JP2007300737A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】昇圧回路で発生するリップル電流を少なくすることができる電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】直流電源2と負荷との間に第1及び第2の昇圧回路6A,6Bを並列に接続し、各昇圧回路6A,6Bの出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサCoutを接続する。昇圧回路6A,6Bは、一端が直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、この昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有する。同期制御時には各昇圧回路6A,6Bの第2のスイッチング素子に供給する半周期位相がずれたパルス幅変調信号をパルス幅変調信号生成部7で生成し、非同期制御時には各昇圧回路6A,6Bの第2のスイッチング素子を共にスイッチングオフ制御する。
【選択図】図2
【解決手段】直流電源2と負荷との間に第1及び第2の昇圧回路6A,6Bを並列に接続し、各昇圧回路6A,6Bの出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサCoutを接続する。昇圧回路6A,6Bは、一端が直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、この昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有する。同期制御時には各昇圧回路6A,6Bの第2のスイッチング素子に供給する半周期位相がずれたパルス幅変調信号をパルス幅変調信号生成部7で生成し、非同期制御時には各昇圧回路6A,6Bの第2のスイッチング素子を共にスイッチングオフ制御する。
【選択図】図2
Description
本発明は、直流電源と操舵補助制御部との間及び操舵補助制御部内の何れかに昇圧回路を設けた電動パワーステアリング装置に関する。
この種の電動パワーステアリング装置としては、バッテリ電圧が印加されるコイルLと、同コイルを地絡又は開放するトランジスタQ1と、コイルLの他端側に接続され、オン・オフするトランジスタQ2と、トランジスタQ2の出力側に接続され、コイルLによる出力電圧を平滑するコンデンサC2とを備え、制御装置で、昇圧回路の負荷に応じて、同期制御及び非同期制御を切り分けて動作させるようにした電動パワーステアリング装置が提案されている(例えば、特許文献1参照)。
特開2003−89360号公報
しかしながら、上記特許文献1に記載された従来例にあっては、スイッチング素子としてのトランジスタQ1及びQ2がオンオフスイッチングすることにより、スイッチング周波数のリップル電流が発生し、このリップル電流は、バッテリと昇圧回路間を流れると電磁ノイズになり、車載の音響機器等の電子回路にラジオ雑音として影響を与えるという未解決の課題がある。
この未解決の課題を解決するためには、リップル電流を減らすために、昇圧用リアクトルのインダクタンスを大きくするか、磁化力に対する飽和磁束密度の高い材料を用いなくてはならないことにたるため、コストが嵩むと共に、昇圧回路の構成が大型化してしまうという問題点がある。
また、近年の大型車への電動パワーステアリング装置の搭載により、昇圧回路に流れる電流は80〜100A以上となる場合があるが、昇圧用リアクトルは、この大電流が流れてもインダクタンスの値をある程度以上に保つ(直流重畳電流特性の良い)ようにしないとリップル電流の増加や昇圧回路の損失の増大などの問題がある。
また、近年の大型車への電動パワーステアリング装置の搭載により、昇圧回路に流れる電流は80〜100A以上となる場合があるが、昇圧用リアクトルは、この大電流が流れてもインダクタンスの値をある程度以上に保つ(直流重畳電流特性の良い)ようにしないとリップル電流の増加や昇圧回路の損失の増大などの問題がある。
上記従来例で直流重畳特性を良くするには、リアクトルの形状を大きくするか、磁化力に対する飽和磁束密度の高い材料を用いなくてはいけなくなるため、コストが嵩むと共に、昇圧回路の構成が大型化してしまうという問題点がある。
さらに、昇圧回路の出力側の平滑コンデンサには、スイッチング素子Q1がオフしたときのみ電力が供給されるので、出力電圧リップルが大きくなり、しいてはその電圧を用いてモータを制御するモータ制御で逆起電圧補償を精度よく与えることができないという問題もある。これはモータの応答性やトルクリップルに影響し、そのモータで操舵補助制御を行う操舵補助力を発生させると、運転者に違和感を与えるという問題がある。
そこで、本発明は、昇圧回路で発生するリップル電流を少なくすることができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
さらに、昇圧回路の出力側の平滑コンデンサには、スイッチング素子Q1がオフしたときのみ電力が供給されるので、出力電圧リップルが大きくなり、しいてはその電圧を用いてモータを制御するモータ制御で逆起電圧補償を精度よく与えることができないという問題もある。これはモータの応答性やトルクリップルに影響し、そのモータで操舵補助制御を行う操舵補助力を発生させると、運転者に違和感を与えるという問題がある。
そこで、本発明は、昇圧回路で発生するリップル電流を少なくすることができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、請求項1に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に第1及び第2の昇圧回路を並列に接続し、各昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記第1及び第2の昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、前記第1及び第2の昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルの他端を地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有し、前記パルス幅変調信号生成部は、前記第1及び第2の昇圧回路における第1のスイッチング素子を同一の第1のデューティ比でパルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、且つ前記第1及び第2の昇圧回路における第2のスイッチング素子を同期制御時には同一の第2のデューティ比で前記パルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、非同期制御時には共にスイッチングオフ制御するように構成されていることを特徴としている。
また、請求項2に係る電動トランジスタ装置は、請求項1に係る発明において、前記昇圧リアクトルは、ギャップが不均一に形成されていることを特徴としている。
さらに、請求項3に係る電動パワーステアリング装置は、請求項1に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、ギャップに1段以上の段差が含まれていることを特徴としている。
さらに、請求項3に係る電動パワーステアリング装置は、請求項1に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、ギャップに1段以上の段差が含まれていることを特徴としている。
さらにまた、請求項4に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項1に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、ギャップ内に磁石を備えていることを特徴としている。
なおさらに、請求項5に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項1に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴としている。
なおさらに、請求項5に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項1に係る発明において、前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴としている。
また、請求項6に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に昇圧回路を接続し、当該昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有し、
前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴としている。
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に昇圧回路を接続し、当該昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有し、
前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴としている。
請求項1に係る発明によれば、直流電源と負荷との間に並列に接続した第1及び第2の昇圧回路を、一端が直流電源に接続された昇圧用リアクトルと、この昇圧用リアクトルの他端を地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、昇圧用リアクトルの他端と平滑用コンデンサとの間に接続された第2のスイッチング素子とで構成し、パルス幅変調信号生成部で、第1及び第2の昇圧回路における第1のスイッチング素子を同一の第1のデューティ比でパルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、且つ前記第1及び第2の昇圧回路における第2のスイッチング素子を同期制御時には同一の第2のデューティ比で前記パルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、非同期制御時には共にスイッチングオフ制御するので、第1及び第2の昇圧回路の昇圧用リアクトルで発生するリップル電流の位相が半周期ずれていることにより相殺され、昇圧回路の入力側に流れる電流のリップルを少なくすることができ、ラジオ雑音を低減することができるという効果が得られる。
