JP2007312533A - Controller of induction motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体電力変換装置によって誘導電動機を可変速制御する制御装置に関し、詳しくは、1次巻線が複数組の多相巻線から構成される誘導電動機の制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device that performs variable speed control of an induction motor using a semiconductor power conversion device, and more particularly to a control device for an induction motor in which a primary winding includes a plurality of sets of multiphase windings.
図7は、通常の4極の3相誘導電動機の1次巻線構成例を簡略化して示したものである。図示するように、この1次巻線は、巻線3U1,3V1,3W1からなる3相巻線と、同3U2,3V2,3W2からなる3相巻線とをそれぞれ直列接続して構成されている。
FIG. 7 shows a simplified example of the primary winding configuration of a normal four-pole three-phase induction motor. As shown in the figure, this primary winding has a three-phase winding consisting of
一方、大容量の誘導電動機を可変速制御する方法として、誘導電動機の1次巻線を複数組の3相巻線に分割して多重巻線構成とし、各組の3相巻線に複数のインバータからそれぞれ給電する方法が知られている。
その一例として、図8は2多重巻線の構成例を示しており、この例では、図7に示した2組の3相巻線3U1,3V1,3W1及び3U2,3V2,3W2を個別に端子に引き出し、2台のインバータによって個別に3相電流を供給している。
On the other hand, as a method for variable speed control of a large-capacity induction motor, the primary winding of the induction motor is divided into a plurality of sets of three-phase windings to form a multiple winding configuration, and each set of three-phase windings includes a plurality of A method of supplying power from each inverter is known.
As an example, FIG. 8 shows a configuration example of two multiple windings. In this example, two sets of three-
この場合、各巻線の電流は図7と同じであり、巻線3U1,3U2、巻線3V1,3V2、巻線3W1,3W2の各電流は、それぞれ同じ大きさ、同じ位相を持った電流に制御される。電動機容量の製作限界に比べてインバータ容量の製作限界は低いので、このような多重巻線構成を採用すると、比較的容易に大容量の駆動装置を製作できる利点がある。
In this case, the currents of the respective windings are the same as in FIG. 7, and the respective currents of the
次に、図9は、図8に示したような2多重巻線の3相誘導電動機3を2台のインバータ2A,2Bにより駆動する従来の駆動装置を示している。
図9の主回路において、三相電源系統に接続されたダイオード整流器1は、交流入力電力を直流電力に変換する。直流中間回路には第1,第2の3相インバータ2A,2Bが並列に接続され、その出力側に2多重巻線の3相誘導電動機3が接続されている。電動機3の回転子には速度検出器4が接続されている。また、2台のインバータ2A,2Bの出力側には、電流検出器5A,5Bがそれぞれ接続されており、各検出器5A,5Bはインバータ2A,2Bの出力電流(電動機3の多重巻線の電流)Ia1,Ib1,Ic1とIa2,Ib2,Ic2とを検出する。
Next, FIG. 9 shows a conventional driving device for driving the two-phase multi-winding three-
In the main circuit of FIG. 9, the
図9において、破線で囲んだ部分は制御装置100Aのブロック図であり、ベクトル制御の例を示している。なお、ベクトル制御の詳細な内容に関しては、例えば非特許文献1に記載されている。
制御装置100A内の速度調節器6は、速度指令値ω*と速度検出器4からの速度検出値ωとの偏差を増幅して、トルク指令値T*を出力する。磁化電流演算器7は、磁束指令値Φ*と電動機3の等価回路定数とから磁化電流指令値IM *を演算する。除算器8は、トルク指令値T*を磁束指令値Φ*により除算してトルク電流指令値IT *を演算する。
In FIG. 9, a portion surrounded by a broken line is a block diagram of the
The speed adjuster 6 in the
すべり周波数演算器9は、磁束指令値Φ*とトルク電流指令値IT *とから、すべり周波数ωslを演算する。加算器10は、ωslとωとを加算して1次角周波数ω1を演算する。積分器11は、ω1を積分して電動機3の固定子巻線(1次巻線)に対する磁束位相θ1を演算する。座標変換器12は、IM *及びIT *の座標軸をθ1だけ回転させて、固定座標系の電流指令値Iα *,Iβ *を演算する。2相/3相変換器13は、Iα *,Iβ *から3相の電流指令Ia *,Ib *,Ic *を演算する。
The slip frequency calculator 9 calculates a slip frequency ω sl from the magnetic flux command value Φ * and the torque current command value I T * . The
電流調節器14Aは、インバータ2Aから出力される3相電流Ia1,Ib1,Ic1がそれぞれIa *,Ib *,Ic *に一致するようにフィードバック制御を行う。また、電流調節器14Bは、インバータ2Bから出力される第2組の3相電流Ia2,Ib2,Ic2がそれぞれIa *,Ib *,Ic *に一致するようにフィードバック制御を行う。
PWM演算器15A,15Bは、それぞれ電流調節器14A,14Bの出力をパルス幅制御して駆動パルスを生成し、インバータ2A,2Bをオン・オフ制御する。
The
The
さて、電動機を加速する場合や一般の運転時には、インバータは直流を交流に電力変換して電動機を駆動する。しかるに、電動機を急速に減速させる場合には、電動機は制動トルクを出力する必要がある。この制動トルクを得るためには、電動機に蓄積された運動エネルギーを何らかの方法によって吸収する必要がある。 Now, when accelerating the motor or during normal operation, the inverter converts the direct current into alternating current to drive the motor. However, when the motor is decelerated rapidly, the motor needs to output a braking torque. In order to obtain this braking torque, it is necessary to absorb the kinetic energy accumulated in the electric motor by some method.
