JP2007258819A - Ofdm受信装置、ofdm受信方法及び地上波デジタル受信装置 - Google Patents

Ofdm受信装置、ofdm受信方法及び地上波デジタル受信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】ハードウェア規模の増大を招かない選択ダイバシティを適用することができ、そのアンテナの切り替え(選択)をガードインターバル以外の有効シンボル期間でもできるようにする。
【解決手段】非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値(第1移動平均積算値と第2移動平均積算値)の比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択する。第2移動平均積算値は偽情報の過多(伝送路状態の良否)を表しているということができるので、その第2移動平均積算値と第1移動平均積算値との比率Xを求めて、その比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Tg以外の期間、つまり、有効シンボル期間Tuにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
【選択図】 図2

Description

本発明は、OFDM受信装置、OFDM受信方法及び地上波デジタル受信装置に関し、特にアンテナダイバシティを適用するOFDM受信装置、OFDM受信方法及び地上波デジタル受信装置に関する。
地上波デジタル放送の変調方式は、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)である。OFDMはマルチキャリア方式、すなわち、多数のキャリアで情報を伝送する変調方式の一形態でもあるので、単一キャリア方式に比べて伝送路の影響(特にマルチパス)を受けにくく、しかも、OFDMは、シンボルと呼ばれる伝送情報の1単位の先頭部分にガードインターバルと呼ばれる緩衝期間を持つため、この点においてもマルチパスに強いとされている。
しかしながら、たとえば、高速走行中の車両内といった過酷な環境下で用いられる可能性が高い移動型のOFDM受信装置にあっては、OFDMが本来持つ上記の機能(マルチキャリアやガードインターバル)だけでは不十分である。このため、他のマルチパス対策技術の併用、典型的にはアンテナダイバシティを適用することが行われている。
アンテナダイバシティを適用するOFDM受信装置としては、たとえば、下記の特許文献1に記載された技術(以下、従来技術)が知られている。この従来技術では、複数のアンテナでOFDM信号を受信し、アンテナ毎のOFDM信号をIF帯にダウンコンバートした各OFDM信号と、それらのOFDM信号を1有効シンボル分遅延した遅延OFDM信号との相関値を求めて、その相関値からCN比(受信点における付加雑音電力と信号電力の比;Carrier to Noise Ratio)を算出し、各ブランチ回路から得られる同番号のキャリア信号の中からCN比が最も高い等化キャリア信号を選択して復号している。
ここで、従来技術は、上記のとおり、「アンテナ毎のOFDM信号をIF帯にダウンコンバートした各OFDM信号と、それらのOFDM信号を1有効シンボル分遅延した遅延OFDM信号との相関値を求めて、その相関値からCN比を算出」するものであるが、このことは、端的に言えば、「ガードインターバルの情報を利用」しているものと解される。
図8(a)は、ガードインターバルの概念図である。今、図示のように時間的に連続する三つのシンボル(K−1、K、K+1)を考える。Kは現在のシンボル、K−1は時間的に一つ前のシンボル、K+1は時間的に一つ後のシンボルである。各々のシンボル期間Tの長さは一定であり、たとえば、地上波デジタル放送のシンボル期間Tの長さは1.008μs(ただし、モード3の場合)である。すべてのシンボルは伝送情報が収められた有効シンボル期間Tuと、その有効シンボル期間Tuの頭に付加された一定長のガードインターバル期間Tg(ハッチング部分)とからなり、各シンボルのガードインターバル期間Tgには、そのガードインターバル期間Tgの後ろに続く有効シンボル期間Tuの一部(後部)の情報がコピーされている。
図8(b)は、従来技術におけるガードインターバル情報の利用概念図である。この図において、非遅延シンボルと遅延シンボルは同じシンボル(たとえば、シンボルK)である。シンボルKを所定時間(T−Tg)だけ遅延させたものが遅延シンボルである。この遅延シンボルは従来技術における「遅延OFDM信号」に相当する。さて、これら二つのシンボル(非遅延シンボルと遅延シンボル)の相関性を評価すると、その評価値は、非遅延シンボルの有効シンボルの後部と、遅延シンボルのガードインターバル期間Tgとの重畳期間(イとロの重畳期間)で大きな値を示す。これは、イとロの情報が元々同一だからである。
上記の従来技術は、このような原理に基づき、イとロの情報の相関性を評価してCN比が最も高い等化キャリア信号を選択・復号しているものと解される。
特開2003−229830号公報
しかしながら、上記の従来技術は、次の二つの問題点を指摘することができる。まず、第一に、従来技術のダイバシティは、複数のアンテナで受信した信号の中から最もCN比のよい信号を選択するという、いわゆる合成ダイバシティに相当するものである。この合成ダイバシティは複数のアンテナを切り替える方式(選択ダイバシティ)に比べて性能的に優れているものの、ハードウェア規模が大きくなるというデメリットをもつ。したがって、装置重量の増加、電力消費量のアップ、製造コストの増大といった諸問題の発生を否めない。
第二に、従来技術は、相関性の評価をガードインターバル期間Tgでのみ行っており、言い換えれば、それ以外の期間(有効シンボル期間Tu)で評価を行っていないため、たとえば、有効シンボル期間Tg内で急に伝送路の状態が変化した場合、それに即座に対応することができず、瞬時的なシンボル喪失を招くことがあるという問題点がある。この問題点は、とりわけ高速移動中の車内で用いられる可能性があるOFDM受信装置にとって看過できない。移動速度に対応したきわめて短い時間で伝送路の特性が大きく変動するからである。
