の出力信号Ｖ１は、変調度ｍを基にして電圧情報として表すと、数７に示す式のように表される。
（数７）
Ｖ１ ＝ Ｖａｍｐ × ｍ

パルス幅変調手段１２０以外において生じたノイズ成分Ｄが出力信号Ｖｏｕｔに含まれた場合、スイッチングアンプ１００の出力信号Ｖｏｕｔは、下記数８に示すように、増幅手段１３０の出力信号Ｖ１にノイズ成分Ｄを加算して表すことができる。なお、本例では、パルス幅変調手段１２０以外において生じたノイズ成分を、増幅手段１３０の後段において加算されるノイズ成分Ｄとして定義している。
（数８）
Ｖｏｕｔ ＝ Ｖ１ ＋ Ｄ

ここで、数１〜数６により、出力信号Ｖｏｕｔを、信号成分電流Ｉｓとノイズ成分Ｄとに分けて表すと、図５に示す式となる。ここで、図５中のＫ１は信号成分電流Ｉｓに対する増幅度を表し、Ｋ２はノイズ成分Ｄに対する増幅度を表す。これからわかるように、ノイズ成分Ｄに対する増幅度Ｋ２を小さくすれば、ノイズ成分Ｄを補正することができる。ノイズ成分Ｄに対する増幅度Ｋ２を小さくするためには、例えば負帰還量βを大きくすれば良い。

次に、本発明の別の好ましい実施例における電圧−電流変換手段１４２について説明する。図６は、本発明の別の好ましい実施例における電圧−電流変換手段１４２の具体構成を説明する回路図である。

第１の電圧−電流変換回路１４２ａおよび第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは反転型の電圧−電流変換回路である。第１の電圧−電流変換回路１４２ａは、反転型の電圧−電流変換回路により負帰還信号Ｖｆを第１の電流Ｉ１に対して逆相である第１の補正信号Ｉｆ１に電圧−電流変換し、その第１の補正信号Ｉｆ１を第１の電流Ｉ１に加算する。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、減衰手段１４１と第２の電圧−電流変換回路１４２ｂとの間に接続されるインバータ回路ＩＮＶ３をさらに備える。第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、そのインバータ回路ＩＮＶ３によって逆相にされた負帰還信号−Ｖｆを、反転形電圧−電流変換回路により電圧−電流変換することにより、負帰還信号Ｖｆを第２の電流Ｉ２に対して逆相である第２の補正信号Ｉｆ２を生成することができる。そして、その第２の補正信号Ｉｆ２を第２の電流Ｉ２に加算する。

より具体的には、第１の電圧−電流変換回路１４２ａおよび第２の電圧−電流変換回路１４２ｂは、それぞれ、図６に示すように、オペアンプＯＰおよび抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を含み、減衰手段１４１とオペアンプＯＰの反転入力端子との間に抵抗Ｒ１が接続されている。またオペアンプＯＰの出力と反転入力端子との間に抵抗Ｒ２が接続されている。オペアンプＯＰの出力とアースとの間に抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とが接続され、抵抗Ｒ４がアース側に接続される。その抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との間のＡ点とオペアンプＯＰの非反転入力端子が接続される。そして、Ａ点から補正信号Ｉｆが出力される。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４がＲ１：Ｒ２＝Ｒ４：Ｒ３の関係である。このとき、第１の電圧−電流変換回路１４２ａから出力される第１の補正信号Ｉｆ１および第２の電圧−電流変換回路１４２ｂから出力される第２の補正信号Ｉｆ２は、負帰還信号Ｖｆおよび抵抗Ｒ４によって数３と同様に表される。

ところで、本発明のようにＤ／Ａコンバータ１１０がＩＣ化されたものである場合、入力信号をボリューム調整するためには、一般的にマイコンなどの制御回路を使用してＤ／Ａコンバータ１１０を制御する必要がある。さらにその場合は、デジタル制御が行われるので、デジタルデータ１ビットあたりの変化量以下でレベル調整することが困難である。

