JP2008544603A - 拡散符号の相互相関を用いたスペクトラム拡散信号における干渉の低減方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明に係る受信機は、シンボル拡散符号に関する知識を用いることで、干渉シンボルに起因する通信対象の受信シンボル内の干渉を低減させる。また、前記受信機の構成としては、典型的には通信対象の受信シンボル及び干渉シンボルごとに逆拡散値を生成する複数の相関器、並びに通信対象の受信シンボルの拡散符号と干渉シンボルの拡散符号との間の拡散符号の相関に基づいて計算した合成加重を用いて逆拡散値を合成する合成器が含まれる。
【選択図】図６

Description

本発明は、一般的に直接シーケンススペクトラム拡散システムにおける干渉除去に関し、より詳細には、レイク出力信号内の干渉を除去するために拡散符号の相互相関を用いて合成加重を計算する新規なレイク受信機に関する。

普及しつつある第三世代（３Ｇ）無線通信システムは、多くの異なる種類の音声サービス、高速パケットデータサービス、及びマルチメディアサービスをサポートしている。また、３Ｇシステムにおいて利用者は同時に多くの異なるサービスにアクセスすることができる。こうしたサービスの要求に応えるためには、将来の無線通信システムは、第二世代（２Ｇ）システムよりも高い通信容量を提供する必要がある。高い通信容量は、追加的な帯域幅を割り当てることで得られるが、それが実現する見込みは低く、または割当て済みの帯域幅をより効率的に利用することでも得られる。

ＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：広帯域符号分割多元接続）は、３Ｇサービスの要求を満たす一助になると期待されている技術の１つである。ＷＣＤＭＡは直接シーケンス型のスペクトラム拡散を用いた通信システムであり、拡散符号を用いて狭帯域の信号を周波数チャネルの全帯域に拡散させる。各利用者は、別々の符号チャネルによって送信を行い、また他の利用者と同時に通信を行うことができる。複数の利用者からの信号は送信中には通信チャネル上で合成され、受信側では、時間及び周波数において重なった全ての利用者の信号の和が見られることになる。

現在のＷＣＤＭＡの実装では、他の利用者を考慮することなく各利用者からの信号を検知する、レイク受信機と呼ばれる単一利用者受信機が利用される。レイク受信機には複数のレイクフィンガが含まれ、各フィンガは単一の利用者の拡散符号に適合されるが、利用者の信号に関する様々なマルチパスのエコーを検知するために、各フィンガは様々な時間の遅延に調整される。各レイクフィンガには、利用者の信号を逆拡散するために利用者に割り当てられた特定の拡散符号を用いる相関器が含まれる。他の全ての利用者からの信号は、雑音として扱われる。レイク合成回路は、改善された信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を持つ合成信号を得るために、各レイクフィンガから出力される逆拡散信号を合成する。

従来のレイク受信機は、白色雑音に最も適している。しかし、伝播チャネルにおける時間的なばらつきがあると、帯域信号の周波数選択的なフェーディングが生じてしまう。結果として、他の利用者の信号による干渉、即ち多元接続干渉（ＭＡＩ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が生じ、また自己信号によるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）にも影響が出る。ＭＡＩは、マルチパスフェーディングチャネルにおける異なる拡散符号間の相関に起因する。ＩＳＩは、マルチパスチャネル内で発生する送信信号の歪みに起因する。ＭＡＩ及びＩＳＩは、ＣＤＭＡシステムの通信容量を制限する。また、ＭＡＩ及びＩＳＩが現れている際には、従来のレイク受信機は最適にはならない。

近年、より干渉を抑制するための、単一のアンテナを持つ汎用レイク（ＧＲＡＫＥ：Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ＲＡＫＥ）受信機が開発されてきた。干渉の抑制は、ＩＳＩ及びＭＡＩを有色ガウス雑音として扱うことで達成される。そうすることで、フィンガ間の雑音の相関は、フィンガの遅延及び合成加重を適合させることにより見出される。この方法で、利用者の信号間の直交性が部分的に復元される。ＧＲＡＫＥ受信機は、米国特許第６，３６３，１０４号、及び米国特許出願第０９／３４４，８９８号及び第０９／３４４，８９９号において開示されており、その内容はここに参照により取り入れられる。

広帯域ＣＤＭＡ及びＩＳ−２０００などのＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいては、低い拡散因子で、及び／または１つより多くの拡散符号（マルチ符号）上でデータを送信することにより、高いデータ伝送率が達成される。低い拡散因子及び／またはマルチ符号を用いた場合、性能はマルチパスのばらつき（ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）の影響を受け易くなる。ばらつきと共に、様々な相対遅延を伴う送信信号の複合的なエコーが生じる。これらエコーは、互いに干渉する。そして、隣り合ったシンボルが重なり合うために連続するシンボル間での直交性が失われるだけでなく、異なる直交符号上で送信されるシンボル間でも直交性が失われる。

本発明は、１つ以上の通信対象信号（ｓｉｇｎａｌｓ ｏｆ ｉｎｔｅｒｅｓｔ）と１つ以上の干渉信号（ｉｎｔｅｒｆｅｒｉｎｇ ｓｉｇｎａｌｓ）とを含む受信したスペクトラム拡散信号を処理して、干渉信号に起因する通信対象信号内の干渉を低減する、受信機の構造に関する。受信機には、受信したスペクトラム拡散信号の逆拡散を行って通信対象信号及び干渉信号に対応する逆拡散値を生成する逆拡散回路が含まれる。受信機にはさらに、通信対象信号を検知する1つ以上の信号検知回路が含まれる。いくつかの実施形態では、１つの信号検知回路が、全ての通信対象信号を併せて検知する。他の実施形態では、複数の信号検知回路が、それぞれ１つの通信対象信号を検知する。信号検知回路は、連続的に干渉除去を行うために、直列に配置されてもよい。

信号検知回路には、通信対象信号と干渉信号との間の拡散符号相関に基づいて計算した合成加重を用いて逆拡散値の合成を行う、ＧＲＡＫＥ合成回路が含まれる。拡散符号相関には、異なる通信対象信号の拡散符号間の相関、及び通信対象信号と干渉信号の拡散符号間の相関が含まれる。障害相関評価部は拡散符号相関を計算し、合成加重計算器は障害の相関に基づいて合成加重を計算する。障害相関評価部はさらに、通信対象信号と受信したスペクトラム信号内に含まれるパイロット信号との間、または通信対象信号と未知拡散符号を伴って拡散され受信されたスペクトラム拡散信号内に含まれる未知干渉信号との間の障害相関を計算してもよい。いくつかの実施形態として、スペクトラム拡散信号内に含まれるパイロット信号を、逆拡散に先立って抽出してもよい。