運動エネルギーを吸収する一つの方法としては、電動機やインバータの損失により運動エネルギーを熱として消費する方法がある。他の方法としては、電動機の運動エネルギーをインバータの動作により直流中間回路に電気エネルギーとして吸収する方法がある。 As one method of absorbing kinetic energy, there is a method of consuming kinetic energy as heat due to loss of an electric motor or an inverter. As another method, there is a method in which the kinetic energy of the motor is absorbed as electric energy in the DC intermediate circuit by the operation of the inverter.
しかるに、図9において直流中間回路に接続されたダイオード整流器1は、その原理上、電源系統に電力を回生できないので、吸収された電力によって直流中間回路の電圧が異常に上昇し、インバータ2A,2Bやダイオード整流器1が過電圧により破損される問題がある。このため、電動機3やインバータ2A,2Bの損失により制動トルクを発生する方法をとることになるが、その場合には制動トルクを電動機3やインバータ2A,2Bの損失以上には発生させることができないので、減速時間が長くなるという別の問題がある。
However, since the
そこで、例えば特許文献1では、誘導電動機のV/f制御において、インバータの出力電圧と出力周波数との比を、減速時に加速時よりも大きくなるように制御することにより、減速時では許容範囲内で過励磁状態として電動機損失を増大させている。
また、特許文献2では、直流中間回路に回生電力(または回生電流)検出器を設け、電動機の制動時に回生電力(または回生電流)検出値に応じてインバータの出力電圧指令値を増加させ、電動機の過励磁により許容範囲内において電動機損失を増大させている。
更に、特許文献3では、誘導電動機が減速運転するときに、インバータが各相異なった搬送波によりPWM制御を行うことにより、電動機の高調波損失を増大させている。
また、先願に係る特願2005−245537号(本願の出願時において未だ出願公開されていない)では、オープン巻線をもつ誘導電動機において、制動時にゼロ相電流を流すことにより誘導電動機の損失を増大させている。
Therefore, for example, in
Further, in
Further, in
Further, in Japanese Patent Application No. 2005-245537 (not yet published at the time of filing of the present application) related to the prior application, in an induction motor having an open winding, the loss of the induction motor is reduced by flowing a zero-phase current during braking. It is increasing.
上述した特許文献1〜3に記載された従来技術、及び、特願2005−245537号に係る先願発明は、電動機等の損失により制動トルクを発生させて減速時間を短縮するという点で、本発明と同一の課題を有している。
しかし、特許文献1,2に記載された過励磁により電動機損失を増大する方法では、電動機の磁束を増大させるために固定子と回転子との間に働く電磁吸引力が大きくなると共に、磁気飽和による磁束の歪みも増大する。この結果、電動機の異常な振動や騒音発生の原因となるため、損失の増大効果に限界がある。
特許文献3に記載された従来技術では、電動機に高調波電流を流すことになるので、電動機のトルクリプルが増大し、上記と同様な問題が生じる。
また、先願発明ではゼロ相電流を流すことが必要であるため、電動機の巻線はオープン巻線など特殊な条件でしか適用することができない。
The prior art described in
However, in the method of increasing the motor loss by overexcitation described in
In the prior art described in
In the prior invention, since it is necessary to flow a zero-phase current, the winding of the motor can be applied only under special conditions such as an open winding.