そこで、ボリューム調整可能な本発明のさらに好ましい実施形態について説明する。図７は、本発明のさらに好ましい実施形態によるスイッチングアンプ１００のブロック図である。上述のスイッチングアンプ１００と同一部分については説明を省略する。

Ｄ／Ａコンバータ１１０は、1チップモノリシックＩＣ化されたものであり、基準電流Ｉ_ｒｅｆを基準にして、デジタル信号である入力信号Ａをアナログ信号である第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２に変換する。Ｄ／Ａコンバータ１１０には、一端が接地された抵抗Ｒ９が接続され、その抵抗Ｒ９に流れる電流が基準電流Ｉｒｅｆとなる。つまり、抵抗Ｒ９の抵抗値によって基準電流Ｉｒｅｆが決定される。

また、Ｄ／Ａコンバータ１１０は、バイアス電流生成手段１１１と信号成分電流生成手段１１２とを含む。バイアス電流生成手段１１１は、基準電流Ｉｒｅｆを基に、バイアス電流Ｉｂを生成する。バイアス電流Ｉｂは、下記の数９に示すように、基準電流Ｉｒｅｆに変換係数ａを乗算したものである。変換係数ａは、Ｄ／Ａコンバータ１１０内の回路構成によって決まる固有の係数である。信号成分電流生成手段１１２は、基準電流Ｉｒｅｆと入力信号Ａとを基に、信号成分電流Ｉｓを生成する。信号成分電流生成手段１１２は、正出力端と負出力端を有し、正出力端から信号成分電流Ｉｓが出力され、負出力端からは逆相の信号成分電流−Ｉｓが出力される。信号成分電流Ｉｓは、下記の数１０に示すように、基準電流Ｉｒｅｆと入力信号Ａと変換係数ｂとを乗算したものである。変換係数ｂは、Ｄ／Ａコンバータ１１０内の回路構成によって決まる固有の係数である。
（数９）
Ｉｂ＝ａ×Ｉｒｅｆ
（数１０）
Ｉｓ＝ｂ×Ａ×Ｉｒｅｆ

また、Ｄ／Ａコンバータ１１０は、加算器１１３、１１４を含む。加算器１１３、１１４は、上記数１に示したように、バイアス電流生成手段１１１から出力されるバイアス電流Ｉｂに、信号成分電流生成手段１１２から出力される信号成分電流Ｉｓ、−Ｉｓを加算し、差動電流である第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２を生成する。具体的には、加算器１１３は、信号成分電流生成手段１１２の正出力端から出力された信号成分電流Ｉｓを、バイアス電流生成手段１１１から出力されたバイアス電流Ｉｂに加算して、第１の電流Ｉ１を生成する。加算器１１４は、信号成分電流生成手段１１２の負出力端から出力された信号成分電流−Ｉｓを、バイアス電流生成手段１１１から出力されたバイアス電流Ｉｂに加算して、第２の電流Ｉ２を生成する。

スイッチングアンプ１００のボリューム調整は、パルス幅変調手段１２０の変調度ｍをゲイン調整することができれば可能である。パルス幅変調手段１２０の変調度ｍは、一般的に下記数１１に示すように入力信号Ｉ１’、Ｉ２’によって表すことができる。ここで、説明を簡略化するために、入力信号Ｉ１’、Ｉ２’には補正信号Ｉｆ１、Ｉｆ２が含まれていないものとすると、さらに変調度ｍは、数１及び数４から下記数１２のように表わすことができる。この数１２から、変調度ｍのゲイン調整は、バイアス電流Ｉｂに対する信号成分電流Ｉｓの量を変化させることによって実現できることがわかる。
（数１１）
ｍ ＝ （Ｉ１’−Ｉ２’）／（Ｉ１’＋Ｉ２’）
（数１２）
ｍ ＝ Ｉｓ／Ｉｂ