図１には、本文書を通じて符号１０で示される、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ／Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）の無線通信システムが描かれている。このシステムは、例えば、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）システム内の高速ダウンリンクパケット接続（ＨＳＤＰＡ：Ｈｉｇｈ Ｓｐｅｅｄ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ）チャネル上で用いられる。ＭＩＭＯシステム１０には、Ｍ個の送信アンテナ２２を有する送信機２０、及びＬ個の受信アンテナ５２を有する受信機５０が含まれる。一例としての実施形態では、送信機２０は無線通信ネットワークの基地局であり、受信機５０は移動局（ｍｏｂｉｌｅ ｓｔａｔｉｏｎ）である。

送信機２０に入力されるのは、バイナリデータストリーム形式の情報信号Ｉ（ｔ）である。送信機２０には、制御部２４及び送信信号処理回路２６が含まれる。制御部２４は、送信機２０の働きを制御する。送信信号処理回路２６は、エラー訂正符号化を実行し、符号化されたビットと変調シンボルの対応付けを行い、及び各送信アンテナ２２向けに送信信号を生成する。上方周波数変換、フィルタリング、増幅の後、送信信号は各送信アンテナ２２から受信機５０へ通信チャネル１２を介して送信される。

受信機５０には、制御部５４及び受信信号処理回路５６が含まれる。制御部５４は、受信機５０の働きを制御する。受信信号処理回路５６は、各受信アンテナ５２において受信した合成信号の復調及び復号化を行い、原情報信号Ｉ（ｔ）に対する評価値Ｉ＾（ｔ）を生成する（本明細書において、「Ｉ＾」とは、文字Ｉの上にハット記号を付したものとする）。ビットエラーがない場合には、受信機５０から出力される評価値Ｉ＾（ｔ）は、送信機２０にて入力される原情報信号Ｉ（ｔ）と等しくなる。複数のデータストリームが異なる送信アンテナ２２から並行して送信されるため、帯域幅に対する要求が大きくなることなく、送受信アンテナ２２、５２のペアごとにシステムの処理量は増加される。

図２には、アンテナ別速度制御（ＰＡＲＣ：Ｐｅｒ Ａｎｔｅｎｎａ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）用に構成された実施形態の一例としての、送信信号処理部２６が描かれている。ＰＡＲＣとは、無線通信システムにおいてシステムの通信容量を増加させるために用いられる複合的ストリーム送信技術である。直列並列変換器２８によって、原情報ビットストリームＩ（ｔ）はＭ個のビットストリーム｛ｂ_１（ｔ），ｂ_２（ｔ），Ｋｂ_Ｍ（ｔ）｝に分割され、それらは符号化変調回路３０へそれぞれ入力される。この実施形態において、符号化変調回路３０へ入力される符号化前のビットストリームは、受信機５０によって検知される通信対象信号となる。ｍ番目のビットストリームｂ_ｍ（ｔ）用の符号化変調回路３０には、符号化器３２、直列並列変換器（Ｓ−ＴＯ−Ｐ）３４、シンボルマップ器３６、信号拡散器３８、マルチ符号合成器４０、及び最終合成器４２が含まれる。符号化器３２は、ｍ番目のビットストリームｂ_ｍ（ｔ）を符号化して符号化データストリームｄ_ｍ（ｔ）を生成する。異なる送信アンテナ２２向けの符号化器３２は、原情報ビットを異なるレートで符号化する。レートは、受信機５０からのチャネル品質通知（ＣＱＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）フィードバックに依存する。直列並列変換器３４は、各符号化器３２から出力される符号化信号を、ｄ_ｍｋ（ｔ）で表されるＫ個のサブストリームに分割する。分割されたサブストリームは、Ｋ個のシンボルマップ器３６の１つによって変調シンボルＳ_ｍｋ（ｔ）へとマッピングされ、信号拡散器３８によってＫ個の拡散符号を用いて拡散される。Ｋ個の拡散符号は、異なる送信アンテナ２２上で再使用されてもよい。マルチ符号合成器４０は、各信号拡散器３８から出力されたＫ個の拡散信号を再合成し、マルチ符号送信信号ｘ_ｍ（ｔ）を生成する。２つ目の合成器４２は、マルチ符号送信信号ｘ_ｍ（ｔ）を１つ以上の他の同時に送信される信号ａ_ｍ（ｔ）と合成し、受信機５０へ合成信号を送信する。同時に送信される他の信号とは、例えば、音声信号、パイロット信号、制御信号、専用データ信号、またはそれらの組合せであってもよい。図２において、データストリームの数及び送信アンテナ２２の数は等しいことに注意して欲しい。しかし、他の実施形態においては、データストリームの数は送信アンテナ２２の数よりも少なくすることができる。

図３には、符号の再使用を伴う空間多重化（ＳＭ：Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）用に構成された、一例としての送信信号処理部２６が描かれている。ＳＭ送信機の構成は、図２に示されているＰＡＲＣ送信機の構成と同様であり、よって同一のコンポーネントは同一の符号で表している。図２に示されたＰＡＲＣ構成と対比すると、図３に示されたＳＭ構成では、原情報ストリームＩ（ｔ）を直列並列変換器（ＤＥＭＵＸ）２８によって分割する前の時点で符号化するために、１つの符号化器３２が用いられている。直列並列変換器２８は、符号化情報ストリームｄ（ｔ）をＭ個のデータストリームｄ_ｍ（ｔ）に変換し、それらは各符号化変調回路３０に入力される。この実施形態において、各符号化変調回路３０に入力される符号化データストリームｄ_ｍ（ｔ）は、受信機５０によって検知される通信対象信号となる。各アンテナ２２向けの符号化変調回路３０には、さらに各データストリームｄ_ｍ（ｔ）を複数のサブストリームｄ_ｍｋ（ｔ）に分割する直列並列変換器（ＤＥＭＵＸ）３４、各サブストリームを変調シンボルＳ_ｍｋ（ｔ）へとマッピングする複数のシンボルマップ器３６、選択された拡散符号を各シンボルストリームに適用する複数の信号拡散器３８、拡散信号を再合成してマルチ符号送信信号ｘ_ｍ（ｔ）を生成するマルチ符号合成器４０、及びマルチ符号送信信号を同時に送信される１つ以上の他の信号ａ_ｍ（ｔ）と合成する合成器４２が含まれる。ａ_ｍ（ｔ）には、複数の音声チャネル、専用データチャネル、制御チャネル、及び共通パイロットチャネルが含まれる。