また、直流電源に流れる電流が2つの昇圧回路に分流されるので、1個の昇圧回路に流れる電流を低減できるので、リアクトルやスイッチング素子などは、コストの高い大電流用を用いることなく安価なリアクトル及びスイッチング素子を適用することができ、製造コストを低減することができるという効果が得られる。
さらに、リップル電流が少ないので、昇圧回路の入力側に構成されるノイズフィルタを小型化且つ高寿命化することができるという効果が得られる。
さらに、リップル電流が少ないので、昇圧回路の入力側に構成されるノイズフィルタを小型化且つ高寿命化することができるという効果が得られる。
また、請求項6に係る発明によれば、昇圧用リアクトルに昇圧用コイルとバイアス調整用コイルとを設けるようにしたので、バイアス調整用コイルを用いてリアクトルに発生する磁束に対して逆方向の磁束を予め決めた量だけバイアスすることができ、バイアス調整用コイルを用いない同一コア材に対して大電流時のインダクタンスを大きくできるので、リップル電流を低減することができるという効果が得られる。
次に、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は本発明の第1の実施形態を示す概略構成図である。
図中、1は電動パワーステアリング装置であって、この電動パワーステアリング装置1は、バッテリ2から出力されるバッテリ電力がスイッチング電源回路4に供給され、このスイッチング電源回路4で昇圧された昇圧された昇圧出力が操舵補助力を発生する車載用モータ21を駆動するモータ駆動手段としてのモータ駆動回路20に入力されている。このモータ駆動回路20には、バッテリ2のバッテリ電力が制御用電力として供給されていると共に、モータ駆動回路20とスイッチング電源回路4との間にデータ通信を行う通信手段としての通信回線WLが配設されている。
図1は本発明の第1の実施形態を示す概略構成図である。
図中、1は電動パワーステアリング装置であって、この電動パワーステアリング装置1は、バッテリ2から出力されるバッテリ電力がスイッチング電源回路4に供給され、このスイッチング電源回路4で昇圧された昇圧された昇圧出力が操舵補助力を発生する車載用モータ21を駆動するモータ駆動手段としてのモータ駆動回路20に入力されている。このモータ駆動回路20には、バッテリ2のバッテリ電力が制御用電力として供給されていると共に、モータ駆動回路20とスイッチング電源回路4との間にデータ通信を行う通信手段としての通信回線WLが配設されている。
ここで、車載用モータ21は、例えば3相交流駆動されるブラシレスモータで構成され、電動パワーステアリング装置の操舵補助トルクを発生する操舵補助力発生用モータとして動作する。この車載用モータ21は、ステアリングホイール22が接続されたステアリングシャフト23に減速機構24を介して連結され、このステアリングシャフト23がラックピニオン機構25に連結され、このラックピニオン機構25がタイロッド等の連結機構26を介して左右の転舵輪27に連結されている。ここで、ステアリングホイール22、ステアリングシャフト23、ラックピニオン機構25、連結機構26及び転舵輪27で操舵系が構成されている。
そして、ステアリングシャフト23には、ステアリングホイール22に入力された操舵トルクを検出する操舵トルクセンサ28が配設されていると共に、車載用モータ21にはモータ回転角を検出するレゾルバ29が配設され、操舵トルクセンサ28で検出した操舵トルク検出信号及びレゾルバ29で検出したモータ回転角検出信号がモータ駆動回路20へ入力されている。
スイッチング電源回路4は、図2に示すように、バッテリ2の正極側端子2pに一端が接続されたノーマルモードコイルLinと、このノーマルモードコイルLinの他端と接地との間に接続された入力側コンデンサCinと、ノーマルモードコイルLinと入力側コンデンサCinとの接続点Pinと出力端子5との間に並列接続された第1及び第2の昇圧回路6A及び6Bと、これら昇圧回路6A及び6Bの出力側の接続点Poutと接地との間に接続された平滑用コンデンサCoutと、第1及び第2の昇圧回路6A及び6Bにパルス幅変調信号PWMa1、PWMa2及びPWMb1、PWMb2を供給するパルス幅変調信号生成部7とで構成されている。
第1の昇圧回路6Aは、一端がノーマルモードコイルLinを介してバッテリ2の正極側端子2pに接続された昇圧用リアクトルLaと、この昇圧用リアクトルLaの他端側と接地との間に接続された第1のスイッチング素子としての電界効果トランジスタFETa1と、昇圧用リアクトルLaと電界効果トランジスタFETa1との接続点と前述した接続点Poutとの間に接続された第2のスイッチング素子としての電界効果トランジスタFETa2とで構成されている。
また、第2の昇圧回路6Bも、上述した第1の昇圧回路6Aと同様に、一端がノーマルモードコイルLinを介してバッテリ2の正極側端子2pに接続された昇圧用リアクトルLbと、この昇圧用リアクトルLbの他端側と接地との間に接続された第1のスイッチング素子としての電界効果トランジスタFETb1と、昇圧用リアクトルLbと電界効果トランジスタFETb1との接続点と前述した接続点Poutとの間に接続された第2のスイッチング素子としての電界効果トランジスタFETb2とで構成されている。
そして、第1の昇圧回路6Aの電界効果トランジスタFETa1及びFETa2と第2の昇圧回路6Bの電界効果トランジスタFETb1及びFETb2とにパルス幅変調信号生成部7から第1のパルス幅変調信号PWMa1及び第2のパルス幅変調信号PWMa2と第3のパルス幅変調信号PWMb1及び第4のパルス幅変調信号PWMb2とが個別に供給される。
パルス幅変調信号生成部7は、昇圧用リアクトルLa及びLbを流れる電流を検出するリアクトル電流検出器11a及び11bで検出したリアクトル電流ILa及びILbがA/D変換入力端子に入力され且つパルス幅変調信号を生成するマイクロコンピュータ8と、このマイクロコンピュータ8から出力されるパルス幅変調信号を電界効果トランジスタFETa1、FETa2及びFETb1、FETb2のゲートに供給する電圧に調整するプリドライバ9とで構成されている。なお、マイクロコンピュータ8には、図示しないがバッテリ2から出力される電力をマイクロコンピュータ8で使用する電力に変換する定電圧回路を介して電力が供給されている。
マイクロコンピュータ8では、図3に示す基準値設定処理、図4に示すパルス幅変調処理及び図5に示すスイッチング制御処理を実行する。
基準値設定処理は、図3に示すように、先ず、ステップS1で、負荷が必要としている電圧VLを読込み、次いでステップS2に移行して、バッテリ電圧Vbを読込んで、入力電圧Vinとして設定し、次いでステップS3に移行して、負荷電圧VL及び入力電圧Vinをもとに下記(1)式及び(2)式の演算を行って、第1のデューティ比D1を算出する。
Toff/(Ton+Toff)=Vin/VL …………(1)
D1={1−Toff/(Ton+Toff)}×100 …………(2)
基準値設定処理は、図3に示すように、先ず、ステップS1で、負荷が必要としている電圧VLを読込み、次いでステップS2に移行して、バッテリ電圧Vbを読込んで、入力電圧Vinとして設定し、次いでステップS3に移行して、負荷電圧VL及び入力電圧Vinをもとに下記(1)式及び(2)式の演算を行って、第1のデューティ比D1を算出する。
Toff/(Ton+Toff)=Vin/VL …………(1)
D1={1−Toff/(Ton+Toff)}×100 …………(2)
次いで、ステップS4に移行して、算出した第1のデューティ比D1が予め設定した昇圧用コイルLa,Lbの過昇圧を防止するための最大デューティ比D1max(例えば75%)を越えているか否かを判定し、D1>D1maxであるときにはステップS5に移行して、第1のデューティ比D1を最大デューティ比D1maxに設定してからステップS6に移行し、D1≦D1maxであるときには直接ステップS6に移行する。
ステップS6では、算出した第1のデューティ比D1をもとに下記(3)式の演算を行って第2のデューティ比D2を算出する。
D2=100−D1 …………(3)
次いで、ステップS7に移行して、算出した第1のデューティ比D1及び第2のデューティ比D2に基づいて下記(4)式及び(5)式の演算を行って三角波信号となるキャリアに対する第1の基準値Vs1及び第2の基準値Vs2を算出する。
Vs1=Nu−(D1/100)Nu …………(4)
Vs2=Nu−Vs1 …………(5)
ここで、Nuは、後述するキャリア生成処理におけるカウント上限値である。
D2=100−D1 …………(3)
次いで、ステップS7に移行して、算出した第1のデューティ比D1及び第2のデューティ比D2に基づいて下記(4)式及び(5)式の演算を行って三角波信号となるキャリアに対する第1の基準値Vs1及び第2の基準値Vs2を算出する。
Vs1=Nu−(D1/100)Nu …………(4)
Vs2=Nu−Vs1 …………(5)
ここで、Nuは、後述するキャリア生成処理におけるカウント上限値である。
次いで、ステップS8に移行して、算出した第1の基準値Vs1からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔVsを減算して第3の基準値Vs1′(=Vs1−ΔVs)を算出すると共に、第2の基準値Vs2にノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔVsを加算して第4の基準値Vs2′(=Vs2+ΔVs)を算出してからステップS9に移行する。
ステップS9では、算出した第1、第2、第3及び第4の基準値Vs1、Vs2、Vs1′及びVs2′をメモリの基準値記憶領域に記憶してから基準値設定処理を終了する。
ステップS9では、算出した第1、第2、第3及び第4の基準値Vs1、Vs2、Vs1′及びVs2′をメモリの基準値記憶領域に記憶してから基準値設定処理を終了する。
また、パルス幅変調処理は、入力されるクロック周期に応じたタイマ割込処理として実行される。すなわち、図4に示すように、先ず、ステップS11で、メモリの基準値記憶領域に記憶されている基準値Vs1、Vs2、Vs1′及びVs2′を読込み、次いでステップS2に移行して、第1の基準値Vs1が上限カウント値Nuであるか否かを判定し、Vs1=NuであるときにはステップS13に移行して、パルス幅変調信号PWMa1及びPWMb1をオフ状態、パルス幅変調信号PWMa2及びPWMb2をオン状態に夫々制御してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