そこで、スイッチングアンプ１００は、第１のボリューム調整手段１５１をさらに備える。第１のボリューム調整手段１５１は、Ｄ／Ａコンバータ１１０の基準電流Ｉｒｅｆをレベル調整することによって、信号成分電流生成部１１２から出力される信号成分Ｉｓをレベル調整する。具体的には、第１のボリューム調整手段１５１は、Ｄ／Ａコンバータ１１０と抵抗Ｒ９との間に接続され、任意のボリューム調整信号ｅｖが入力される。第１のボリューム調整手段１５１は、このボリューム調整信号ｅｖを基にＤ／Ａコンバータ１１０の基準電流Ｉｒｅｆを下記の数１３の関係を満たすようにレベル調整する。数１３中のＩｍｉｎは、ボリューム調整信号ｅｖ＝０のとき、基準電流ＩｒｅｆがＤ／Ａコンバータ１１０が正常動作する電流値であるように、抵抗Ｒ９によって調整される電流である。言い替えると、最低電流Ｉｍｉｎは、第１のボリューム調整手段１５１を備えていない場合と同様に、抵抗Ｒ９によって決まる基準電流Ｉｒｅｆである。
（数１３）
Ｉｒｅｆ＝Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９

上記数１３の条件を満たす第１のボリューム調整回路１５１は、例えば図８に示すように、ボリューム調整信号発生回路１５１ａ、直流電源１５１ｂ、第３の電圧−電流変換回路１５１ｃを含む。第３の電圧−電流変換回路１５１ｃはオペアンプＯＰ３およびＭＯＳＦＥＴＱ１を含む。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には直流電源１５２ｂが接続され、電圧Ｅが入力される。さらに、直流電源１５１ｂと非反転入力端子との間にボリューム調整信号１５１ａが接続され、直流電圧Ｅ［ｍＶ］にボリューム調整信号ｅｖが加算される。ここで、ボリューム調整信号ｅｖはボリューム調整信号発生回路１５１ａにおいて任意に調整可能な電圧である。つまり、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には電圧Ｅ＋ｅｖ［ｍＶ］が入力される。また、オペアンプＯＰ３の出力にはＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートが接続される。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン側にはＤ／Ａコンバータ１１０が接続され、ソース側には抵抗Ｒ９が接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース側と抵抗Ｒ９との間にオペアンプＯＰ３の反転入力端子が接続される。ｅｖ＝０のとき、抵抗Ｒ９にかかる電圧はＥ［ｍＶ］であり、このとき抵抗Ｒ９には最低電流Ｉｍｉｎが流れる。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子にボリューム調整信号ｅｖ（＞０）が入力されると、基準電流Ｉｒｅｆが最低電流Ｉｍｉｎからｅｖ／Ｒ９だけ増加される。

ここで、上述のように信号成分電流Ｉｓをレベル調整するために第１のボリューム調整手段１５１によって基準電流Ｉｒｅｆをレベル調整すると、上記数９及び数１３から分かるように、バイアス電流Ｉｂがバイアス電流変化分ΔＩｂｉａｓ（＝ａ×ｅｖ／Ｒ９）だけレベル調整されてしまう。そうすると、数１２からわかるように、バイアス電流Ｉｂに対する信号成分電流Ｉｓの量を変化させてパルス幅変調手段１２０の変調度ｍをゲイン調整することが難しくなる。なお、このときの第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２は、数１、数９、数１０および１３から、下記数１４に示すように表わされる。
（数１４）
I１＝{ａ×Ｉｍｉｎ＋ａ×ｅｖ／Ｒ９}＋{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ}
I２＝{ａ×Ｉｍｉｎ＋ａ×ｅｖ／Ｒ９}−{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ}