受信機５０には、前述の通り、Ｌ個の受信アンテナ５２が含まれる。各受信アンテナからの受信信号Ｒ_ｌ（ｔ）は受信信号処理器５６に入力され、受信信号処理器５６は受信信号｛ｒ_１（ｔ），ｒ_２（ｔ），Ｋｒ_Ｌ（ｔ）｝を処理して原情報信号Ｉ（ｔ）の評価値Ｉ＾（ｔ）を生成する。受信信号処理器５６には、逆拡散信号を生成する１つ以上の逆拡散回路６０（図４に示される）、逆拡散信号を合成してレイク出力信号を生成する１つ以上のレイク合成回路７０（図５及び図６に示される）、及びレイク出力信号を復調、復号化する１つ以上の復号化回路８０（図５及び図６に示される）が含まれる。

図４には、受信機５０向けの逆拡散回路６０の一例が描かれている。逆拡散回路６０には、複数の相関バンク（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ ｂａｎｋ）６２、及び複数のサンプリング器６６が含まれる。各相関バンク６２には、レイクフィンガとしても知られる複数の相関器６４が含まれる。相関器６４は、Ｋ個の拡散符号の１つに周波数を合わせられ、複数の受信アンテナ５２に接続される。各相関バンク６２は、各送信アンテナ２２に合致する複数のフィンガ又は相関器６４を有してもよい。フィンガ配置処理器６８は、従来の単一アンテナ型のＧＲＡＫＥ受信機と同じ仕組みで、各相関バンク６２を含むレイクフィンガのフィンガ遅延を選択する。例えば、フィンガ配置処理器６８は、ＧＲＡＫＥ合成回路７０の出力において、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が最大となるようにレイクフィンガの配置を行ってもよい。レイクフィンガの出力は、その後、サンプリング器６６によってシンボル間隔でサンプリングされ、各ｉ番目のシンボル間隔についてｙ_ｋ（ｉ）で表される複数の逆拡散ベクトルが生成される。ここで下付き文字のｋは、符号チャネルを意味する。逆拡散ベクトルｙ_ｋ（ｉ）は、Ｍ個の送信アンテナ２２からｋ番目の符号チャネルを介して送信されたＭ個の符号化信号の合成を表している。

図５には、図２に示されたＰＡＲＣ送信機と共に用いるために構成されたＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ（ＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ）用の、レイク合成回路７０及びｍ番目の送信アンテナ２２に関連付けられた復号化回路８０が描かれている。レイク合成回路７０及び復号化回路８０には、信号検知回路が含まれる。各送信アンテナ２２または通信対象信号について、信号検知回路は１つずつ存在する。

レイク合成回路７０には、Ｋ個のＧＲＡＫＥ合成器７２が含まれ、それらはｍ番目のアンテナにそれぞれ適合される。よって、各符号チャネルｋについてそれぞれ１つのＧＲＡＫＥ合成器７２が存在する。各ＧＲＡＫＥ合成器７２は、拡散ベクトルｙ_ｋ（ｉ）を合成加重ベクトルｗ_ｍｋ（ｉ）を用いて合成し、データサブストリームｄ_ｍｋ（ｉ）に対応するＧＲＡＫＥ出力信号ｚ_ｍｋ（ｉ）を生成する。レイク合成加重ベクトルｗ_ｍｋ（ｉ）は、合成加重生成部７５により、ｍ番目の送信アンテナ２２からの通信チャネルの評価値及び拡散共分散行列に基づいて計算される。合成加重生成部７５には、チャネル評価器７４、共分散評価器７６、及び合成加重計算器７８が含まれる。または、合成加重生成部７５は、逆拡散共分散の代わりに障害共分散を評価してもよい。チャネル評価器７４は、チャネル評価を共分散評価器７６及び合成加重計算器７８のために生成する。共分散評価器７６は、合成加重計算器７８で用いられる逆拡散値の相関を、チャネル評価値及び拡散符号に基づいて計算する。合成加重計算器７８は、共分散評価器７６から提供される逆拡散共分散及びチャネル評価器７４から提供されるチャネル評価値に基づいて、合成加重を決定する。ｍ番目の送信アンテナ２２、及びｋ番目のマルチ符号の合成加重ベクトルｗ_ｍｋ（ｉ）は、次式で与えられる：

ここで、Ｒ_ｙ（ｋ，ｉ）は逆拡散共分散行列であり、ｈ_ｍｋ（ｉ）はｍ番目の送信アンテナ２２からのチャネルの純応答ベクトル（ｎｅｔ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｖｅｃｔｏｒ）である。後により詳しく説明する通り、逆拡散共分散行列Ｒ_ｙ（ｋ，ｉ）は、シンボル間干渉（ＩＳＩ）と符号の再使用を原因とする多元接続干渉（ＭＡＩ）とを低減するために、データサブストリームｄ_ｍｋ（ｉ）の拡散に用いられる拡散符号間の相互相関を考慮に入れたものである。図５に示されたＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ受信機に関しては、逆拡散共分散行列Ｒ_ｙ（ｋ，ｉ）は、全ての送信アンテナ２２について同一である。一方、純応答ベクトルｈ_ｍｋ（ｉ）は送信アンテナ２２ごとに変化し、それにより送信アンテナ２２ごとにレイク合成加重が異なっている。