そこで、本発明の解決課題は、千kW級以上の大容量可変速駆動において多く適用されている多重巻線電動機を対象として、磁束や高調波電流を増加する方法によらず、電動機やインバータの損失を広範囲に制御して制動トルクの増大、減速時間の短縮を可能にした誘導電動機の制御装置を提供することにある。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is that for a multi-winding motor that is often applied in a large capacity variable speed drive of 1,000 kW class or more, regardless of a method of increasing magnetic flux or harmonic current, An object of the present invention is to provide a control device for an induction motor capable of increasing braking torque and shortening deceleration time by controlling loss over a wide range.
上記課題を解決するため、請求項1記載の発明は、1次巻線が2組の多相巻線から構成される誘導電動機を半導体電力変換装置により可変速制御する誘導電動機の制御装置において、
前記2組の多相巻線の電流をそれぞれ独立に制御する手段と、
前記2組の多相巻線の電流の間に所定の位相差を持たせるための電流位相制御手段と、を備えたものである。
In order to solve the above-described problem, an invention according to
Means for independently controlling the currents of the two sets of multiphase windings;
Current phase control means for providing a predetermined phase difference between the currents of the two sets of multiphase windings.
請求項2記載の発明は、請求項1に記載した誘導電動機の制御装置において、
2組の多相巻線に共通した電流位相基準となる基準位相を有し、
前記電流位相制御手段は、
第1組の多相巻線の電流位相を、前記基準位相から所定のオフセット角度を減算した位相に制御し、かつ、第2組の多相巻線の電流位相を、前記基準位相に前記オフセット角度を加算した位相に制御するものである。
The invention according to
It has a reference phase that is a current phase reference common to two sets of multiphase windings,
The current phase control means includes
The current phase of the first set of multiphase windings is controlled to a phase obtained by subtracting a predetermined offset angle from the reference phase, and the current phase of the second set of multiphase windings is offset to the reference phase. The phase is controlled by adding the angles.
請求項3記載の発明は、1次巻線が偶数組の多相巻線から構成される誘導電動機を半導体電力変換装置により可変速制御する誘導電動機の制御装置において、
1次巻線が偶数組の多相巻線から構成される誘導電動機の制御装置において、
前記偶数組の多相巻線の電流をそれぞれ独立に制御する手段と、
前記偶数組の多相巻線を更に第1群と第2群とに分割し、第1群の多相巻線の電流と第2群の多相巻線の電流との間に所定の位相差を持たせるための電流位相制御手段と、
を備えたものである。
The invention according to
In the induction motor control device in which the primary winding is composed of an even number of multiphase windings,
Means for independently controlling the currents of the even-numbered multiphase windings;
The even-numbered set of multiphase windings is further divided into a first group and a second group, and a predetermined level is set between a current of the first group of multiphase windings and a current of the second group of multiphase windings. Current phase control means for providing a phase difference;
It is equipped with.
請求項4記載の発明は、請求項3に記載した誘導電動機の制御装置において、
各組の多相巻線に共通した電流位相基準となる基準位相を有し、
前記電流位相制御手段は、
第1群の多相巻線の電流位相を、前記基準位相から所定のオフセット角度を減算した位相に制御し、かつ、第2群の多相巻線の電流位相を、前記基準位相に前記オフセット角度を加算した位相に制御するものである。
According to a fourth aspect of the present invention, in the induction motor control device according to the third aspect,
It has a reference phase that is a current phase reference common to each set of multiphase windings,
The current phase control means includes
The current phase of the first group of multiphase windings is controlled to a phase obtained by subtracting a predetermined offset angle from the reference phase, and the current phase of the second group of multiphase windings is offset to the reference phase. The phase is controlled by adding the angles.
請求項5記載の発明は、請求項1〜4の何れか1項に記載した誘導電動機の制御装置において、
前記誘導電動機が制動状態である場合のみ前記電流位相制御手段を動作させ、前記誘導電動機が駆動状態である場合には全ての組の多相巻線の電流位相を同相に制御する手段を備えたものである。
Invention of
The current phase control means is operated only when the induction motor is in a braking state, and when the induction motor is in a driving state, there is provided means for controlling the current phases of all sets of multiphase windings to be in phase. Is.
請求項6記載の発明は、請求項2または4に記載した誘導電動機の制御装置において、
各組の多相巻線の電流指令値に前記オフセット角度の余弦の逆数のゲインを乗じるものである。
The invention according to
The current command value of each set of multiphase windings is multiplied by the gain of the reciprocal of the cosine of the offset angle.