そこで、このバイアス電流変化分ΔＩｂｉａｓを打ち消すために、スイッチングアンプ１００は、第２のボリューム調整手段１５２をさらに備える。第２のボリューム調整手段１５２は、負帰還手段１４０によってパルス幅変調手段１２０以外で生じたノイズ成分Ｄが打ち消されると同時に、第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２のバイアス電流成分に含まれるバイアス電流変化分ΔＩｂｉａｓ（＝ａ×ｅｖ／Ｒ９）も打ち消されるように、負帰還手段１４０から出力される第１の補正信号Ｉｆ１及び第２の補正信号Ｉｆ２をレベル調整する。具体的には、第２のボリューム調整手段１５２は、図９に示すように、乗算器１５２ａ及び加算器１５２ｂを含む。第２のボリューム調整手段１５２は、ボリューム調整信号ｅｖが入力され、このボリューム調整信号ｅｖを加算器１５２ａによって係数ｃで乗算する。その結果得られた信号ΔＶｆ（＝ｃ×ｅｖ）が加算器１５２ｂに入力される。加算器１５２ｂは、減衰器１４１と電圧−電流変換手段１４２との間に接続されており、第２のボリューム調整手段１５２から出力される補正信号ΔＶｆを、減衰手段１４１から出力される補正信号Ｖｆに加算する。負帰還信号Ｖｆに加算された補正信号ΔＶｆは、下記数１５に示すように電圧−電流変換手段１４２によって電圧−電流変換されて補正信号ΔＩｆとなる。ここで、上述の係数ｃは、補正信号ΔＩｆが第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２に含まれるバイアス電流の変化分ΔＩｂｉａｓを打ち消すよう、下記数１６を満たすものである。従って、パルス幅変調手段１２０に入力される入力信号Ｉ１’、Ｉ２’は、下記数１７に示すように、第１の補正信号Ｉｆ１および第２の補正信号Ｉｆ２によって、バイアス電流の変化分ΔＩｂｉａｓが打ち消されたものとなる。
（数１５）
ΔＩｆ＝−ΔＶｆ／Ｒ４
＝−ｃ×ｅｖ／Ｒ４
（数１６）
ΔＩｆ＝−ΔＩｂｉａｓ
（数１７）
Ｉ１’＝{ａ×Ｉｍｉｎ}＋{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ}
Ｉ２’＝{ａ×Ｉｍｉｎ}−{ｂ×（Ｉｍｉｎ＋ｅｖ／Ｒ９）×Ａ}

このとき、パルス幅変調手段１２０の変調度ｍは、上記数１１及び数１７によって下記数１８に示すように表わされる。第１のボリューム調整回路１５１および第２のボリューム調整回路１５２にボリューム調整信号ｅｖを与えた場合（ｅｖ＞０）は、与えない場合（ｅｖ＝０）に対し、出力信号Ｖｏｕｔが｛１＋ｅｖ／（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）｝倍となる。例えば、ボリューム調整信号ｅｖ＝（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）の場合には、ｅｖ＝０のときに対して出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルは２倍、ｅｖ＝２×（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）の場合には３倍とすることができ、ボリューム調整信号ｅｖを調整することによってアナログ的に出力信号Ｖｏｕｔをレベル調整することが可能となる。
（数１８）
ｍ ＝ ｂ／ａ×{１＋ｅｖ／（Ｒ９×Ｉｍｉｎ）}×Ａ