また、ステップS12の判定結果が、Vs1<Nuであるときには、ステップS14に移行して、前回の処理時にVs1=Nuであったか否かを判定し、前回の処理時にVs1=NuであったときにはステップS15に移行して、カウント値Nを初期値“0”に設定し、次いでステップS16に移行して、パルス幅変調信号PWMa1及びPWMb2をオフ状態、パルス幅変調信号PWMa2及びPWMb1をオン状態に夫々制御する。次いで、ステップS17に移行して、アップカウントかダウンカウントかを設定するカウント状態フラグFCを、アップカウントを表す“0”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
一方、ステップS14の判定結果が、前回処理時にVs1=Nuではないときには、ステップS18に移行して、カウント状態フラグFCが“0”にリセットされているか否かを判定し、FC=“0”であるときにはステップS19に移行して、カウント値NをインクリメントしてからステップS20に移行する。
このステップS20では、カウント値Nが第1の基準値Vs1に達したか否かを判定し、N=Vs1であるときにはステップS21に移行して、第1のパルス幅変調信号PWMa1をオン状態としてからステップS22に移行し、N≠Vs1であるときには直接ステップS22に移行する。
このステップS20では、カウント値Nが第1の基準値Vs1に達したか否かを判定し、N=Vs1であるときにはステップS21に移行して、第1のパルス幅変調信号PWMa1をオン状態としてからステップS22に移行し、N≠Vs1であるときには直接ステップS22に移行する。
ステップS22では、カウント値Nが第2の基準値Vs2に達したか否かを判定し、N=Vs2であるときにはステップS23に移行して、第3のパルス幅変調信号PWMb1をオフ状態としてからステップS24に移行し、N≠Vs2であるときには直接ステップS24に移行する。
ステップS24では、カウント値Nが第3の基準値Vs1′に達したか否かを判定し、N=Vs1′であるときにはステップS25に移行して、第2のパルス幅変調信号PWMa2をオフ状態としてからステップS26に移行し、N≠Vs2であるときには直接ステップS26に移行する。
ステップS24では、カウント値Nが第3の基準値Vs1′に達したか否かを判定し、N=Vs1′であるときにはステップS25に移行して、第2のパルス幅変調信号PWMa2をオフ状態としてからステップS26に移行し、N≠Vs2であるときには直接ステップS26に移行する。
ステップS26では、カウント値Nが第4の基準値Vs2′に達したか否かを判定し、N=Vs2′であるときにはステップS27に移行して、第4のパルス幅変調信号PWMb2をオン状態としてからステップS28に移行し、N≠Vs2′であるときには直接ステップS28に移行する。
このステップS28では、基準値カウント値Nが予め設定されたカウント上限値Nuに達したか否かを判定し、N<Nuであるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、N=Nuであるときには、ステップS29に移行して、カウント状態フラグFCを“1”にセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
このステップS28では、基準値カウント値Nが予め設定されたカウント上限値Nuに達したか否かを判定し、N<Nuであるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、N=Nuであるときには、ステップS29に移行して、カウント状態フラグFCを“1”にセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
また、前記ステップS18の判定結果が、カウント状態フラグFCが“1”にセットされているときには、ステップS30に移行して、カウント値NをデクリメントしてからステップS31に移行する。
このステップS31では、カウント値Nが第1の基準値Vs1に達したか否かを判定し、N=Vs1であるときにはステップS32に移行して、第1のパルス幅変調信号PWMa1をオフ状態としてからステップS33に移行し、N≠Vs1であるときには直接ステップS33に移行する。
このステップS31では、カウント値Nが第1の基準値Vs1に達したか否かを判定し、N=Vs1であるときにはステップS32に移行して、第1のパルス幅変調信号PWMa1をオフ状態としてからステップS33に移行し、N≠Vs1であるときには直接ステップS33に移行する。
ステップS33では、カウント値Nが第2の基準値Vs2に達したか否かを判定し、N=Vs2であるときにはステップS34に移行して、第3のパルス幅変調信号PWMb1をオン状態としてからステップS35に移行し、N≠Vs2であるときには直接ステップS35に移行する。
ステップS35では、カウント値Nが第3の基準値Vs1′に達したか否かを判定し、N=Vs1′であるときにはステップS36に移行して、第2のパルス幅変調信号PWMa2をオン状態としてからステップS37に移行し、N≠Vs2であるときには直接ステップS37に移行する。
ステップS35では、カウント値Nが第3の基準値Vs1′に達したか否かを判定し、N=Vs1′であるときにはステップS36に移行して、第2のパルス幅変調信号PWMa2をオン状態としてからステップS37に移行し、N≠Vs2であるときには直接ステップS37に移行する。
ステップS37では、カウント値Nが第4の基準値Vs2′に達したか否かを判定し、N=Vs2′であるときにはステップS38に移行して、第4のパルス幅変調信号PWMb2をオフ状態としてからステップS39に移行し、N≠Vs2′であるときには直接ステップS39に移行する。
ステップS39では、カウント値Nが“0”に達したか否かを判定し、N>0であるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、N=0であるときにはステップS40に移行して、カウント状態フラグFCを“0”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
ステップS39では、カウント値Nが“0”に達したか否かを判定し、N>0であるときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、N=0であるときにはステップS40に移行して、カウント状態フラグFCを“0”にリセットしてからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
スイッチング制御処理は、図5に示すように、所定時間(例えば1msec)毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップS41で、リアクトル電流検出器11a,11bで検出されたリアクトル電流ILa,ILbを読込み、次いでステップS42に移行して、読込んだリアクトル電流ILaが0以下であるか否かを判定し、ILa≦0であるときには、昇圧回路6Aのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足してリアクトルLaに流れる電流が不連続となる不連続モードであると判断してステップS43に移行する。
このステップS43では、プリドライバ9に出力する図4のパルス幅変調処理で生成された電界効果トランジスタFETa2及びFETb2に対応するパルス幅変調信号PWMa2及びPWMb2を強制的にオフ状態とするスイッチングオフ制御を行ってからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
一方、ステップS42の判定結果が、リアクトル電流ILaが正値であるときにはステップS44に移行して、読込んだリアクトル電流ILbが0以下であるか否かを判定し、ILb≦0であるときには昇圧回路6Bのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足してリアクトルLaに流れる電流が不連続となる不連続モードであると判断して前記ステップS43に移行する。
一方、ステップS42の判定結果が、リアクトル電流ILaが正値であるときにはステップS44に移行して、読込んだリアクトル電流ILbが0以下であるか否かを判定し、ILb≦0であるときには昇圧回路6Bのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足してリアクトルLaに流れる電流が不連続となる不連続モードであると判断して前記ステップS43に移行する。
また、ステップS44の判定結果が、リアクトル電流ILb>0であるときには、ステップS45に移行して、少なくともパルス幅変調信号のキャリア周期に対応する所定時間が経過したか否かを判定し、所定時間が経過していないときにはそのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰し、所定時間が経過したときには昇圧回路6A及び6Bのインダクタンスに蓄えられたエネルギが十分あり、リアクトル電流ILa及びILbが0以下にならない電流連続モードであると判断してステップS46に移行する。
このステップS46では、上述した図4のパルス幅変調信処理で生成した電界効果トランジスタFETa2及びFETb2に対するパルス幅変調信号PWMa2及びPWMb2を夫々プリドライバ9に出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
また、昇圧用リアクトルLa及びLbとしては、リアクトルを小型化且つある程度のインダクタンスを保持しようとすると、リアクトルの直流重畳特性を図6に示すように、実線図示のフラットな特性とするため、従来は、図7に示すようにリアクトルRにギャップGを1個又は2個用いる方法が採用されているが、後述するように非同期制御時の昇圧回路6A及び6Bの入力電流ILa+ILbは、非同期処理においては電流相殺効果が少ないので、リップルが同期制御時に比べて大きくなる。