ＧＲＡＫＥ出力信号ｚ_ｍｋ（ｉ）は、復号化回路８０に復調と復号化のために供給される。復号化回路８０には、複数の軟判定値生成器８２、並列直列変換器（Ｐ−ＴＯ−Ｓ）８４及び８８、並びに復号化器８６が含まれる。各軟判定値生成器８２はそれぞれ、対応するＧＲＡＫＥ出力信号ｚ_ｍｋ（ｉ）を受信し、データサブストリームｄ_ｍｋ（ｉ）の１つに対応する軟判定値を生成する。軟判定値は並列直列変換器８４へ入力され、そこで並列の軟判定値ストリームが、１つのデータストリームｄ＾_ｍ（ｔ）に相当する１つの直列の軟判定値ストリームに変換される。ＰＡＲＣ送信機２０の場合には、軟判定値ストリームｄ＾_ｍ（ｔ）は復号化器８６へ入力され、ｍ番目のアンテナ２２から送信された通信対象信号に相当する復号化済みビットストリームｂ＾_ｍ（ｔ）が得られる。第二の並列直列変換器８８は、全ての送信アンテナ２２からの復号化済みビットストリームｂ＾_ｍ（ｔ）を受信し、原情報ストリームＩ（ｔ）に対する評価値Ｉ＾（ｔ）を出力する。

図６には、図３に示されたＳＭ送信機と共に用いるために構成された、特定符号に関するＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ（ＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ）受信機５０が描かれている。この実施形態において、信号検知回路には、ＧＲＡＫＥ合成回路７０及び復調回路９０が含まれる。復調回路には、複数の軟判定値生成器９２及び並列直列変換器（Ｐ−ＴＯ−Ｓ）９４が含まれる。各軟判定値生成器９２はそれぞれ、対応するＧＲＡＫＥ出力信号ｚ_ｍｋ（ｉ）を受信し、データサブストリームｄ_ｍｋ（ｉ）の１つに対応する軟判定値を生成する。軟判定値は並列直列変換器９４へ入力され、そこで並列の軟判定値ストリームが、１つのデータストリームｄ＾_ｍ（ｔ）に相当する１つの直列の軟判定値ストリームに変換される。復調回路９０の出力は、通信対象信号の１つに対応する軟判定値ストリームである。復調回路９０から出力された軟判定値ストリームは並列直列変換器９６に入力され、そこで通信対象信号と他の送信アンテナ２２から送信された他の通信対象信号が合成される。並列直列変換器９６から出力された合成されたストリームは、その後復号化器９８に入力される。

図５及び６に示された実施形態において、ＧＲＡＫＥ合成器７２は、ＨＳＤＰＡに割り当てられる拡散符号の知識を利用して、シンボル間干渉（ＩＳＩ）及び多元接続干渉（ＭＡＩ）を低減し、そしてスカラー判定統計値（ｓｃａｌａｒ ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｓｔａｔｉｓｔｉｃ）：ｚ_ｍｋ（ｉ）＝Ｗ^Ｈ _ｍｋ（ｉ）ｙ_ｋ（ｉ）を生成する。各ＧＲＡＫＥ合成器７２で用いる合成加重ベクトルは、拡散共分散行列Ｒ_ｙ（ｋ，ｉ）及び純応答ベクトルｈ_ｍｋ（ｉ）の関数である。ここでｑ番目のＧＲＡＫＥフィンガが受信アンテナｌに割り当てられたとすると、ｑ番目のＧＲＡＫＥフィンガに対応する純応答ベクトルのｑ番目の要素は次式で与えられる：

ここで、ｇ_ｌｍｐ及びτ_ｐは、Ｐ個のタップ数のマルチパスチャネルにおけるｍ番目の送信アンテナ２２とｌ番目の受信アンテナ５２との間のタップ利得及び遅延であり、α_Ｓ（ｍ）Ｅ_Ｔ／Ｋは、ｍ番目の送信アンテナ２２についてＫ個のマルチ符号のそれぞれに割り当てられたエネルギーである。純応答ベクトルｈ_ｍｋ（ｉ）は、ｉ番目のシンボル期間におけるｋ番目のマルチ符号の自動相関関数ｒ_ｋｋｉｏの関数である。

逆拡散共分散行列Ｒ_ｙ（ｋ，ｉ）は、ｒ_ｋｎｉｊ（τ）で表現される波形相関関数の関数である。波形相関関数ｒ_ｋｎｉｊ（τ）は、ｉ番目のシンボル期間におけるｋ番目の拡散符号の拡散波形と（ｉ−ｊ）番目のシンボル期間におけるｎ番目の拡散符号の拡散波形との間の相互相関を表しており、時間差τによって評価される。波形相関関数は次式で与えられる：

ここで、Ｃ_ｋｎｉｊ（ｕ）は拡散符号間の非周期的な相互相関関数、ｘ（τ）はチップパルスの自己相関関数、ＳＦは拡散因子、そしてＴ_Ｃはチップ周期である。非周期的な相互相関関数は、次のように定義される：

ここで、ｍ_ｎ,ｉ（ｍ）はｎ番目の拡散符号のｉ番目のシンボル期間内の拡散シーケンスのｍ番目のチップである。長期間の符号のスクランブルによって、拡散符号間の相互相関関数Ｃ_ｋｎｉｊ（ｕ）、及び波形相関関数ｒ_ｋｎｉｊ（τ）は、シンボル期間インデックスｉの関数となる。その結果、特定の符合に関する合成加重は、隣り合うシンボル期間の間で異なることになる。

波形相関関数ｒ_ｋｎｉｊ（τ）は逆拡散共分散行列を計算するために用いられ、逆拡散共分散行列は次式で与えられる：

ここでマルチ符号共分散行列として用いられる行列Ｒ_Ｓ（ｋ，ｉ）は、複数の送信アンテナ２２及びＨＳＤＰＡチャネル上で複数の拡散符号を用いることに起因する干渉を表す。この行列は、マルチパスアンテナ上でマルチ符号を再使用することで発生する自己干渉と、チャネルのばらつきに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）と、各送信アンテナ２２上で複数の拡散符号を用いることによる符号間干渉とから成る。符号間干渉には、全ての送信アンテナ２２上での他のＫ−１個の符号の使用による干渉が含まれる。また、ここでパイロット共分散行列として用いられる行列Ｒ_Ｐ（ｋ，ｉ）は、全ての送信アンテナ２２上のパイロット信号による逆拡散値を表す。また、多元接続共分散行列として用いられる行列Ｒ_ｖは、同じセル内で送信される音声、専用データ、及びオーバーヘッドチャネルなどの他の信号に起因する逆拡散値を表す。これら信号の拡散符号は分からないことから、この障害は、所望の信号と干渉信号とを平均化する相関行列を利用して抑制される。よって、この障害は、符号及び時間のインデックスの関数とはならない。さらに、ここで雑音障害行列として用いられる行列Ｒ_ｎ（ｋ，ｉ）は、雑音に起因する干渉を表す。