以上により、第１のボリューム調整回路１５１によってＤ／Ａコンバータ１１０の基準電流Ｉｒｅｆをレベル調整することによって、第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２のバイアス電流Ｉｂ及び信号成分電流Ｉｓ共にレベル調整する。そして、第２のボリューム調整回路１５２によってバイアス電流Ｉｂの変化分のみを打ち消すように負帰還手段１４０から出力される第１の補正信号Ｉｆ１及び第２の補正信号Ｉｆ２をレベル調整することで、そのバイアス電流Ｉｂを一定に保つ。これにより、一定のバイアス電流Ｉｂに対して信号成分電流Ｉｓの量を変化させることができ、パルス幅変調手段１２０の変調度ｍをゲイン調整できる、つまりスイッチングアンプ１２０のボリューム調整を容易に実現できることができる。その結果、従来の電流入力型デジタルアンプにおいて（例えば図１０参照）、アナログ的方法でスイッチングアンプの出力信号をゲイン調整することができ、出力信号のダイナミックレンジの改善が望める。さらには、マイコンなどのデジタルボリューム制御用回路を搭載しなければならないという問題を回避でき、簡単なアナログ回路のみでスイッチングアンプの出力信号のレベル調整が可能となる。

以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎず、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。例えば、第１および第２の出力素子は、トランジスタなどのスイッチ素子でも良い。さらに、本実施例においては、インバータ回路ＩＮＶ２からＰＷＭ信号を生成するようにしたが、インバータ回路ＩＮＶ１およびインバータ回路ＩＮＶ２からそれぞれＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。さらには、本実施例においては、負帰還手段１４０を増幅手段１３０の出力端に接続し、増幅手段１３０の出力Ｖ１を基にして第１の電流Ｉ１および第２の電流Ｉ２に負帰還をかけるようにしたが、負帰還手段１４０をパルス幅変調手段１２０の出力端または、図示しないＬＰＦの出力端に接続しても良い。

また、本実施例において、第１のボリューム調整回路に、オペアンプ及びＭＯＳＦＥＴを用いた電圧−電流変換回路を用いたが、ＭＯＳＦＥＴの代わりに他のトランジスタを用いた電圧−電流変換回路であっても良く、上記数１３を満たす電圧−電流変換回路であれば良い。

本発明のスイッチングアンプは、あらゆる用途の電子機器に用いられ得るが、音響機器などに好適に用いられ得る。

本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプの概略構成を説明するブロック図である。 本発明の好ましい実施形態による電圧−電流変換手段の回路図である。 本発明の好ましい実施形態によるパルス幅変調手段の回路図である。 本発明の好ましい実施形態によるパルス発生手段におけるコンデンサＣ１の充電電圧波形およびインバータ回路ＩＮＶ２の出力波形である。 本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプの出力Ｖｏｕｔを表す式である。 本発明の別の好ましい実施形態による電圧−電流変換手段の回路図である。 本発明のさらに好ましい実施形態によるスイッチングアンプの概略構成を説明するブロック図である。 本発明のさらに好ましい実施形態による第１のボリューム調整手段の回路図である。 本発明のさらに好ましい実施形態による第２のボリューム調整手段の回路図である。 従来の電圧入力型のパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 従来のスイッチングアンプにおけるパルス幅変調手段の具体構成を説明する回路図である。 従来の電流入力型のパルス幅変調手段を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。 従来のスイッチングアンプにおけるパルス幅変調手段と電流出力型Ｄ／Ａコンバータとの接続関係を示す回路図である。

符号の説明

１００ スイッチングアンプ
１１０ Ｄ／Ａコンバータ
１１１ バイアス電流生成手段
１１２ 信号成分電流生成手段
１１３、１１４ 加算器
１２０ パルス幅変調手段
１２１ パルス発生手段
１３０ 増幅手段
１４０ 負帰還手段
１４１ 減衰手段
１４２ 電圧−電流変換手段
１４２ａ 第１の電圧−電流変換回路
１４２ｂ 第２の電圧−電流変換回路
１５１ 第１のボリューム調整手段
１５１ａ ボリューム調整信号発生回路
１５１ｂ 直流電源
１５１ｃ 第３の電圧−電流変換回路
１５２ 第２のボリューム調整手段
１５２ａ 乗算器
１５２ｂ 加算器

Claims (7)