請求項1に係る発明では、2組の多相巻線をもつ2多重巻線の誘導電動機において、2組の多相巻線の電流に所定の位相差を持たせ、また、請求項3に係る発明では、偶数組の多相巻線をもつ多重巻線の誘導電動機において、偶数組の多相巻線を第1群と第2群とに分割して両群の多相巻線の電流に所定の位相差を持たせるものである。
従って、従来技術のように磁束や高調波電流を増大させることなく誘導電動機の1次電流を増加させて電動機及びインバータの損失を大きくすることができる。
これにより、交流電源に電力を回生しなくても大きな制動トルクが得られるため、電動機を速やかに減速することが可能になる。
In the invention according to
Therefore, the loss of the motor and the inverter can be increased by increasing the primary current of the induction motor without increasing the magnetic flux and the harmonic current as in the prior art.
As a result, a large braking torque can be obtained without regenerating power to the AC power supply, and therefore the electric motor can be quickly decelerated.
請求項2に係る発明では第1組、第2組の多相巻線の電流位相を、また、請求項4に係る発明では第1群、第2群の多相巻線の電流位相を対象として、基準位相にオフセット角度をそれぞれ加算または減算した値に制御するため、制御特性を対称にすることができる。
The invention according to
請求項5に係る発明によれば、電動機が制動状態である場合にのみ、各組または各群の電流に位相差を持たせて電動機等の損失を増加させ、電動機が駆動状態である場合には、各組または各群の電流を同相にして電動機等の損失を増加させない制御が可能になるため、高効率な運転を行うことができる。 According to the fifth aspect of the present invention, only when the motor is in a braking state, the current of each set or group has a phase difference to increase the loss of the motor and the like, and when the motor is in a driving state. Since it becomes possible to perform control without increasing the loss of the electric motor or the like by making the current of each group or each group in phase, it is possible to perform highly efficient operation.
請求項6に係る発明によれば、電流指令値にオフセット角度の余弦の逆数で与えられるゲインを乗じることにより、複数組の磁化電流を合成した磁化電流値は磁化電流指令値に一致し、複数組のトルク電流を合成したトルク電流値はトルク電流指令値に一致するので、制御系のループゲインを一定にして安定した運転が行えるという効果がある。
According to the invention of
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図1は本発明の第1実施形態を示す構成図である。図1において、主回路の構成は図9に示した従来技術と同一であるため、説明を省略する。また、誘導電動機3の多重巻線は、図8と同様に2組の3相巻線3U1,3V1,3W1及び3U2,3V2,3W2からなる2多重巻線であるものとする。
また、図1に破線で囲んだ制御装置100において、図9と同一の部分については図示を省略してある。以下、本実施形態における特徴的な部分を中心に説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the configuration of the main circuit is the same as that of the prior art shown in FIG. Further, the multiple winding of the
Further, in the
この実施形態では、図9と異なって一対の座標変換器12A,12B及び2相/3相変換器13A,13Bが設けられている。また、加算器16が追加されており、この加算器16により基準位相θ1とオフセット角度Δθ1とを加算して角度信号θ1Bを演算するようになっている。なお、座標変換器12A,12B、加算器16、基準位相θ1、オフセット角度Δθ1及び角度信号θ1B等は、請求項1における電流位相制御手段を構成している。
この制御装置100の構成を、更に具体的に説明する。
In this embodiment, unlike FIG. 9, a pair of coordinate converters 12A and 12B and two-phase / 3-
The configuration of the
座標変換器12Aは、IM *及びIT *の座標軸をθ1だけ回転させて、第1のインバータ2A側の固定座標系の電流指令値Iα1 *,Iβ1 *を演算する。2相/3相変換器13Aは、Iα1 *,Iβ1 *から3相の電流指令Ia1 *,Ib1 *,Ic1 *を演算する。電流調節器14Aは、第1のインバータ2A側の3相電流(第1組の3相巻線3U1,3V1,3W1の電流)Ia1,Ib1,Ic1がそれぞれIa1 *,Ib1 *,Ic1 *に一致するようにフィードバック制御を行う。
The coordinate converter 12A rotates the coordinate axes of I M * and I T * by θ 1 to calculate current command values I α1 * and I β1 * of the fixed coordinate system on the
一方、座標変換器12Bは、IM *及びIT *の座標軸を、加算器16から出力されるθ1B(=θ1+Δθ1)だけ回転させて、第2のインバータ2B側の固定座標系の電流指令値Iα2 *,Iβ2 *を演算する。2相/3相変換器13Bは、Iα2 *,Iβ2 *から3相の電流指令Ia2 *,Ib2 *,Ic2 *を演算する。電流調節器14Bは、第2のインバータ2B側の3相電流(第2組の3相巻線3U2,3V2,3W2の電流)Ia2,Ib2,Ic2がそれぞれIa2 *,Ib2 *,Ic2 *に一致するようにフィードバック制御を行う。