また、昇圧用リアクトルLa及びLbとしては、リアクトルを小型化且つある程度のインダクタンスを保持しようとすると、リアクトルの直流重畳特性を図6に示すように、実線図示のフラットな特性とするため、従来は、図7に示すようにリアクトルRにギャップGを1個又は2個用いる方法が採用されているが、後述するように非同期制御時の昇圧回路6A及び6Bの入力電流ILa+ILbは、非同期処理においては電流相殺効果が少ないので、リップルが同期制御時に比べて大きくなる。
このため、昇圧回路6A及び6Bの昇圧用リアクトルLa及びLbに適用するリアクトルRとしては、図8に示すように、キャップGに1段以上の段部を形成するか又は図9に示すように、ギャップGを不均一に構成することにより、図10で実線図示のようにリアクトル電流が低い領域でインダクタンスLを大きくする直流重畳特性とすることができ、リアクトル電流ILが大きい場合には、コアは磁気飽和せずある程度のインダクタンスを確保できるので、電流リップルを低減することができる。言い換えれば、非同期制御時でも同期制御と同等の入力電流ILa+ILbのリップルを実現できる。
また、図11に示すように、リアクトルRのギャップGに永久磁石MAを介挿したり、図12に示すように、ギャップを設けることなく、リアクトルRに、バッテリ2から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルLuとは別に、バッテリ2から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるためのバイアス用コイルLbiを設け、このバイアス用コイルLbiに供給する電流を電流アンプAMで制御したりするバイアス構造を採用することにより、リアクトル電流ILによって発生する磁束に対し、逆方向の磁束を予め決めた量だけバイアスさせ、磁気飽和が発生しにくくなる。このため、同じ大きさであっても、直流重畳性の良いリアクトルを構成できるので、図13に示すように、図6のような構造におけるインダクタンスより、電流の動作点全体的にインダクタンスLを大きくできる。これにより、入力電流ILa+ILbのリップルを小さくできるので、ノイズの低減をより図ることができる。ここで、バイアスさせる量はリアクトル最大電流時に発生する磁束の1/2程度が好ましい。
また、モータ駆動回路20は、図14に示すように、スイッチング電源回路4の出力端子5及び接地に接続される入力端子40p及び40nと、バッテリ2の正極側端子2pに接続されるバッテリ電圧入力端子40bと、入力端子40pとバッテリ電圧入力端子40bとを選択する選択スイッチ40cとを有し、バッテリ電圧入力端子40bと入力端子40nとの間に平滑用コンデンサC3が接続されていると共に、この平滑用コンデンサC3と並列に後述するインバータ回路43を制御するマイクロコンピュータ46に対する制御用電源を生成する電源回路41が接続されている。さらに、選択スイッチ40cの出力側及び入力端子40n間に抵抗R5及びR6を直列に接続した分圧回路42が接続され、この分圧回路42と並列に平滑用コンデンサC4が接続され、この平滑用コンデンサと並列にインバータ回路43が接続されている。
インバータ回路43は、平滑用コンデンサC4と並列に接続されたスイッチング素子としての電界効果トランジスタFETu及びFETu′の直列回路、この直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタFETv及びFETv′の直列回路及びこの直列回路と並列に接続された電界効果トランジスタFETw及びFETw′の直列回路とで3相ブリッジの構成を有する。そして、各直列回路の電界効果トランジスタFETu,FETu′の接続点及び電界効果トランジスタFETw,FETw′の接続点からシャント抵抗Rs1及びRs2を介してモータ出力端子44u及び44wが導出され、電界効果トランジスタFETv及びFETv′の接続点から直接モータ出力端子44vが導出されている。また、インバータ回路43を構成する各電界効果トランジスタFETu〜FETw及びFETu′〜FETw′のゲートにオン・オフ信号を供給するゲートドライブ回路45が設けられ、このゲートドライブ回路45にパルス幅変調(PWM)信号を出力するマイクロコンピュータ46が設けられている。
このマイクロコンピュータ46には、前述した分圧回路42の抵抗R5及びR6の接続点から出力される入力端子40p及び40nに入力されるスイッチング電源回路4の昇圧出力電圧を1/10に分圧した印加電圧検出信号DCVIがA/D変換入力端子に供給されると共に、シャント抵抗Rs1及びRs2の両端に接続され、その両端電圧をマイクロコンピュータ46に入力可能な例えば2.5V基準で、20倍に増幅された電流検出信号Imu及びImwを出力する電流検出回路47u及び47wの電流検出信号Imu及びImwがA/D変換入力端子に入力されている。さらに、マイクロコンピュータ46には、操舵トルクセンサ28で検出した操舵トルク信号が入力され、これに基づいて操舵トルクを検出する操舵トルク検出回路48からの操舵トルク検出信号TがA/D変換入力端子に入力されると共に、レゾルバ29の出力信号が入力されたモータ回転角信号を出力するモータ回転角検出回路49からのモータ回転角信号θM が入力端子に入力され、さらに車速を検出する車速センサ50から出力される車速検出信号が入力されている。
ここで、モータ回転角検出回路49は、励磁信号をレゾルバ29に供給し、このレゾルバ29から出力される余弦及び正弦波信号を受け、これらに基づいてモータ回転角を検出し、このモータ回転角をデジタル値に変換して、12ビットのデジタル信号をマイクロコンピュータ46の入力端子へ供給する。
そして、マイクロコンピュータ46では、図15に示す操舵補助制御処理を実行する。
そして、マイクロコンピュータ46では、図15に示す操舵補助制御処理を実行する。
操舵補助制御処理は、図15に示すように、先ず、ステップS51で電流検出回路47u及び47wで検出した車載用モータ21へ出力する相電流Imu及びImwを読込み、次いでステップS52に移行して、読込んだ相電流Imu及びImwに基づいて相電流Imvを算出し、次いでステップS53に移行して、操舵トルク検出回路48で検出された操舵トルクT及び車速センサ50で検出した車速Vsを読込んでからステップS54に移行する。
このステップS54では、読込んだ操舵トルクTs及び車速Vsをもとに図16に示す操舵補助指令値算出マップを参照してモータ指令電流値で表される操舵補助指令値IM *を算出する。
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図16に示すように、横軸に操舵トルクTsをとり、縦軸に操舵補助指令値IM *をとると共に、車速検出値Vをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクTsが“0”からその近傍の設定値Ts1までの間は操舵補助指令値IM *が“0”を維持し、操舵トルクTsが設定値Ts1を超えると最初は操舵補助指令値IM *が操舵トルクTsの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクTsが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値IM *が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図16に示すように、横軸に操舵トルクTsをとり、縦軸に操舵補助指令値IM *をとると共に、車速検出値Vをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクTsが“0”からその近傍の設定値Ts1までの間は操舵補助指令値IM *が“0”を維持し、操舵トルクTsが設定値Ts1を超えると最初は操舵補助指令値IM *が操舵トルクTsの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクTsが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値IM *が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。
次いで、ステップS55に移行して、モータ回転角検出回路49で検出したモータ回転角θM を読込み、次いでステップS56に移行して、ステップS54で算出した操舵補助指令値IM *とモータ回転角θM とに基づいて車載用モータ21のU相、V相及びW相の目標相電流値Imu* 、Imv* 及びImw* に変換する三相分相処理を行ってからステップS57に移行する。
このステップS57では、ステップS51及びS52で読込んだモータ相電流Imu及びImwとステップS53で算出したモータ相電流Imvと上記ステップS56で変換した目標相電流値Imu* 、Imv* 及びImw* とに基づいて両者の偏差にPID処理を行って電流指令値Iut、Ivt及びIwtを算出する電流フィードバック処理を行い、次いでステップS58に移行して、算出した各相の電流指令値Iut、Ivt及びIwtに対応するパルス幅変調(PWM)信号を形成し、これをゲートドライブ回路45へ出力してから前記ステップS51に戻る。
また、マイクロコンピュータ46は、図17に示す負荷電圧設定処理を、所定時間毎のタイマ割込処理として実行する。
この負荷電圧設定処理は、図17に示すように、ステップS61でモータ回転角検出回路49で検出したモータ回転角θM を読込み、次いでステップS62に移行して、モータ回転角θM を微分してモータ回転速度VM を算出し、次いでステップS63に移行して、モータ回転速度VM を微分してモータ回転加速度αM を算出してからステップS64に移行する。
この負荷電圧設定処理は、図17に示すように、ステップS61でモータ回転角検出回路49で検出したモータ回転角θM を読込み、次いでステップS62に移行して、モータ回転角θM を微分してモータ回転速度VM を算出し、次いでステップS63に移行して、モータ回転速度VM を微分してモータ回転加速度αM を算出してからステップS64に移行する。
このステップS64では、ステップS62で算出したモータ回転速度VM が予め設定したモータ回転速度設定値VMS以上であるか否かを判定し、VM <VMSであるときにはモータ回転速度が通常範囲であると判断してステップS65に移行し、ステップS63で算出したモータ回転加速度αM が予め設定したモータ回転加速度設定値αMS以上であるか否かを判定し、αM <αMSであるときにはモータ回転加速度αM が通常範囲内であるものと判断してステップS66に移行し、モータ駆動回路20が必要とする負荷電圧VLとしてバッテリ電圧Vbを設定してからステップS69に移行する。