ここからの検討において、ｑ_１番目及びｑ_２番目のフィンガは、受信アンテナｌ_１及びｌ_２にそれぞれ割り当てられているものとする。マルチ符号障害行列Ｒ_Ｓ（ｋ，ｉ）の｛ｑ_１，ｑ_２｝番目の要素は、次式で与えられる：

パイロット共分散行列Ｒ_Ｐ（ｋ，ｉ）の｛ｑ_１，ｑ_２｝番目の要素は、次式で与えられる：

パイロット共分散行列において、ｒ_ｋｍｉｊ ^(pilot)（τ）は、シンボル期間内のｋ番目の拡散符号と（ｉ−ｊ）番目のシンボル期間内のｍ番目の送信アンテナ２２上のパイロット符号の拡散波形との間の相互相関を表し、α_Ｐ（ｍ）Ｅ_Τは、ｍ番目のアンテナ２２のパイロットチャネルに割り当てられたエネルギーを指す。逆拡散前にパイロット信号が受信信号から抽出された場合、パイロット逆拡散行列を、逆拡散共分散行列の計算から省略することができる。

多元接続共分散行列の｛ｑ_１，ｑ_２｝番目の要素は、次式で与えられる：

ここで、α_ｖ（ｍ）Ｅ_Τという表現は、ｍ番目のアンテナ２２上で送信される他のチャネルに割り当てられたエネルギーである。受信機５０は、音声チャネル、専用データチャネル及び制御チャネルの拡散符号に関する知識を有していないことが前提とされる。よって、多元接続共分散行列は、音声チャネル及び他のチャネルに起因する干渉を、拡散符号間の平均化により処理する。その平均値は、チップパルスｘ（τ）の自己相関関数のみに依存する。そのため、Ｒ_ｖは隣り合ったシンボル間で変化しない。

雑音共分散行列の｛ｑ_１，ｑ_２｝番目の要素は、次式で与えられる：

この行列は、ｋ番目の拡散符号に調節された逆拡散器を雑音が通り抜けるため、符号及び時間のインデックスの関数である。式（１．９）内のｒ_ｋｋｉ０（τ）という表現は、雑音の自己相関関数である。Ｎ_ｏは、雑音及び他のセル干渉のパワースペクトル密度である。

送信機２０において１つだけの送信アンテナ２２が使用される場合には、式（１．１）、（１．２）、及び（１．６）−（１．１１）は、次のように単純化できる。（送信機を示す下付文字はこれら表記の中で省略される。）ｋ番目のマルチ符号のための合成加重ベクトルは次式で与えられる：

ｑ番目のＧＲＡＫＥフィンガに対応する純応答ベクトルは次式で与えられる：

逆拡散共分散行列の４つの成分の｛ｑ_１，ｑ_２｝番目の要素は、次の表現で与えられる：

ここでは特定符号結合検波ＧＲＡＫＥ（ＣＳ−ＪＤ−ＧＲＡＫＥ：Ｃｏｄｅ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｊｏｉｎｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＧＲＡＫＥ）受信機と称する、本発明の他の実施形態において、ｉ番目のシンボル期間内でＭ個の送信アンテナ２２から送信される信号は、前述したＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥの場合のように１度に１つだけ検知されるのではなく、全て併せて検知される。ＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥでは、合成加重ベクトルｗ_ｍｋ（ｉ）が選択された符号チャネル及び選択されたアンテナ２２ごとに逆拡散ベクトルｙ_ｋ（ｉ）に適用され、スカラー判定統計値が生成されることが思い起こされるであろう。ＣＳ−ＪＤ−ＧＲＡＫＥ受信機の機能的要素は、図４及び図６に示したＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ受信機の場合と同様である。しかし、レイク合成器７２は、加重ベクトルの代わりに、加重行列Ｗ_ｋ（ｉ）を逆拡散ベクトルｙ_ｋ（ｉ）に適用して、ｚ_ｋ（ｉ）＝Ｗ_ｋ（ｉ）ｙ_ｋ（ｉ）と表されるベクトル判定統計値を生成する。その後ベクトル判定統計値は、Ｍ個の全ての送信アンテナ２２から送信される結合シンボルベクトルの全てのシンボルについて軟判定値を生成するために用いられる。

ＣＳ−ＪＤ−ＧＲＡＫＥについて、合成加重行列Ｗ_ｋ（ｉ）は次式で与えられる：

ここでＲ_ｘ ^−１（ｋ，ｉ）は逆拡散共分散行列、Ｈ_ｋ（ｉ）は純応答行列である。ｍ番目の送信アンテナ２２に対応する純応答行列のｍ列目は、式（１．２）にて定義されたものと同一である。逆拡散共分散行列は次式で与えられる：

ＣＳ−ＪＤ−ＧＲＡＫＥの逆拡散共分散行列の成分Ｒ_ｘ（ｋ，ｉ）は、前述のＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥの逆拡散共分散行列と同様である。しかしながら、上付文字ＪＤで表されるＣＳ−ＪＤ−ＧＲＡＫＥ受信機のマルチ符号障害行列Ｒ_Ｓ ^ＪＤ（ｋ，ｉ）の計算は、結合検波を考慮に入れるために修正され得る。よって、マルチ符号障害行列Ｒ_Ｓ ^ＪＤ（ｋ，ｉ）の｛ｑ_１，ｑ_２｝番目の要素は、次式で与えられる：

ここで、ｊ＝０であればδ（ｊ）＝１、それ以外ならδ（ｊ）＝０である。逆拡散共分散行列の最後の３つの成分は、前述の数式（１．７）、（１．８）、及び（１．９）と等しい。

軟判定ビット値を生成するために、受信機５０は、ｉ番目のシンボル期間内のＭ個の全ての送信アンテナ２２から送信されるシンボルベクトルの仮定としての値をｃとし、基準値λ_ｋｉ（ｃ）を計算する。基準値λ_ｋｉ（ｃ）は、次式で与えられる：