これらの制御により、第1,第2のインバータ2A,2Bの出力電流Ia1,Ib1,Ic1及びIa2,Ib2,Ic2は、それぞれθ1Bとθ1との差であるΔθ1だけ位相差をもった電流となる。
On the other hand, the coordinate converter 12B rotates the coordinate axes of I M * and I T * by θ 1B (= θ 1 + Δθ 1 ) output from the
With these controls, the output currents I a1 , I b1 , I c1 and I a2 , I b2 , I c2 of the first and
ここで、図2は第1,第2のインバータ2A,2Bの出力電流(例えばIa1,Ia2,)の位相が異なる場合の電動機巻線の起磁力への影響を説明するための図である。簡単のため、1相分としてU1相(Ia1が流れる相)の巻線3U1とU2相(Ia2が流れる相)の巻線3U2との結線状態を示している。この例では隣極接続と呼ばれる巻線構成を採用しており、U1相とU2相すなわち巻線3U1と3U2とは互いに近接している。
電動機巻線の起磁力はIa1とIa2との合成電流によって決まるため、Ia1とIa2との位相差Δθ1に起因してそれぞれの瞬時値が異なっていても磁束分布に歪みは発生せず、異常な振動や騒音が発生するおそれはない。
Here, FIG. 2 is a diagram for explaining the influence on the magnetomotive force of the motor winding when the phases of the output currents (for example, I a1 , I a2 ) of the first and
Since the magnetomotive force of the motor windings determined by the combined current of I a1 and I a2, distortion in the magnetic flux distribution have different respective instantaneous value due to the phase difference [Delta] [theta] 1 between the I a1 and I a2 is generated There is no risk of abnormal vibration or noise.
また、同一のトルクを得たい場合(トルク電流指令値IT *が同一である場合)、本実施形態のように第1,第2のインバータ2A,2Bの出力電流に位相差を持たせれば、これらの電流が同位相である場合に比べて合成電流を大きくすることができる。従って、電動機3及びインバータ2A,2Bの損失を増大させ、交流電源に電力を回生しなくても大きな制動トルクを得て電動機3を速やかに減速することができる。
Further, when it is desired to obtain the same torque (when the torque current command value I T * is the same), if the output currents of the first and
次に、図3は本発明の第2実施形態を示す構成図である。
この実施形態の主回路構成は図1と同様であるため、図3では制御装置110の構成のみを示している。なお、図1と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図3において、座標変換器12A,12B、減算器16A、加算器16B、基準位相θ1、オフセット角度Δθ1及び角度信号θ1A,θ1B等は、請求項2における電流位相制御手段を構成している。
Next, FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
Since the main circuit configuration of this embodiment is the same as that of FIG. 1, only the configuration of the
3, the coordinate converters 12A and 12B, the subtractor 16A, the
第1実施形態では、座標変換器の入力部の角度信号が、第2のインバータ2B側の座標変換器12Bにのみ基準位相θ1にオフセット角度Δθ1を加算した信号θ1Bを用い、第1のインバータ2A側の座標変換器12Aの角度信号はθ1である。このため、第2のインバータ2B側のIM *,IT *に対してのみ信号θ1Bが寄与して変化を生じさせ、過渡的には上記変化を第1のインバータ2A側で補償しなくてはならないので、制御特性に対称性がなく、制御性能が悪化するという問題がある。
In the first embodiment, the angle signal of the input unit of the coordinate converter uses the signal θ 1B obtained by adding the offset angle Δθ 1 to the reference phase θ 1 only to the coordinate converter 12B on the second inverter 2B side, the angle signal of the coordinate converter 12A of the
そこで、第2実施形態では、図3に示すように減算器16Aと加算器16Bとを備え、第1のインバータ2A側については、減算器16Aにより基準位相θ1からオフセット角度Δθ1を減算し、その減算値θ1Aを用いてIM *,IT *を座標変換器12Aにより座標変換し、電流指令値Iα1 *,Iβ1 *を演算する。
一方、第2のインバータ2B側については、加算器16Bにより基準位相θ1にオフセット角度Δθ1を加算し、その加算値θ1Bを用いてIM *,IT *を座標変換器12Bにより座標変換し、電流指令値Iα2 *,Iβ2 *を演算する。その他の制御内容は図1と同様であるため、説明を省略する。
In the second embodiment, and a subtractor 16A and the
On the other hand, the second inverter 2B side, by adding an offset angle [Delta] [theta] 1 to the reference phase theta 1 by the
図4は、このようにして得られた第1のインバータ2A側の電流指令値Iα1 *,Iβ1 *に相当する磁化電流IM1及びトルク電流IT1、第2のインバータ2B側の電流指令値Iα2 *,Iβ2 *に相当する磁化電流IM2及びトルク電流IT2、これらの合成値である磁化電流IM及びトルク電流ITを示すベクトル図である。ここでは、前記オフセット角度Δθ1を60度としてある。