また、ステップS65の判定結果がαM ≧αMSであるときには、緊急回避時等の急操舵状態であるものと判断してステップS67に移行して、モータ駆動回路20が必要とする負荷電圧VLとして最大電圧VLmax(例えばバッテリ電圧Vbの3倍の電圧3Vb)に設定してからステップS69に移行する。
また、ステップS65の判定結果がαM ≧αMSであるときには、緊急回避時等の急操舵状態であるものと判断してステップS67に移行して、モータ駆動回路20が必要とする負荷電圧VLとして最大電圧VLmax(例えばバッテリ電圧Vbの3倍の電圧3Vb)に設定してからステップS69に移行する。
一方、ステップS64の判定結果がVM ≧VMSであるときには、ステップS68に移行して、モータ回転速度VM をもとに図18に示す負荷電圧算出用制御マップを参照してバッテリ電圧Vbより大きい負荷電圧VLを算出する。ここで、負荷電圧算出用制御マップは、図18に示すように、モータ回転速度VM が設定値VMSであるときに、負荷電圧VLがバッテリ電圧Vbに設定され、モータ回転速度VM が設定値VMSより増加するとこれに比例して負荷電圧VLが増加し、負荷電圧VLが前述した最大負荷電圧VLmaxに達すると、これ以降はモータ回転速度VM の増加にかかわらず最大負荷電圧VLmaxを維持するように設定されている。
ステップS69では、ステップS66〜S68で算出した負荷電圧VLをシリアルデータ化したデジタル信号に変換してスイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8へ送信してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
ステップS69では、ステップS66〜S68で算出した負荷電圧VLをシリアルデータ化したデジタル信号に変換してスイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8へ送信してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
次に、上記第1の実施形態の動作を説明する。
今、イグニッションスイッチがオフ状態であって、バッテリ2からの電力がマイクロコンピュータ8に供給されていないものとすると、マイクロコンピュータ8からパルス幅変調信号PWMa1、PWMa2、PWMb1及びPWMb2が出力されず、スイッチング電源回路4の各電界効果トランジスタFETa1、FETa2、FETb1及びFETb2がオフ状態を維持し、出力端子5から出力される出力電圧Voutは“0”となっている。
今、イグニッションスイッチがオフ状態であって、バッテリ2からの電力がマイクロコンピュータ8に供給されていないものとすると、マイクロコンピュータ8からパルス幅変調信号PWMa1、PWMa2、PWMb1及びPWMb2が出力されず、スイッチング電源回路4の各電界効果トランジスタFETa1、FETa2、FETb1及びFETb2がオフ状態を維持し、出力端子5から出力される出力電圧Voutは“0”となっている。
この状態から、イグニッションスイッチをオン状態とすると、バッテリ2から出力される電力がマイクロコンピュータ8に供給される。
この場合、負荷からの出力要求電圧VLがバッテリ電圧Vbであるときには、マイクロコンピュータ8で実行する図3の基準値設定処理で、前記(1)式及び(2)式演算を行って第1のデューティ比D1を算出する。このとき、(1)式の右辺が“1”となるので、(2)式で第1のデューティ比D1が0%として算出される(ステップS3)。このため、前記(3)式の演算を行うことにより、第2のデューティ比D2が100%となる(ステップS6)。
この場合、負荷からの出力要求電圧VLがバッテリ電圧Vbであるときには、マイクロコンピュータ8で実行する図3の基準値設定処理で、前記(1)式及び(2)式演算を行って第1のデューティ比D1を算出する。このとき、(1)式の右辺が“1”となるので、(2)式で第1のデューティ比D1が0%として算出される(ステップS3)。このため、前記(3)式の演算を行うことにより、第2のデューティ比D2が100%となる(ステップS6)。
したがって、前記(4)式及び(5)式で算出される第1の基準値Vs1がNuとなり、第2の基準値Vs2が0となる(ステップS7)。
そして、第1の基準値Vs1からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔVsを減算して第3の基準値Vs1′を算出すると共に、第2の基準値Vs2に設定値ΔVsを加算して第4の基準値Vs2′を算出し(ステップS8)、算出した各基準値Vs1、Vs1′、Vs2、Vs2′をメモリの基準値記憶領域に更新記憶する。
そして、第1の基準値Vs1からノンオーバラップタイムを設定する設定値ΔVsを減算して第3の基準値Vs1′を算出すると共に、第2の基準値Vs2に設定値ΔVsを加算して第4の基準値Vs2′を算出し(ステップS8)、算出した各基準値Vs1、Vs1′、Vs2、Vs2′をメモリの基準値記憶領域に更新記憶する。
一方、図4のパルス幅変調処理では、ステップS11で各基準値Vs1、Vs1′、Vs2及びVs2′を読込んだときに、第1の基準値Vs1が上限カウント値Nuであるので、ステップS12からステップS13に移行して、第1のパルス幅変調信号PWMa1及び第3のパルス幅変調信号PWMb1をオフ状態に制御し、第2のパルス幅変調信号PWMa2及び第4のパルス幅変調信号PWMb2をオン状態に制御する。
このため、第1及び第2の昇圧回路6A及び6Bで、電界効果トランジスタFETa1及びFETb1が共にオフ状態となり、電界効果トランジスタFETa2及びFETb2が共にオン状態となることから、バッテリ2のバッテリ電圧Vbがそのままで平滑用コンデンサCoutに充電されて、出力端子5から出力される出力電圧Voutがバッテリ電圧Vbとなる。
この出力電圧Voutがバッテリ電圧Vbに制御されている状態から、出力端子5に接続された負荷からバッテリ電圧Vb(=12ボルト)より例えば1ボルト高い昇圧電圧VL1(=Vb+1)の要求があったときには、図3の基準値設定処理におけるステップS3で、前記(1)式及び(2)式の演算を行うことにより、第1のデューティ比D1が100/13として算出され、第2のデューティ比D2は1200/13として算出される。このため、第1の基準値Vs1は12Nu/13となり、第2の基準値Vs2はNu/13となり、第3の基準値Vs1′は12Nu/13−ΔVs、第4の基準値Vs2′はNu/13+ΔVsとなり、これら基準値Vs1、Vs1′、Vs2及びVs2′がメモリの基準値記憶領域に更新記憶される。
このため、図4のパルス幅変調処理では、先ず、基準値Vs1、Vs1′、Vs2及びVs′を読込み、第1の基準値Vs1が上限カウント値Nuより小さいので、ステップS12からステップS14に移行し、前回の処理時にVs1=Nuであったので、ステップS14からステップS15に移行して、カウント値Nが図19(a)に示すように初期値“0”にクリアされると共に、第1及び第4のパルス幅変調信号PWMa1及びPWMb2を図19(b)及び(c)に示すように初期状態のオフ状態とすると共に、第2及び第3のパルス幅変調信号PWMa2及びPWMb1を図19(d)及び(e)に示すように初期状態のオン状態とし、次いでステップS17に移行して、カウント状態フラグFCを、アップカウントを示す“0”にリセットする。
このため、次に図4のパルス幅変調処理が実行されたときに、ステップS14からステップS18を経てステップS19に移行してカウント値Nをインクリメントすることにより、カウント値Nが図19(a)で太い実線で示すように増加する。
そして、時点t1で、カウント値Nが第2の基準値Vs2に達すると、ステップS22からステップS23に移行して、第3のパルス幅変調信号PWMb1が図19(e)に示すようにオフ状態に反転され、その後、時点t2で、カウント値Nが第4の基準値Vs2′に達すると、第4のパルス幅変調信号PWMb2が図19(f)に示すようにオン状態に反転される。
そして、時点t1で、カウント値Nが第2の基準値Vs2に達すると、ステップS22からステップS23に移行して、第3のパルス幅変調信号PWMb1が図19(e)に示すようにオフ状態に反転され、その後、時点t2で、カウント値Nが第4の基準値Vs2′に達すると、第4のパルス幅変調信号PWMb2が図19(f)に示すようにオン状態に反転される。
その後、時点t3で、カウント値Nが第3の基準値Vs1′に達すると、第2のパルス幅変調信号PWMa2が図19(c)に示すようにオン状態からオフ状態に反転され、これより僅かに遅れた時点t4で、カウント値Nが第1の基準値Vs1に達すると、第1のパルス幅変調信号PWMa1が図19(b)に示すようにオフ状態からオン状態に反転する。
その後、時点t5でカウント値Nが上限カウント値Nuに達すると、カウント状態フラグFCがダウンカウントを表す“1”に設定される。
その後、時点t5でカウント値Nが上限カウント値Nuに達すると、カウント状態フラグFCがダウンカウントを表す“1”に設定される。
このため、次にパルス幅変調処理が実行されたときに、ステップS14からステップS18を経てステップS30に移行して、カウント値Nがデクリメントされることにより、カウント値Nが図19(a)で太い実線で示すように徐々に減少し、時点t6でカウント値Nが第1の基準値Vs1に達すると、ステップS31からステップS32に移行して、第1のパルス幅変調信号PWMa1をオン状態からオフ状態に反転し、次いで時点t7でカウント値Nが第3の基準値Vs1′に達すると、ステップS35からステップS36に移行して、第2のパルス幅変調信号PWMa2をオフ状態からオン状態に反転させる。
その後、時点t8で、カウント値Nが第4の基準値Vs2′に達すると、第4のパルス幅変調信号PWMb2がオン状態からオフ状態に反転し、次いで、時点t9で、カウント値Nが第2の基準値Vs2に達すると、ステップS33からステップS34に移行して、第3のパルス幅変調信号PWMb1をオフ状態からオン状態に反転させる。
次いで、時点t10で、カウント値Nが“0”に達すると、ステップS39からステップS40に移行して、カウント状態フラグFCを、アップカウントを表す“0”にリセットする。
次いで、時点t10で、カウント値Nが“0”に達すると、ステップS39からステップS40に移行して、カウント状態フラグFCを、アップカウントを表す“0”にリセットする。