ここで、

である。

図７には、他の実施形態の一例によるＭＩＭＯシステム１０向けの特定符号連続干渉除去ＧＲＡＫＥ（ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ：ＣＳ−Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ−ＧＲＡＫＥ）受信機１００が描かれている。ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ受信機１００には、逆拡散回路１１０及び複数の信号検知部（ｓｉｇｎａｌ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｓｔａｇｅ）１２０が含まれる。逆拡散回路１１０は、各受信アンテナ５２から受け取った合成信号の逆拡散を行う。図３に示された逆拡散器５０を、図７に示されたＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ受信機の中の逆拡散回路１１０として用いてもよい。各受信アンテナ５２にて受信した合成信号には、前述した通り、Ｍ個の送信アンテナ２２から送信されるＭ個の通信対象信号が含まれる。通信対象信号は、１人以上の利用者に属してもよい。各信号検知部１２０は、それぞれ送信アンテナ２２から送信される１つの通信対象信号を検知する。マルチプレクサ１１２は、各信号検知部１２０から出力されて検知された信号を合成し、原直列情報ストリームＩ（ｔ）に対する評価値Ｉ＾（ｔ）を生成する。

逆拡散回路１１０から出力される逆拡散ベクトルｙ_ｋ（ｉ）は、最初の信号検知部１２０に入力される。連続する信号検知部１２０のそれぞれに入力される逆拡散ベクトルｙ_ｋ（ｉ）は、連続干渉除去の結果、異なったものとなる。各信号検知部１２０は、通信対象信号のうち１つを検知する。よって、信号検知部１２０の数は、送信アンテナ２２の数に等しい。加えて、最後の信号検知部１２０を除く各信号検知部１２０は、検知された信号を当該信号検知部１２０への入力信号から除去し、次の信号検知部１２０に対する入力信号を生成する。よって、検知された信号は、１つだけの通信対象信号が残って最後の信号検知部１２０に到達するまで、各信号検知回路１２０の中で連続的に除去される。初めのＭ−１個の検知器への入力信号は合成信号であるのに対し、最後の信号検知回路１２０への入力信号は、１つの通信対象信号しか含んでいない。そして、最後の信号検知回路１２０への入力信号は、干渉除去により除かれていない前回検知された通信対象信号に起因して、残余の干渉により破損している可能性がある。

図７に示している通り、各信号検知部１２０には、信号検知回路１３０及び干渉除去回路１４０が含まれる。図４及び図５に示されたＧＲＡＫＥ合成回路７０及び復号化回路８０が、図７に示されたＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ受信機の中の信号検知回路１３０として用いられる。一方、ＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ受信機と異なり、前回検知された信号に対する連続的な除去処理を行うために、各信号検知部１２０についての合成加重ベクトルｗ_ｍｋ（ｉ）の計算には変更が加えられる。ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥに関して、合成加重ベクトルｗ_ｍｋ（ｉ）は、次式で与えられる：

着目すべき点は、ＣＳ−ＪＤ−ＧＲＡＫＥ及びＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ受信機と異なり、ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ内の逆拡散共分散行列Ｒ_ｙ（ｍ；ｋ，ｉ）が信号検知部１２０ごとに異なることである。これは前回検知された信号を除去することに起因する。ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥの純応答ベクトルｈ_ｍｋ（ｉ）は、式（１．２）にて定義されたのと同様である。

式（１．２２）については、式（１．２１）について前述した内容と同じことが言える。また、逆拡散共分散行列は、次式で与えられる：

式（１．２３）から分かるとおり、マルチ符号共分散行列Ｒ_Ｓ（ｍ；ｋ，ｉ）は、各信号検知部１２０の間で異なっており、よって逆拡散共分散行列Ｒ_ｙ（ｍ；ｋ，ｉ）も同様に異なっている。多元接続障害行列Ｒ_ｖ、パイロット共分散行列Ｒ_Ｐ（ｋ，ｉ）、及び雑音障害行列Ｒ_ｎ（ｋ，ｉ）は、全ての信号検知部１２０において同一となる。マルチ符号共分散行列Ｒ_Ｓ（ｍ；ｋ，ｉ）は、次式で与えられる：

多元接続障害行列Ｒ_ｖ、パイロット共分散行列Ｒ_Ｐ（ｋ，ｉ）、及び雑音障害行列Ｒ_ｎ（ｋ，ｉ）については、前述の式（１．７）、（１．８）、及び（１．９）と等しい。

図８には、図７に示したＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ向けの干渉除去回路の一例が描かれている。干渉除去回路１４０には、符号化器１４２、符号化器１４２の出力に接続されるデマルチプレクサ１４４、複数のシンボルマップ器１４６、ベクトル生成器１４８、及び合計回路１５０が含まれる。符号化器１４２、デマルチプレクサ１４４、及びシンボルマップ器１４６は、送信機２０における対応する機能的要素と同じように構成され得る。符号化器１４２は、復号化器８６から出力される評価値Ｉ＾（ｔ）を再度符号化し、ｍ番目の送信アンテナ２２により送信される符号化データ信号評価値ｄ＾_ｍ（ｔ）を生成する。デマルチプレクサ１４４は、符号化データ信号評価値ｄ＾_ｍ（ｔ）をサブストリームに分割する。シンボルマップ器１４６は、そのサブストリームを対応する変調シンボルにマッピングし、ｍ番目の送信アンテナ２２から各符号チャネル上で送信されるシンボルの評価値

を生成する。

ベクトル生成器１４８は、送信シンボル評価値

に起因する逆拡散ベクトルのベクトル成分を、波形相互相関、及びｍ番目の送信アンテナ２２とＬ個の受信アンテナ５２との間のチャネル評価値を用いて生成する。ベクトル生成器１４８の出力は、除去ベクトルのセット

であって、再構成された各除去ベクトルｃ_ｍｋ（ｉ）は、ぞれぞれの符号チャネルに相当する。チャネル評価は、従来型の共通パイロットチャネルから得られ、パイロットに割り当てられたパワーの割合によって計測される。その結果、ｍ番目の送信アンテナ２２から干渉を完全に除去するために、再構成された干渉ベクトルは、共通パイロットチャネルとデータチャネルとの間のパワーオフセットによって測定されなければならない。合計回路１５０には、除去ベクトル

を信号検知部１２０への入力である逆拡散ベクトル

と合成して次の信号検知部１２０への入力信号から検知された通信対象信号に起因する干渉を除去するための、複数の合計器が含まれる。ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥにおいて、逆拡散ベクトル

の値は、検知器ごとに変化することに注目して欲しい。それとは対照的に、図５及び図６に示されたＣＳ−ＭＭＳＥ−ＧＲＡＫＥ受信機における各信号検知回路には、同一の逆拡散ベクトルが使用される。