そこで、本発明は、上記の第一及び第二の問題点に鑑みてなされたものであり、ハードウェア規模の増大を招かない選択ダイバシティを適用することができ、そのアンテナの切り替え(選択)をガードインターバル以外の有効シンボル期間でもできるようにし、以て、低コストで且つアンテナ選択の即時性に優れたOFDM受信装置、OFDM受信方法及び地上波デジタル受信装置を提供することを目的とする。
請求項1記載の発明は、入力されたOFDM信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段(図2のシンボル同期部15)と、前記入力されたOFDM信号のシンボル期間Tからガードインターバル期間Tgの差に相当する所定時間T−Tgだけ前記OFDM信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段(図2のシンボル同期部15)と、前記ガードインターバル期間Tgの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第1移動平均積算値)を演算する第1の演算手段(図3の第1移動平均積算値計算部30)と、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算する第2の演算手段(図3の第2移動平均積算値計算部31)と、前記第1移動平均積算値と前記第2移動平均積算値との比率Xを演算する第3の演算手段(図3のアンテナ切り替え判定部33)と、前記第3の演算手段によって演算された比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段(図3のアンテナ切り替え判定部33)とを備えたことを特徴とするOFDM受信装置である。
この発明では、非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値(第1移動平均積算値と第2移動平均積算値)の比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号が作られる。
第1移動平均積算値はガードインターバル期間Tgの情報の同一性(ガードインターバル期間Tgの情報とそれに続く有効シンボル期間Tgの後部の情報は同一である)によって高い値(高い相関性)を示す一方、第2移動平均積算値は、通常であれば、低い値(低い相関性)を示すところ、伝送路状態によっては高めの値を示すことがある。これは、有効シンボル期間Tgの本来の情報(真情報)にマルチパス等の影響による偽の情報が加えられるため、この偽の情報によって確率論的に相関性が高まるものと推測される。
このように、第2移動平均積算値は偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第2移動平均積算値と第1移動平均積算値との比率Xを求めて、その比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Tg以外の期間、つまり、有効シンボル期間Tuにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
請求項2記載の発明は、前記第2の演算手段は、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算することを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置である。
この発明では、第2移動平均積算値の演算期間として、ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間を指定するので、たとえば、マルチパス等によってガードインターバル期間Tgが時間的に多少前後に移動した場合であっても、第2移動平均積算値の演算に悪影響を与えることがない。
請求項3記載の発明は、前記選択信号発生手段は、前記第3の演算手段によって演算された比率Xが所定の閾値SLを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置である。
この発明では、閾値SLを適正な値に設定しておくことにより、その閾値SLを下回る比率Xが求められたときに、アンテナを切り替えることができる。
請求項4記載の発明は、入力されたOFDM信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力工程と、前記入力されたOFDM信号のシンボル期間Tからガードインターバル期間Tgの差に相当する所定時間T−Tgだけ前記OFDM信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力工程と、前記ガードインターバル期間Tgの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第1移動平均積算値)を演算する第1の演算工程と、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算する第2の演算工程と、前記第1移動平均積算値と前記第2移動平均積算値との比率Xを演算する第3の演算工程と、前記第3の演算工程によって演算された比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生工程とを含むことを特徴とするOFDM受信方法である。
この発明では、非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値(第1移動平均積算値と第2移動平均積算値)の比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号が作られる。
第1移動平均積算値はガードインターバル期間Tgの情報の同一性(ガードインターバル期間Tgの情報とそれに続く有効シンボル期間Tgの後部の情報は同一である)によって高い値(高い相関性)を示す一方、第2移動平均積算値は、通常であれば、低い値(低い相関性)を示すところ、伝送路状態によっては高めの値を示すことがある。これは、有効シンボル期間Tgの本来の情報(真情報)にマルチパス等の影響による偽の情報が加えられるため、この偽の情報によって確率論的に相関性が高まるものと推測される。