このため、次にパルス幅変調処理が実行されると、ステップS14からステップS18を経てステップS19に移行し、カウント値Nをインクリメントすることになり、以下時点t1〜時点t10の動作を繰り返すことにより、第1のパルス幅変調信号PWMa1に対して180度位相が異なる第3のパルス幅変調信号PWMb1を連続して発生させることができる。
そして、発生された第1〜第4のパルス幅変調信号PWMa〜PWMb2が第1及び第2の昇圧回路6A及び6Bの電界効果トランジスタFETa1,FETa2及びFETb1,FETb2に供給されることにより、第1の昇圧回路6Aの電界効果トランジスタFETa1及びFETa2と第2の昇圧回路6Bの電界効果トランジスタFETb1及びFETb2とが位相を180度ずらしてオン・オフ制御されると共に、各昇圧回路6A及び6Bの電界効果トランジスタ同士はノンオーバラップタイムを持った互いに逆相に制御されることになる。
このため、昇圧回路6Aでは、電界効果トランジスタFETa1がオン状態となると、電界効果トランジスタFETa2がオフ状態となっているので、リアクトルLaにエネルギを蓄え、この蓄えたエネルギを入力電力に重畳させて、出力端子5にエネルギを供給する。
このため、昇圧回路6Aでは、電界効果トランジスタFETa1がオン状態となると、電界効果トランジスタFETa2がオフ状態となっているので、リアクトルLaにエネルギを蓄え、この蓄えたエネルギを入力電力に重畳させて、出力端子5にエネルギを供給する。
このとき、前述したようにリアクトルLaに蓄えられたエネルギが十分あり、リアクトルLaに流れる電流が“0”以下にならない場合の電流連続モードでは、図5のスイッチング制御処理で、パルス幅変調処理で生成されたパルス幅変調信号PWMa2及びPWMb2がそのままプリドライバ9に出力される同期制御が行われるので、昇圧回路6Aの入力電圧Vinと出力電圧Voutとは下記の近似式(6)が成り立つ。
Vout=(Ton+Toff)Vin/Toff …………(6)
ここで、Tonは電荷効果トランジスタFETa1のオン時間、Toffは電界効果トランジスタa1のオフ時間である。
Vout=(Ton+Toff)Vin/Toff …………(6)
ここで、Tonは電荷効果トランジスタFETa1のオン時間、Toffは電界効果トランジスタa1のオフ時間である。
昇圧回路6Bでも、昇圧回路6Aと同様のスイッチング動作を行うが、スイッチングの位相がキャリア周期(三角波周期)の半周期となる180度ずれているので、スイッチング電源回路4の出力は、昇圧回路6Aと昇圧回路6Bとのから電力が供給され、その電圧は上記(6)式で表されるVoutとなる。仮に昇圧回路6A及び6Bの内部の損失が“0”であるとすると、昇圧回路の出力電力Poutは、下記(7)式で表される。
Pout=Vout・Iout=Vin・Iin=Vin(ILa+ILb) ……(7)
ここで、Ioutは出力電流、Iinは入力電流、ILaはリアクトルLaに流れる電流、ILbはリアクトルLbに流れる電流である。
Pout=Vout・Iout=Vin・Iin=Vin(ILa+ILb) ……(7)
ここで、Ioutは出力電流、Iinは入力電流、ILaはリアクトルLaに流れる電流、ILbはリアクトルLbに流れる電流である。
そして、昇圧回路6A及び6Bが連続モードで動作している際の電流波形は、図19に示すように、電界効果トランジスタFETa1及びFETb1がオン状態となるとリアクトルLa及びLbに流れる電流は図19(f)及び(g)に示すようにある傾きで上昇し、その後電界効果トランジスタFETa1及びFETb1がオフ状態となると、リアクトルLa及びLbに流れる電流は図19(f)及び(g)に示すように、ある傾きで減少する。入力電流Iin(=ILa+ILb)は、図19(h)に示すように、リアクトルLa又はLbに流れる電流ILa又はILbに比較してリップル電流が半分以下となり、リップル周波数は2倍になる。よって、電源ラインの電流リップルが小さくなるので、電磁ノイズを低減することができる。特に、車載などでスイッチング電源回路4をバッテリ電源から離して配置する際に、バッテリ電源とスイッチング電源回路とのハーネスから輻射する電磁ノイズが、ラジオ雑音などに影響するので、入力電流リップルが低減されることは、ラジオノイズの低減に効果がある。
しかも、昇圧回路6A及び6Bの第1及び第2のスイッチング素子として高速スイッチングが可能な電界効果トランジスタを用いることで昇圧回路6A及び6Bのスイッチング時間に不平衡が発生しにくく、従来例のようにGTOを使用する場合のようにバランスを取るための複雑な付加回路を必要とせず、スイッチング電源回路4の構成を簡易小型化することができる。
さらに、負荷からさらに高い例えばバッテリ電圧Vbの3倍の負荷電圧VL(=3Vb)が要求された場合には、前記(1)式でToff/(Ton+Toff)=1/3となるので、第1のデューティ比D1は前記(2)式から(2/3)100となり、66.7%となり、第2のデューティ比D2は100−D1=33.3%となる。
このため、図20(a)に示すように、第1の基準値Vs1は、Nu/3となり、第2の基準値Vs2は2Nu/3となり、これら基準値Vs1及びVs2と設定値ΔVsとに基づいて第3及び第4の基準値Vs1′及びVs2′が算出される。
このため、図20(a)に示すように、第1の基準値Vs1は、Nu/3となり、第2の基準値Vs2は2Nu/3となり、これら基準値Vs1及びVs2と設定値ΔVsとに基づいて第3及び第4の基準値Vs1′及びVs2′が算出される。
これら基準値Vs1、Vs1′、Vs2及びVs2′とカウント値Nとに基づいて、第1のパルス幅変調信号PWMa1、第2のパルス幅変調信号PWMa2、第4のパルス幅変調信号PWMb2及び第3のパルス幅変調信号PWMb1が図20(b)〜(e)に示すように、生成される。
この場合には、図19に比較して第1及び第2のパルス幅変調信号PWMa1及びPWMb1のオン時間Tonが長くなることにより、昇圧回路6A及び6BのリアクトルLa及びLbで蓄えるエネルギが大きくなり、これに応じてスイッチング電源回路4から出力される出力電圧Voutがバッテリ電圧Vbの3倍に昇圧され、これが負荷に供給される。
この場合には、図19に比較して第1及び第2のパルス幅変調信号PWMa1及びPWMb1のオン時間Tonが長くなることにより、昇圧回路6A及び6BのリアクトルLa及びLbで蓄えるエネルギが大きくなり、これに応じてスイッチング電源回路4から出力される出力電圧Voutがバッテリ電圧Vbの3倍に昇圧され、これが負荷に供給される。
一方、昇圧回路6A及び6Bの負荷が少なく、入力電流ILa+ILbの直流値が小さいときに、上述した電流連続モードと同様に電界効果トランジスタFETa2及びFETb2を位相が半周期分ずれた同期制御を行う場合には、昇圧回路6A及び6Bにおいて昇圧用リアクトルLa及びLbのインダクタンスに蓄えられたエネルギが不足したときに、図21(a)及び(b)に示すように、昇圧用リアクトルLa及びLbに流れる電流ILa及びILbが0以下となる電流不連続モードとなる。この電流不連続モードでは、電界効果トランジスタFETa2及びFETb2がオン状態となったときに、マイナスの電流が流れてしまう場合がある。これは、出力から電力を回生していることになるので、効率が悪化することになる。
このため、上記第1の実施形態では、昇圧用リアクトルLa及びLbを流れるリアクトル電流ILa及びILbをリアクトル電流検出器11a及び11bで検出し、図5のスイッチング制御処理で、リアクトル電流ILa及びILbの少なくとも一方が0以下となると、ステップS43に移行して、電界効果トランジスタFETa2及びFETb2に対するパルス幅変調信号PWMa2及びPWMb2を図22(e)及び(f)に示すように強制的にオフ状態とする。このため、電界効果トランジスタFETa2及びFETb2がオフ状態となるので、これらトランジスタFETa2及びFETb2と並列に接続されたダイオードD1及びD2を通じてリアクトル電流ILa及びILbが出力されることになる。
このため、リアクトル電流ILa及びILbは図22(a)及び(b)に示すように不連続状態となるが、入力電流ILa+ILbは図22(c)に示すように連続した電流となり、この状態では、出力側から電力が回生されることはないので、効率を向上させることができる。なお、図22においては、比較のため、パルス幅変調信号PWMa1及びPWMb1のデューティ比を図21と同一の値としているが、実際には非同期制御により、回生が無いため、出力側への電力供給は僅かでよいので、FETa1及びFETb1のデューティ比は小さくなり、入力電流ILa+ILbの平均電流も小さくなる。但し、車載用モータ21が外部から回されることにより発生した逆起電圧により、昇圧回路の出力電圧が指令した昇圧電圧以上になった場合は、同期制御にすることで電力の回生を行う。
このように、上記第1の実施形態においては、負荷から要求される負荷電圧VLに応じてパルス幅変調信号生成部7で、マイクロコンピュータ8を利用して、1つのタイマを使用した1種類のキャリアを用いて昇圧回路6A及び6Bの電界効果トランジスタFETa1,FETa2及びFETb1,FETb2に供給する位相を半周期(180度)ずらした第1,第2及び第3,第4のパルス幅変調信号PWMa1,PWMa2及びPWMb1,PWMb2を生成するので、演算処理を簡易化することができると共に、他のタイマを使用する必要がないので、そのタイマに依存するポートに制約が生じることを確実に回避することができる。また、出力コンデンサCoutに昇圧電圧を供給するための素子としてダイオードに代えてスイッチング素子を使用しているので、ダイオードを使用した場合のように、電圧降下の発生や電流に対する大きな損失が発生することなく、効率の良い昇圧を行うことができる。また、電流不連続モードで電界効果トランジスタFETa2及びFETb2を強制的にオフ状態とするスイッチングオフ制御を行って非同期制御を行うので、昇圧回路6A及び6Bの出力側からの電力の回生を遮断して、効率を向上させることができる。
しかも、昇圧用リアクトルとして、図8に示すようにギャップ部Gに1段以上の段部を形成したり、図9に示すように不均一なギャップGを形成したりすることにより、リアクトル電流が低い状態でインダクタンスを大きくすることができ、この分電流リップルをより抑制することができる。