FIG. 4 shows the magnetizing current I M1 and torque current I T1 corresponding to the current command values I α1 * and I β1 * on the
通常は、IM1及びIM2の絶対値の単純加算値がIMとなり、IT1及びIT2の絶対値の単純加算値がITになるのに対し、本実施形態では、IMの絶対値はIM1及びIM2の絶対値にそれぞれ等しく、ITの絶対値はIT1及びIT2の絶対値にそれぞれ等しくなる。
このため、図4の場合には、通常の制御に比べて同一のトルクを得るのに2倍の電流が必要になる。電動機の損失として銅損が支配的であるとすると、銅損は電流の2乗に比例するので、同一のトルクに対しては損失は4倍に増加する。従って、この損失の分だけ制動トルクを増加させることができ、電動機3を速やかに減速することができる。
また、図4から明らかなように、IM1,IM2はIMに対して、IT1,IT2はITに対して、それぞれ同じだけ寄与することになるので、第1のインバータ2A側と第2のインバータ2B側とで制御特性が対称になり、制御性能を向上させることができる。
Normally, the simple addition value of the absolute values of I M1 and I M2 is I M , and the simple addition value of the absolute values of I T1 and I T2 is I T , whereas in this embodiment, the absolute value of I M the value is equal respectively to the absolute value of I M1 and I M2, the absolute value of I T is equal respectively to the absolute value of I T1 and I T2.
For this reason, in the case of FIG. 4, twice as much current is required to obtain the same torque as compared with the normal control. If the copper loss is dominant as the loss of the electric motor, the copper loss is proportional to the square of the current, so the loss increases four times for the same torque. Therefore, the braking torque can be increased by this loss, and the
Further, as is apparent from FIG. 4, I M1 and I M2 contribute to I M and I T1 and I T2 contribute to the same amount of I T respectively. Therefore, the
次いで、本発明の第3,第4実施形態を図5に基づいて説明する。
第3,第4実施形態は、2多重巻線を超える数(組数)の多重巻線を備えた誘導電動機を対象とし、多重数が偶数である場合の制御装置に関するものであり、図5は4多重巻線の誘導電動機を対象とした制御装置120を示している。
Next, third and fourth embodiments of the present invention will be described with reference to FIG.
The third and fourth embodiments are directed to an induction motor having multiple windings exceeding the number of two multiple windings (the number of sets), and relates to a control device when the number of multiplexing is an even number. Shows a
これらの実施形態では、偶数組(この例では4組)の多重巻線を第1群と第2群に分割する。第1群の電流指令値Ia1 *〜Ic1 *及び第2群の電流指令値Ia2 *〜Ic2 *を演算するまでの構成は、第2実施形態と同様であるため説明を省略する。
第1群の電流指令値Ia1 *〜Ic1 *は電流調節器14A1,14A2に入力され、第2群の電流指令値Ia2 *〜Ic2 *は電流調節器14B1,14B2に入力される。これらの電流調節器14A1,14A2,14B1,14B2は、制御対象としての誘導電動機の電流である4組の電流Ia11〜Ic11,Ia12〜Ic12,Ia21〜Ic21,Ia22〜Ic22をそれぞれフィードバック制御する。
このとき、第2実施形態と同様に、座標変換器12Aに入力される角度信号θ1Aは基準位相θ1からオフセット角度Δθ1を減算した信号であり、座標変換器123Bに入力される角度信号θ1Bは基準位相θ1にオフセット角度Δθ1を加算した信号となっている。
In these embodiments, an even number of sets (4 sets in this example) of multiple windings are divided into a first group and a second group. Since the configuration until calculating the current command values I a1 * to I c1 * of the first group and the current command values I a2 * to I c2 * of the second group is the same as that of the second embodiment, the description thereof is omitted. .
The first group current command values I a1 * to I c1 * are input to the
At this time, as in the second embodiment, the angle signal θ 1A input to the coordinate converter 12A is a signal obtained by subtracting the offset angle Δθ 1 from the reference phase θ 1 , and the angle signal input to the coordinate converter 123B. θ 1B is a signal obtained by adding the offset angle Δθ 1 to the reference phase θ 1 .