このように、第2移動平均積算値は偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第2移動平均積算値と第1移動平均積算値との比率Xを求めて、その比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Tg以外の期間、つまり、有効シンボル期間Tuにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
請求項5記載の発明は、前記第2の演算工程は、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算することを特徴とする請求項4記載のOFDM受信方法である。
この発明では、第2移動平均積算値の演算期間として、ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間を指定するので、たとえば、マルチパス等によってガードインターバル期間Tgが時間的に多少前後に移動した場合であっても、第2移動平均積算値の演算に悪影響を与えることがない。
請求項6記載の発明は、前記選択信号発生工程は、前記第3の演算工程によって演算された比率Xが所定の閾値SLを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項4記載のOFDM受信方法である。
この発明では、閾値SLを適正な値に設定しておくことにより、その閾値SLを下回る比率Xが求められたときに、アンテナを切り替えることができる。
請求項7記載の発明は、地上波デジタル放送のOFDM信号を受信・復調して復号化する地上波デジタル受信装置において、受信した地上波デジタル放送に含まれるOFDM信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段と、前記OFDM信号のシンボル期間Tからガードインターバル期間Tgの差に相当する所定時間T−Tgだけ前記OFDM信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段と、前記ガードインターバル期間Tgの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第1移動平均積算値)を演算する第1の演算手段と、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算する第2の演算手段と、前記第1移動平均積算値と前記第2移動平均積算値との比率Xを演算する第3の演算手段と、前記第3の演算手段によって演算された比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段とを備えたことを特徴とする地上波デジタル受信装置である。
この発明では、非遅延シンボルと遅延シンボルとから演算された二つの移動平均積算値(第1移動平均積算値と第2移動平均積算値)の比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号が作られる。
第1移動平均積算値はガードインターバル期間Tgの情報の同一性(ガードインターバル期間Tgの情報とそれに続く有効シンボル期間Tgの後部の情報は同一である)によって高い値(高い相関性)を示す一方、第2移動平均積算値は、通常であれば、低い値(低い相関性)を示すところ、伝送路状態によっては高めの値を示すことがある。これは、有効シンボル期間Tgの本来の情報(真情報)にマルチパス等の影響による偽の情報が加えられるため、この偽の情報によって確率論的に相関性が高まるものと推測される。
このように、第2移動平均積算値は偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第2移動平均積算値と第1移動平均積算値との比率Xを求めて、その比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するようにすれば、ガードインターバル期間Tg以外の期間、つまり、有効シンボル期間Tuにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
請求項8記載の発明は、前記第2の演算手段は、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算することを特徴とする請求項7記載の地上波デジタル受信装置である。
この発明では、第2移動平均積算値の演算期間として、ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間を指定するので、たとえば、マルチパス等によってガードインターバル期間Tgが時間的に多少前後に移動した場合であっても、第2移動平均積算値の演算に悪影響を与えることがない。
請求項9記載の発明は、前記選択信号発生手段は、前記第3の演算手段によって演算された比率Xが所定の閾値SLを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項7記載の地上波デジタル受信装置である。
この発明では、閾値SLを適正な値に設定しておくことにより、その閾値SLを下回る比率Xが求められたときに、アンテナを切り替えることができる。