さらに、図10に示すようにギャップ部Gに永久磁石MAを配置したり、図11に示すように、昇圧用コイルLuの外に、バイアス調整用コイルLbiを設けたりする構成とすることにより、図13に示すように、従来と同一形状のリアクトルであってもリアクトル電流の全域に亘ってインダクタンスを大きくすることができ、入力電流ILa+ILbのリップルを小さくすることができ、ラジオ雑音をより低減することができる。
さらに、図10に示すようにギャップ部Gに永久磁石MAを配置したり、図11に示すように、昇圧用コイルLuの外に、バイアス調整用コイルLbiを設けたりする構成とすることにより、図13に示すように、従来と同一形状のリアクトルであってもリアクトル電流の全域に亘ってインダクタンスを大きくすることができ、入力電流ILa+ILbのリップルを小さくすることができ、ラジオ雑音をより低減することができる。
このようにして、スイッチング電源回路4で、所望とする昇圧電力を得ることができ、この昇圧電力がモータ駆動回路20に供給されて、このモータ駆動回路で、図15に示す操舵補助制御処理が実行される。
この操舵補助制御処理では、今、車両が停車しているものとする。この停車状態でイグニッションスイッチをオン状態とすることにより、エンジンが始動されると共に、スイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8及びモータ駆動回路20のマイクロコンピュータ46に制御電源が投入されて、これらマイクロコンピュータ8及び46で所定の処理が実行開始され、バッテリ2からスイッチング電源回路4を介してモータ駆動回路20へ直流電力が供給される。
この操舵補助制御処理では、今、車両が停車しているものとする。この停車状態でイグニッションスイッチをオン状態とすることにより、エンジンが始動されると共に、スイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8及びモータ駆動回路20のマイクロコンピュータ46に制御電源が投入されて、これらマイクロコンピュータ8及び46で所定の処理が実行開始され、バッテリ2からスイッチング電源回路4を介してモータ駆動回路20へ直流電力が供給される。
このとき、初期状態では、モータ駆動回路20のマイクロコンピュータ46から昇圧率αが“1”となるようにバッテリ電圧Vbと等しい負荷電圧VLがスイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8に供給され、これによって第1の実施形態と同様に、昇圧回路6A及び6Bの電界効果トランジスタFETa1及びFETb1がオフ状態、電界効果トランジスタFETa2及びFETb2がオン状態に制御されて、バッテリ電圧Vbがそのまま出力端子5に出力され、これが配線を介してモータ駆動回路20へ供給される。
モータ駆動回路20では、ステアリングホイール22に操舵力が伝達されていないものとすると、操舵トルクセンサ28で検出される操舵トルクTsが“0”であることから、モータ駆動回路20におけるマイクロコンピュータ46で図15の操舵補助制御処理を実行したときに、図16の操舵補助電流値算出マップを参照して算出される操舵補助電流値IM *が“0”となることにより、車載用モータ21に対する電流指令値Iut,Ivt及びIwtも“0”となり、ゲートドライブ回路45に出力するパルス幅変調信号もオフ状態となっており、インバータ回路43を構成する各電界効果トランジスタFETu,FETu′、FETv,FETv′及びFETw,FETw′も全てオフ状態を維持し、モータ出力端子44u、44v及び44wから出力されるモータ相電流Imu、Imv及びImwも“0”となって車載用モータ21が操舵補助力を発生してない停止状態に維持される。
この車載用モータ21の停止状態では、レゾルバ29から出力される回転検出信号も変化せず、このためモータ回転角検出回路49で検出されるモータ回転角θM も一定値となっており、マイクロコンピュータ46で図17の負荷電圧設定処理を実行したときに、ステップS62及びS63で算出されるモータ回転速度VM 及びモータ回転加速度αM も“0”を維持する。
このため、図17の処理でステップS64及びS65を経てステップS66に移行し、負荷電圧VLがバッテリ電圧Vbに設定され、この負荷電圧VLがスイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8に送信される。
このステアリングホイール22へ操舵力が伝達されていない状態から、運転者がステアリングホイール22を所望方向へ操舵する所謂据切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ28からトルク検出信号が出力され、これに応じて操舵トルク検出回路48から操舵トルクTsがマイクロコンピュータ46に入力される。
このステアリングホイール22へ操舵力が伝達されていない状態から、運転者がステアリングホイール22を所望方向へ操舵する所謂据切りを行うと、これに応じて操舵トルクセンサ28からトルク検出信号が出力され、これに応じて操舵トルク検出回路48から操舵トルクTsがマイクロコンピュータ46に入力される。
このマイクロコンピュータ46では、図15の操舵補助力制御処理において、操舵トルクTsに対応した操舵補助トルクを車載用モータ21で発生させる操舵補助電流値IM *を演算し、この操舵補助電流値IM *に基づいて車載用モータ21の各相の電流指令値Iut、Ivt及びIwtを算出し、これら各相電流指令値Iut、Ivt及びIwtに基づいてインバータ回路43の各制御素子を駆動制御する。
このため、図23(a)の区間T1で示すように、車載用モータ21で必要とする大きな操舵補助トルクを発生させる。このときの車載用モータ21のモータ回転速度VM は図23(b)の区間T1で示すように比較的遅いものとなり、モータ回転速度VM が回転速度閾値VMS以上となることはないと共に、モータ回転加速度αM が設定値αMS以上となることもないので、図17の負荷電圧設定処理でステップS66に移行して、負荷電圧VLをバッテリ電圧Vbに維持する。
この車両の停車状態から車両を発進させて走行状態とし、この状態でステアリングホイール22を操舵する通常操舵状態では、車速の増加に応じて必要とする操舵補助トルクが小さくなることから、ステアリングホイール22に伝達される操舵トルクも小さい値となり、これが操舵トルクセンサ28で検出されてマイクロコンピュータ46に入力される。このため、操舵補助電流値IM *も小さい値となり、車載用モータ21で発生される操舵補助トルクは図23(a)の区間T2で示すように、据切り時の操舵補助トルクに比較して小さくなると共に、モータ回転速度VM も図23(b)の区間T2で示すようにより小さい値となることによって、図17の処理でステップS64及びS65を経てステップS66に移行して、負荷電圧VLをバッテリ電圧Vbに維持する。
一方、走行状態で、他車線からの割込みや対向車線からの対向車のセンターラインを越えるはみ出し走行等によって例えば左切りの緊急回避操作を行うと、このときのステアリングホイール22に伝達される操舵トルクは、図23(a)の区間T3で示すように、通常時の操舵トルクよりは大きく、据切り時よりは小さい値となるが、車載用モータ21のモータ回転速度VM は、図23(b)の区間T3で示すように、正方向に増加してモータ回転速度閾値VMS以上となる。
この緊急回避操作では、図23(b)に示すように、車載用モータ3のモータ回転速度VM が設定速度(回転速度閾値)VMS以上となると、図17の負荷電圧設定処理において、ステップS54からステップS58に移行して図18に示す負荷電圧算出用制御マップを参照してモータ回転速度VM に応じたバッテリ電圧Vbより大きい負荷電圧VLが算出される。
このため、スイッチング電源回路4では、バッテリ電圧Vbと負荷電圧VLとに応じた第1のデューティ比D1及び第2のデューティ比D2を算出し、これらデューティ比D1及びD2に応じた第1の基準値Vs1、第2の基準値Vs2、第3の基準値Vs1′及び第4の基準値Vs4を算出し、これらに基づいて第1〜第4のパルス幅変調信号PWMa1、PWMa2、PWMb1及びPWMb2を生成し、これらパルス幅変調信号PWMa1、PWMa2、PWMb1及びPWMb2によって昇圧回路6A及び6Bの電界効果トランジスタFETa1、FETa2、FETb1及びFETb2を制御することにより、負荷電圧VLに応じた出力電圧Voutをモータ駆動回路20に出力する。
その後、モータ回転速度VM が設定速度VMSを下回ると、マイクロコンピュータ46で実行する図17の処理でステップS64からステップS65を経てステップS66に移行して、負荷電圧VLがバッテリ電圧Vbに復帰され、これに応じてスイッチング電源回路4の出力電圧Voutがバッテリ電圧Vbに復帰する。その後、左切り操舵状態での保舵状態となると、モータ回転速度VM が“0”となる。
その後、ガードレール等に接近することにより、ステアリングホイール22を左切り操舵状態から操舵中立位置側に急操舵で切り戻す状態となると、モータ回転速度VM が負方向に増加し、これが設定速度VMSを超えると、モータ回転速度VMに応じてバッテリ電圧Vbより大きい負荷電圧VLが設定され、これがスイッチング電源回路4のマイクロコンピュータ8に供給されることにより、スイッチング電源回路4の出力電圧Voutが増加される。その後、モータ回転速度VM が設定回転速度VMSを下回ると、負荷電圧VLがバッテリ電圧Vbに復帰する。
このように、緊急回避操舵時には、モータ駆動回路20に供給される入力電圧DCVIがバッテリ電圧Vbの3倍までの範囲で上昇されるので、車載用モータ3の回転速度と出力トルクとの関係を示すモータ特性は、図24で実線図示の12Vのバッテリ電圧Vbで制限される特性線に制限されている状態から点線図示の36Vの充電電圧Vcで制限される特性線に移行し、同一電流制約時に、より大きい出力(電流×電圧)を出すことができ、車載用モータ21が高い回転速度となっても、操舵補助トルクの不足を回避することができる。
次に、本発明の第2の実施形態を図25について説明する。
この第2の実施形態では、昇圧回路を並列化することなくインダクタンスを向上させるようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、スイッチング電源回路4が図25に示すように、昇圧回路6Bが省略されて昇圧回路6Aのみで構成されていると共に、昇圧用リアクトルLaが、前述した図12と同様のバッテリ2から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルLuとは別に、バッテリ2から供給される電流アンプAMによって制御された電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるためのバイアス調整用コイルLbiを設けた構成とされていることを除いては前述した第1の実施形態と同様の構成を有する。