1. デジタル信号を第１の電流と第２の電流とに変換する電流出力型Ｄ／Ａコンバータと、該第１の電流および該第２の電流を基にしてＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段と、該ＰＷＭ信号を増幅して出力する増幅手段とを備えるスイッチングアンプであって、
   該第１の電流および該第２の電流に負帰還をかける負帰還手段をさらに備え、
   該負帰還手段が、
   該増幅手段の出力信号を所定の帰還量で減衰させて負帰還信号として出力する減衰手段と、
   該負帰還信号を電圧から電流に変換して第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を基に該第１の電流を補正する第１の補正手段と、
   該負帰還信号を電圧から電流に変換して第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を基に該第２の電流を補正する第２の補正手段とを備える、スイッチングアンプ。
2. 前記第１の電流および前記第２の電流が差動電流であり、
   前記第１の補正信号が該第１の電流に対して逆相であり、
   前記第２の補正信号が該第２の電流に対して逆相である、請求項１に記載のスイッチングアンプ。
3. 前記第１の補正手段が、反転型の電圧−電流変換手段を備え、該反転型の電圧−電流変換手段によって該負帰還信号を電圧から電流に変換して前記第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を前記第１の電流に加算し、
   前記第２の補正手段が、非反転型の電圧−電流変換手段を備え、該非反転型の電圧−電流変換手段によって該負帰還信号を電圧から電流に変換して前記第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を前記第２の電流に加算する、請求項２に記載のスイッチングアンプ。
4. 前記第１の補正手段および前記第２の補正手段が反転型の電圧−電流変換手段を備え、
   該第２の補正手段がインバータ回路をさらに備え、
   該第１の補正手段が、該反転型の電圧−電流変換手段によって前記該負帰還信号を電圧から電流に変換して前記第１の補正信号を生成し、該第１の補正信号を前記第１の電流に加算し、
   該第２の補正手段が、該インバータ回路によって逆相にされた該負帰還信号を電圧から電流に変換して前記第２の補正信号を生成し、該第２の補正信号を前記第２の電流に加算する、請求項２に記載のスイッチングアンプ。
5. 前記電流出力型Ｄ／Ａコンバータが、
   基準電流を基に動作するものであって、
   該基準電流を基にバイアス電流を生成するバイアス電流生成手段と、
   前記デジタル信号及び該基準電流を基に信号成分電流を生成する信号成分電流生成手段と、
   該バイアス電流及び該信号成分電流を加算して前記第１の電流及び第２の電流を生成する加算手段とを含み；
   任意に調整可能なボリューム調整信号が入力され、該ボリューム調整信号を基に、該基準電流をレベル調整することによって該バイアス電流及び該信号成分電流をレベル調整する第１のボリューム調整手段と、
   該ボリューム調整信号が入力され、該ボリューム調整信号を基に、前記負帰還手段から出力される第１の補正信号及び第２の補正信号をレベル調整する第２のボリューム調整手段とをさらに備え；
   該第２のボリューム調整手段が、
   該第１のボリューム調整手段によってレベル調整された該バイアス電流の変化分を打ち消すように、前記第１の補正信号及び前記第２の補正信号をレベル調整する、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチングアンプ。
6. 前記基準電流が、
   一端が接地され、他端が前記電流出力型Ｄ／Ａコンバータに接続された抵抗を流れる電流であって、
   前記第１のボリューム調整手段が、
   該電流出力型Ｄ／Ａコンバータと該抵抗の間に接続され、
   前記ボリューム調整信号を基に該抵抗を流れる基準電流をレベル調整する、請求項５に記載のスイッチングアンプ。
7. 前記第２のボリューム調整手段が、
   前記ボリューム調整信号を乗算する乗算手段と、
   前記乗算されたボリューム調整信号を前記減衰手段から出力される前記負帰還信号に加算する加算手段とを含み、
   該負帰還信号をレベル調整することによって、前記第１の補正信号及び前記第２の補正信号をレベル調整する、請求項５または請求項６に記載のスイッチングアンプ。

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