いわゆる当業者にとって、除去ベクトル

はどのような復号化処理の恩恵を受けずとも軟判定値発生器８２の出力である軟判定値から生成され得ることは明白であろう。そうした場合、干渉除去回路１４０は、符号化器１４２を使用しないこととなる。

図９には、ＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥの代替的な実施形態が描かれている。この実施形態においては、逆拡散回路１１０が各信号検知部１２０の前に位置し、干渉除去回路１４０は逆拡散信号ではなく拡散信号から干渉の除去を行う。この手法により、レイクフィンガの配置を各信号検知部１２０において最適化することができる。そのトレードオフは、信号検知及び干渉除去の一部として、逆拡散及び再拡散を各検知器１２０において実行しなければならないことである。図４に示した逆拡散器６０は、図９に示したＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ受信機内の逆拡散回路１１０として用いてもよい。図４及び図５に示したＧＲＡＫＥ合成回路７０及び復号化回路８０を、図９に示したＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ受信機内の信号検知回路１３０として用いることもできる。

図１０には、図９に示したＣＳ−ＳＩＣ−ＧＲＡＫＥ受信機向けの干渉除去回路の一例が描かれている。干渉除去回路１４０には、図８に示したものと同一である、符号化器１４２、デマルチプレクサ１４４、及び複数のシンボルマップ器１４６が含まれる。符号化器１４２は、復号化器８６からの出力である評価値ｂ＾_ｍ（ｔ）を再度符号化し、ｍ番目の送信アンテナ２２により送信される符号化データ信号ｄ＾_ｍ（ｔ）を生成する。デマルチプレクサ１４４は、符号化データ信号評価値ｄ＾_ｍ（ｔ）をサブストリームに分割する。シンボルマップ器１４６は、そのサブストリームを対応する変調シンボルにマッピングし、ｍ番目の送信アンテナ２２から各符号チャネル上で送信されるシンボルの評価値

を生成する。拡散器１６０は、シンボルマップ器１４６から出力されるシンボル評価値

を、送信機１０にて採用されているのと同一の拡散符号を用いて拡散する。符号化器１４２、デマルチプレクサ１４４、シンボルマップ器１４６、及び拡散器１６０は、送信機１０における対応する機能的要素と同じように構成され得る。合成器１６２は、拡散信号を合成して、ｍ番目の符号化信号に対応する送信信号評価値ｘ＾_ｍ（ｔ）を形成する。チャネルフィルタ１６４は、ｍ番目の送信アンテナ２２に関連するチャネル評価係数を用いて送信信号評価値ｘ＾_ｍ（ｔ）のフィルタリングを行う。チャネルフィルタ内では、ｍ番目の送信アンテナからＬ番目の受信アンテナ５２への特定のチャネルの特性を反映させるために、各受信アンテナ５２ごとに別々にチャネルのフィルタリングを行ってもよい。チャネルフィルタから出力されるフィルタリングされた信号はその後、信号検知部１２０への入力となったスペクトラム拡散信号から抽出される。

当然ながら、発明の技術的範囲及び本質的な性質から外れることなく、本明細書で説明した内容とは別の何らかの方法で本発明を実施してもよい。ここに記載した実施形態は、よって、全て限定ではなく説明の観点から考慮されるべきであり、添付の請求項の意味及び均等の範囲内の全ての変更は、ここに含まれることを意図している。

複数のアンテナを伴う送信機及び受信機を含む複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）の回路図である。 図１に示したＭＩＭＯ通信システム向けのアンテナ別速度制御（ＰＡＲＣ）を実装したＰＡＲＣ送信機の一例である。 図１に示したＭＩＭＯ通信システム向けの空間多重化（ＳＭ）送信機の一例である。 図１に示したＭＩＭＯ通信システムの受信機向けの逆拡散器の一例を描いている。 図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおけるＰＡＲＣ送信機の使用のために構成された受信信号処理回路の一例を描いている。 図１に示したＭＩＭＯ通信システムにおけるＳＭ送信機の使用のために構成された受信信号処理回路の一例を描いている。 図１に示したＭＩＭＯ通信システム向けの連続干渉除去回路である。 図７に示したＳＩＣ受信機内の１つの信号検知部のための信号除去回路の一例を描いている。 図１に示したＭＩＭＯ通信システム向けの連続干渉除去（ＳＩＣ）受信機を描いている。 図９に示したＳＩＣ受信機向けの信号除去回路の一例である。

Claims (41)