この第2の実施形態では、昇圧回路を並列化することなくインダクタンスを向上させるようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、スイッチング電源回路4が図25に示すように、昇圧回路6Bが省略されて昇圧回路6Aのみで構成されていると共に、昇圧用リアクトルLaが、前述した図12と同様のバッテリ2から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルLuとは別に、バッテリ2から供給される電流アンプAMによって制御された電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるためのバイアス調整用コイルLbiを設けた構成とされていることを除いては前述した第1の実施形態と同様の構成を有する。
この第2の実施形態によると、1つの昇圧回路6Aのみでスイッチング電源回路4を構成することにより、電流リップルが増加することになるが、昇圧用リアクトルLaに倍圧調整用コイルLbiを設けることにより、リアクトル電流によって発生する磁束に対し、逆方向の磁束を予め決めた量だけバイアスさせたりすることで、磁気飽和が発生しにくくなり、図13に示すように同じ大きさであっても、直流重畳性の良いリアクトルを構成できるので、図6のような単にギャップを設けるだけの構造における従来のインダクタンスより、電流の動作点全体的にインダクタンスを大きくできるので、入力電流ILa+ILbのリップルを小さくすることができ、ラジオノイズの低減を図ることができる。ここで、バイアスさせる量はリアクトル最大電流時に発生する磁束の1/2程度が好ましい。
なお、上記第1及び第2の実施形態においては、各昇圧回路6A及び6Bの第1及び第2のスイッチング素子として、電界効果トランジスタFETa1,FETa2及びFETb1,FETb2を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子を適用することができる。
また、上記第1及び第2の実施形態では、モータ駆動回路20の電源回路41をバッテリ2の正極側端子に接続されているバッテリ入力端子40bに接続しているので、スイッチング電源回路4が動作不能となった場合にもモータ駆動回路20のマイクロコンピュータ46は動作状態を維持し、図示しない通信手段により他の機器に電動パワーステアリングの異常を報知することができる。
なお、上記第1及び第2の実施形態においては、モータ回転角がレゾルバ29を使用して検出される場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ロータリエンコーダやホール素子等を使用した回転角センサを適用するようにしてもよい。
なお、上記第1及び第2の実施形態においては、モータ回転角がレゾルバ29を使用して検出される場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ロータリエンコーダやホール素子等を使用した回転角センサを適用するようにしてもよい。
また、上記実施形態においては、スイッチング電源回路4及びモータ駆動回路20の双方にマイクロコンピュータ8及び46を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、両制御を1つのマイクロコンピュータで実行するようにしてもよい。
さらに、上記実施形態においては、車載用モータ3としてブラシレスモータを適用し、このブラシレスモータを三相交流駆動する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、5相以上の交流駆動するようにしてもよく、さらには直流モータを適用してHブリッジ回路により直流モータを駆動するようにしてもよい。
さらに、上記実施形態においては、車載用モータ3としてブラシレスモータを適用し、このブラシレスモータを三相交流駆動する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、5相以上の交流駆動するようにしてもよく、さらには直流モータを適用してHブリッジ回路により直流モータを駆動するようにしてもよい。
1…電動パワーステアリング装置、2…バッテリ、4…スイッチング電源回路、La,Lb…昇圧用コイル、FETa1,FETb1……第1のスイッチング素子、FETa2,FETb2…第2のスイッチング素子、Cout…平滑用コンデンサ、5…出力端子、6…パルス幅変調信号形成部、11a,11b…リアクトル電流検出器、8…マイクロコンピュータ、9…プリドライバ、20…モータ駆動回路、21…車載用モータ、WL…通信回線、22…ステアリングホイール、23…ステアリングシャフト、27…転舵輪、28…操舵トルクセンサ、29…レゾルバ、43…インバータ回路、45…ゲートドライブ回路、46…マイクロコンピュータ、47u,47w…モータ電流検出回路、48…操舵トルク検出回路、49…モータ回転角検出回路、50…車速センサ、51…通信制御回路
Claims (6)
- 操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に第1及び第2の昇圧回路を並列に接続し、各昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記第1及び第2の昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記第1及び第2の昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルの他端を地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有し、
前記パルス幅変調信号生成部は、前記第1及び第2の昇圧回路における第1のスイッチング素子を同一の第1のデューティ比でパルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、且つ前記第1及び第2の昇圧回路における第2のスイッチング素子を同期制御時には同一の第2のデューティ比で前記パルス幅変調キャリア周期の半周期分ずらしてオン・オフスイッチング制御し、非同期制御時には共にスイッチングオフ制御するように構成されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。 - 前記昇圧リアクトルは、ギャップが不均一に形成されていることを特徴とする請求項1に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記昇圧用リアクトルは、ギャップに1段以上の段差が含まれていることを特徴とする請求項1に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記昇圧用リアクトルは、ギャップ内に磁石を備えていることを特徴とする請求項1に記載の電動パワーステアリング装置。
- 前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴とする請求項1に記載の電動パワーステアリング装置。
- 操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータと、該電動モータを前記操舵系に伝達される操舵トルクに基づいて駆動制御する操舵補助制御部と、該操舵補助制御部と直流電源との間及び当該操舵補助制御部内に設けられた昇圧電圧生成部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記昇圧電圧生成部は、前記直流電源と負荷との間に昇圧回路を接続し、当該昇圧回路の出力側と前記負荷との間に平滑用コンデンサを接続し、前記昇圧回路をパルス幅変調信号生成部で制御するように構成され、
前記昇圧回路は、一端を直流電源に接続されて直流電圧が印加される昇圧用リアクトルと、該昇圧用リアクトルを地絡又は開放する第1のスイッチング素子と、前記昇圧用リアクトルの他端側と前記平滑用コンデンサとの間に接続されてオン・オフ駆動される第2のスイッチング素子とを有し、
前記昇圧用リアクトルは、前記直流電源から供給される電流を制御して昇圧するために使用される昇圧用コイルと、前記直流電源から供給される電流により発生する磁束方向と反対側に磁束のバイアスを与えるバイアス調整用コイルとを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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Cited By (3)
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JP2012196091A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | モータ駆動電流アンプとモータ駆動装置とその駆動方法とモータ駆動システム |
JP2013132125A (ja) * | 2011-12-21 | 2013-07-04 | Daikin Ind Ltd | スイッチング電源回路 |
JP2019022274A (ja) * | 2017-07-13 | 2019-02-07 | 住友電気工業株式会社 | 直流電圧変換回路及びその制御方法 |
-
2006
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012196091A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | モータ駆動電流アンプとモータ駆動装置とその駆動方法とモータ駆動システム |
JP2013132125A (ja) * | 2011-12-21 | 2013-07-04 | Daikin Ind Ltd | スイッチング電源回路 |
JP2019022274A (ja) * | 2017-07-13 | 2019-02-07 | 住友電気工業株式会社 | 直流電圧変換回路及びその制御方法 |
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