上記のように、誘導電動機の4組以上の多重巻線を第1群及び第2群に分割した場合に、第1群の多重巻線に流す電流の位相を、基準位相θ1から所定のオフセット角度Δθ1を減算した値に制御すると共に、第2群の多重巻線に流す電流の位相を、基準位相θ1に所定のオフセット角度Δθ1を加算した値に制御することにより、第1群、第2群の多重巻線の電流に所定の位相差を持たせる着想が、請求項4の発明の実施形態に相当する。
また、図5における減算器16Aまたは加算器16Bの何れか一方を省略し、第1群、第2群の何れか一方の群の多重巻線に流す電流の位相のみを所定のオフセット角度Δθ1の減算または加算によって制御することにより、他方の群の多重巻線に流す電流との間に所定の位相差を持たせる着想が、請求項3の発明の実施形態に相当する。
As described above, when four or more sets of multiple windings of the induction motor are divided into the first group and the second group, the phase of the current flowing through the multiple windings of the first group is determined from the reference phase θ 1 to a predetermined value. By controlling to a value obtained by subtracting the offset angle Δθ 1 and controlling the phase of the current flowing through the second group of multiple windings to a value obtained by adding a predetermined offset angle Δθ 1 to the reference phase θ 1 , The idea of giving a predetermined phase difference to the currents of the group and second group multiple windings corresponds to an embodiment of the invention of
Further, either one of the subtractor 16A and the
次いで、本発明の第5,第6実施形態を図6に基づいて説明する。
まず、第5実施形態は、誘導電動機の制動状態、駆動状態を判別して制動状態の場合にのみ、上述した第1〜第4実施形態による電流位相の制御動作を行わせるようにしたものである。
Next, fifth and sixth embodiments of the present invention will be described with reference to FIG.
First, in the fifth embodiment, the current phase control operation according to the first to fourth embodiments described above is performed only when the braking state and the driving state of the induction motor are discriminated and in the braking state. is there.
図6は、第1〜第4実施形態における磁化電流指令値IM *、トルク電流指令値IT *及びオフセット角度Δθ1を生成するためのブロック図である。
図6において、乗算器17はトルク指令値T*と電動機3の速度検出値ωとを乗算して電動機3の出力Poを演算し、関数器18に入力する。Poが正であれば電動機3は駆動状態にあり、Poが負であれば電動機3は制動状態にあるため、関数器18はPoの正負に応じて駆動状態、制動状態を判別し、駆動状態ではオフセット角度Δθ1=0を、制動状態ではオフセット角度Δθ1≠0を出力する。
FIG. 6 is a block diagram for generating the magnetizing current command value I M * , the torque current command value I T *, and the offset angle Δθ 1 in the first to fourth embodiments.
In FIG. 6, the
すなわち、電動機3が制動状態である場合にのみ所定の値を持つオフセット角度Δθ1が出力されることにより、第1〜第4実施形態におけるオフセット角度Δθ1の加算または減算が有効になり、2組または2群の電流に位相差を持たせる制御が可能になる。
上記の構成が、請求項5の発明の実施形態に相当する。
That is, the offset angle Δθ 1 having a predetermined value is output only when the
The above configuration corresponds to an embodiment of the invention of
次に、請求項6の発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態は、前述した第2または第4実施形態に適用されるものである。
図6において、余弦関数器19は関数器18から出力されるΔθ1の余弦cos(Δθ1)を演算する。除算器8は、トルク指令値T*を磁束指令値Φ*により除算して第1のトルク電流指令値IT **を演算する。後段の除算器20は、このIT **をcos(Δθ1)により除算して第2のトルク電流指令値(最終的なトルク電流指令値)IT *を演算する。
また、磁束指令値Φ*は磁化電流演算器7により第1の磁化電流指令値IM **に変換され、除算器21は、第1の磁化電流指令値IM **をcos(Δθ1)により除算して第2の磁化電流指令値(最終的な磁化電流指令値)IM *を演算する。
Next, an embodiment of the invention of
6, the
Further, the magnetic flux command value Φ * is converted into the first magnetization current command value I M ** by the magnetization
上記の構成は、トルク電流指令値及び磁化電流指令値にcos(Δθ1)の逆数のゲインをそれぞれ乗算することに相当しており、図4に示した関係から、複数組の磁化電流を合成した磁化電流値は磁化電流指令値IM *に一致し、複数組のトルク電流を合成したトルク電流値はトルク電流指令値IT *に一致するので、制御系のループゲインを一定にでき、安定した運転を行うことができる。 The above configuration is equivalent to multiplying the torque current command value and the magnetizing current command value by a gain of the reciprocal of cos (Δθ 1 ), and a plurality of sets of magnetizing currents are synthesized from the relationship shown in FIG. Since the magnetized current value matches the magnetized current command value I M * , and the torque current value obtained by combining a plurality of sets of torque currents matches the torque current command value I T * , the loop gain of the control system can be made constant, Stable operation can be performed.