1. 複数の送信アンテナから送信された１つ以上の通信対象信号と既知の拡散符号を伴う１つ以上の既知の干渉信号とを包含する受信したスペクトラム拡散信号を処理する受信機であって：
   前記通信対象信号と前記干渉信号とに対応する逆拡散信号を生成する複数の相関器を含む逆拡散回路と；
   送信アンテナから送信される通信対象信号に対応するチャネル評価値を生成するチャネル評価器と；
   前記通信対象信号を検知する少なくとも１つの信号検知回路と、前記信号検知回路は、送信アンテナから送信される通信対象信号に対応するチャネル評価値及び通信対象信号の拡散符号と既知の干渉信号の拡散符号との間の拡散符号相関に基づいて計算した合成加重を用いて逆拡散値を合成して既知の干渉信号に起因する通信対象信号内の干渉を低減する合成器を含むことと；
   を備える受信機。
2. さらに：
   通信対象信号と既知の干渉信号との間の共分散を前記拡散符号相関に基づいて計算する共分散評価器と；
   前記合成加重を共分散評価値に基づいて計算する合成加重計算器と；
   を備える、請求項１に記載の受信機。
3. さらに通信対象信号及び既知の干渉信号についてチャネル評価値を生成するチャネル評価器を備え、前記チャネル評価値は前記共分散評価器による前記共分散評価値の計算に使用され及び前記合成加重計算器による前記合成加重の計算に使用されることを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
4. 前記共分散評価器は、さらに通信対象信号と既知の干渉信号の拡散符号間の拡散符号相関の平均に基づいて共分散評価値を計算することを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
5. 前記受信したスペクトラム拡散信号は１つ以上のパイロット信号を包含し、前記共分散評価器はさらに通信対象信号とパイロット信号との間のパイロット共分散を計算することを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
6. 前記共分散評価器は、さらに通信対象信号と受信したスペクトラム拡散信号内に包含される熱雑音との間の雑音共分散を計算することを特徴とする、請求項２に記載の受信機。
7. 前記通信対象信号は、複数の送信アンテナから送信されることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
8. 前記通信対象信号は、複数の符号チャネル上に送信されることを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
9. 少なくとも２つの通信対象信号が、異なる送信アンテナから同一の符号チャネル上に送信されることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
10. 少なくとも２つの通信対象信号が、同一の送信アンテナから異なる符号チャネル上に送信されることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
11. 少なくとも１つの通信対象信号及び１つの既知の干渉信号が、同一の符号チャネル上に異なる送信アンテナから送信されることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
12. 少なくとも１つの通信対象信号及び１つの既知の干渉信号が、異なる符号チャネル上に同一の送信アンテナから送信されることを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
13. 前記通信対象信号及び前記干渉信号は、同一のシンボル期間内で同時に送信されることを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
14. さらに前記通信対象信号の１つずつを検知する複数の信号検知回路を含む、請求項１３に記載の受信機。
15. 前記信号検知回路は、受信した信号を並列に処理するために並列に配置されることを特徴とする、請求項１４に記載の受信機。
16. 前記信号検知回路は、受信した信号を連続的に処理するために直列に配置されることを特徴とする、請求項１４に記載の受信機。
17. 最初の信号検知回路よりも後の各信号検知回路は直前の信号検知回路から入力信号を受信し、最後の信号検知回路よりも前の各信号検知回路は該信号検知回路内で該信号検知回路内への入力信号から検知された通信対象信号を除去して次の信号検知回路のための入力信号を生成する干渉除去回路を含むことを特徴とする、請求項１６に記載の受信機。
18. 前記信号検知回路は、２つ以上の通信対象信号を併せて検知することを特徴とする、請求項１３に記載の受信機。
19. さらに受信したスペクトラム拡散信号内に包含されるパイロット信号を逆拡散の前に減じるパイロット除去回路を備える、請求項１に記載の受信機。
20. 前記共分散評価値は、逆拡散値の共分散の評価値を含むことを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
21. 前記共分散評価値は、障害共分散の評価値を含むことを特徴とする、請求項１に記載の受信機。
22. １つ以上の通信対象信号と１つ以上の既知の干渉信号とを包含する受信したスペクトラム拡散信号を処理する方法であって：
    逆拡散信号を生成するために、受信したスペクトラム拡散信号と前記通信対象信号及び前記干渉信号に対応する拡散符号との相関を計算するステップと；
    既知の干渉信号に起因する通信対象信号内の干渉を低減するために、通信対象信号の拡散符号と既知の干渉信号の拡散符号との間の拡散符号相関に基づいて計算した合成加重を用いて逆拡散値を合成することで前記通信対象信号を検知するステップと；
    を備える方法。
23. さらに通信対象信号と既知の干渉信号との間の共分散を前記拡散符号相関に基づいて計算するステップと、前記合成加重を前記共分散評価値に基づいて計算するステップと、を備える、請求項２２に記載の方法。
24. さらに通信対象信号及び既知の干渉信号についてチャネル評価値を生成するステップを備え、前記チャネル評価値は前記共分散評価値及び前記合成加重の計算に使用されることを特徴とする、請求項２３に記載の方法。
25. さらに未知の干渉信号に起因する干渉を低減するために、通信対象信号と未知の拡散符号により拡散された未知の干渉信号との間の共分散を評価するステップを備える、請求項２３に記載の方法。
26. さらに通信対象信号とスペクトラム拡散信号内に包含されるパイロット信号との間のパイロット共分散を評価するステップと、前記パイロット信号に起因する干渉を低減するために前記パイロット共分散評価値を使用して前記合成加重を計算するステップと、を備える、請求項２３に記載の方法。
27. さらに通信対象信号と受信したスペクトラム拡散信号内に包含される熱雑音との間の雑音共分散相関を評価するステップと、前記雑音に起因する干渉を低減するために前記パイロット障害相関を使用して前記合成加重を計算するステップと、を備える、請求項２３に記載の方法。
28. 前記通信対象信号は、複数の送信アンテナから送信されることを特徴とする、請求項２２に記載の方法。
29. 前記通信対象信号は、複数の符号チャネル上に送信されることを特徴とする、請求項２８に記載の方法。
30. 少なくとも２つの通信対象信号が、異なる送信アンテナから同一の符号チャネル上に送信されることを特徴とする、請求項２９に記載の方法。
31. 少なくとも２つの通信対象信号が、同一の送信アンテナから異なる符号チャネル上に送信されることを特徴とする、請求項２９に記載の方法。
32. 少なくとも１つの通信対象信号及び１つの既知の干渉信号が、同一の符号チャネル上に異なる送信アンテナから送信されることを特徴とする、請求項２９に記載の方法。
33. 少なくとも１つの通信対象信号及び１つの既知の干渉信号が、異なる符号チャネル上に同一の送信アンテナから送信されることを特徴とする、請求項２９に記載の方法。
34. 前記通信対象信号及び前記干渉信号は、同一のシンボル期間内で同時に送信されることを特徴とする、請求項２２に記載の方法。
35. 前記通信対象信号は、複数の並列の信号検知回路によって検知されることを特徴とする、請求項３４に記載の方法。
36. 前記通信対象信号は、最初の信号検知回路よりも後の各信号検知回路への入力信号が直前の信号検知回路から提供されるように直列に接続された複数の信号検知回路によって検知されることを特徴とする、請求項３４に記載の方法。
37. さらに次の信号検知回路への入力信号を生成するために最後の信号検知回路よりも前の各信号検知回路内で該信号検知回路内への入力信号から検知された通信対象信号を除去するステップを備える、請求項３６に記載の方法。
38. さらに２つ以上の通信対象信号を併せて検知するステップを備える、請求項２２に記載の方法。
39. さらに受信したスペクトラム拡散信号内に包含されるパイロット信号を逆拡散の前に減じるステップを備える、請求項２２に記載の方法。
40. 前記通信対象信号と既知の干渉信号との間の共分散を前記拡散符号相関に基づいて計算するステップは、逆拡散値の共分散の評価を含むことを特徴とする、請求項２３に記載の方法。
41. 前記通信対象信号と既知の干渉信号との間の共分散を前記拡散符号相関に基づいて計算するステップは、障害共分散の評価を含むことを特徴とする、請求項２３に記載の方法。

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