1:ダイオード整流器
2A,2B:3相インバータ
3:誘導電動機
3U1,3U2,3V1,3V2,3W1,3W2:巻線
4:速度検出器
5A,5B:電流検出器
7:磁化電流演算器
8,20,21:除算器
10,16,16B:加算器
11:積分器
12A,12B:座標変換器
13A,13B:2相/3相変換器
14A,14B,14A1,14B1,14A2,14B2:電流調節器
15A,15B,15A1,15B1,15A2,15B2:PWM演算器
16A:減算器
17:乗算器
18:関数器
19:余弦関数器
100,110,120:制御装置
1: a
Claims (6)
前記2組の多相巻線の電流をそれぞれ独立に制御する手段と、
前記2組の多相巻線の電流の間に所定の位相差を持たせるための電流位相制御手段と、
を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In a control device for an induction motor in which an induction motor whose primary winding is composed of two sets of multiphase windings is variable-speed controlled by a semiconductor power converter,
Means for independently controlling the currents of the two sets of multiphase windings;
Current phase control means for giving a predetermined phase difference between the currents of the two sets of multiphase windings;
An induction motor control apparatus comprising:
2組の多相巻線に共通した電流位相基準となる基準位相を有し、
前記電流位相制御手段は、
第1組の多相巻線の電流位相を、前記基準位相から所定のオフセット角度を減算した位相に制御し、かつ、第2組の多相巻線の電流位相を、前記基準位相に前記オフセット角度を加算した位相に制御することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the induction motor control device according to claim 1,
It has a reference phase that is a current phase reference common to two sets of multiphase windings,
The current phase control means includes
The current phase of the first set of multiphase windings is controlled to a phase obtained by subtracting a predetermined offset angle from the reference phase, and the current phase of the second set of multiphase windings is offset to the reference phase. A control device for an induction motor, wherein the control is performed to a phase obtained by adding angles.
前記偶数組の多相巻線の電流をそれぞれ独立に制御する手段と、
前記偶数組の多相巻線を更に第1群と第2群とに分割し、第1群の多相巻線の電流と第2群の多相巻線の電流との間に所定の位相差を持たせるための電流位相制御手段と、
を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In an induction motor control device for variable-speed control of an induction motor whose primary winding is composed of an even number of multiphase windings by means of a semiconductor power converter,
Means for independently controlling the currents of the even-numbered multiphase windings;
The even-numbered set of multiphase windings is further divided into a first group and a second group, and a predetermined level is set between a current of the first group of multiphase windings and a current of the second group of multiphase windings. Current phase control means for providing a phase difference;
An induction motor control apparatus comprising:
各組の多相巻線に共通した電流位相基準となる基準位相を有し、
前記電流位相制御手段は、
第1群の多相巻線の電流位相を、前記基準位相から所定のオフセット角度を減算した位相に制御し、かつ、第2群の多相巻線の電流位相を、前記基準位相に前記オフセット角度を加算した位相に制御することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the induction motor control device according to claim 3,
It has a reference phase that is a current phase reference common to each set of multiphase windings,
The current phase control means includes
The current phase of the first group of multiphase windings is controlled to a phase obtained by subtracting a predetermined offset angle from the reference phase, and the current phase of the second group of multiphase windings is offset to the reference phase. A control device for an induction motor, wherein the control is performed to a phase obtained by adding angles.
前記誘導電動機が制動状態である場合のみ前記電流位相制御手段を動作させ、前記誘導電動機が駆動状態である場合には全ての組の多相巻線の電流位相を同相に制御する手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the control apparatus for the induction motor according to any one of claims 1 to 4,
The current phase control means is operated only when the induction motor is in a braking state, and when the induction motor is in a driving state, there is provided means for controlling the current phases of all sets of multiphase windings to be in phase. An induction motor control apparatus characterized by the above.
各組の多相巻線の電流指令値に前記オフセット角度の余弦の逆数のゲインを乗じることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 In the induction motor control apparatus according to claim 2 or 4,
A control apparatus for an induction motor, wherein a current command value of each set of multiphase windings is multiplied by a gain that is the reciprocal of the cosine of the offset angle.
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