請求項10記載の発明は、アンテナを接続可能な複数のアンテナ接続端子(図1の複数のアンテナ端子4a、4b)と、この複数のアンテナ持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してOFDM信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替手段(図1のアンテナ切り替え回路5)と、前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたOFDM信号とこのOFDM信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成手段(図2のシンボル同期部15)と、このシンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成手段(図2のクロック発生部16)と、閾値を記憶する閾値記憶手段(図3の閾値設定レジスタ32)と、前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第1の積算値を求める第1の積算手段(図3の第1移動平均積算値計算部30)と、前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第2の積算値を求める第2の積算手段(図3の第2移動平均積算値計算部31)と、前記第1の積算値と前記第2の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶手段に記憶された閾値と比較する比較手段(図3のアンテナ切り替え判定部33)と、この比較手段による比較の結果、前記第1の積算値と前記第2の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え手段によってアンテナ(図1の複数の地上波デジタル放送受信アンテナ2a、2b)を切り替えることを特徴とするOFDM受信装置である。
請求項11記載の発明は、前記比較手段は、前記第1の積算値から前記第2の積算値を割った値であることを特徴とする請求項10記載のOFDM受信装置である。
請求項12記載の発明は、前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項10記載のOFDM受信装置である。
請求項13記載の発明は、アンテナを接続可能な複数の持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してOFDM信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替工程と、前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたOFDM信号とこのOFDM信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成工程と、このシンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成工程と、閾値を記憶する閾値記憶工程と、前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第1の積算値を求める第1の積算工程と、前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第2の積算値を求める第2の積算工程と、前記第1の積算値と前記第2の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶工程に記憶された閾値と比較する比較工程と、この比較工程による比較の結果、前記第1の積算値と前記第2の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え工程によってアンテナを切り替えることを特徴とするOFDM受信方法である。
請求項14記載の発明は、前記比較手段は、前記第1の積算値から前記第2の積算値を割った値であることを特徴とする請求項13記載のOFDM受信方法である。
請求項15記載の発明は、前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項13記載のOFDM受信方法である。
本発明によれば、第2移動平均積算値が偽情報の過多、つまり、伝送路状態の良否を表しているということができるので、その第2移動平均積算値と第1移動平均積算値との比率Xを求めて、その比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択することにより、ガードインターバル期間Tg以外の期間、つまり、有効シンボル期間Tuにおいても伝送路状態の良否判定が可能になる。
したがって、複数のアンテナの一つを選択するアンテナダイバシティ、すなわち、ハードウェア規模の増大を招かない選択ダイバシティを適用することができ、且つ、そのアンテナの切り替え(選択)をガードインターバル以外の有効シンボル期間でもできるようになり、その結果、低コストで且つアンテナ選択の即時性に優れたOFDM受信装置、OFDM受信方法及び地上波デジタル受信装置を提供することができる。
以下、本発明の実施形態を、地上波デジタル放送用のOFDM受信装置を例にして、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明における様々な細部の特定ないし実例および数値や文字列その他の記号の例示は、本発明の思想を明瞭にするための、あくまでも参考であって、それらのすべてまたは一部によって本発明の思想が限定されないことは明らかである。また、周知の手法、周知の手順、周知のアーキテクチャおよび周知の回路構成等(以下「周知事項」)についてはその細部にわたる説明を避けるが、これも説明を簡潔にするためであって、これら周知事項のすべてまたは一部を意図的に排除するものではない。かかる周知事項は本発明の出願時点で当業者の知り得るところであるので、以下の説明に当然含まれている。
図1は、OFDM受信装置の構成図である。なお、図示の構成は、地上波デジタル放送波の受信、復調及び誤り訂正の各ブロックを示しており、誤り訂正後の受信データ(MPEGのトランスポートストリームパケット;TSパケット)をMPEG伸長して表示装置に出力する部分は省略している。
この図において、OFDM受信装置1は、空間的に位置をずらして設置された複数の地上波デジタル放送受信アンテナ2a、2b・・・・(以下、単にアンテナという)からの受信信号(地上波デジタル放送波3)を各々入力する複数のアンテナ端子4a、4b・・・・を備える。本実施形態ではアンテナ数を便宜的に“2”とするが、この数に限定されない。少なくとも“2”であればよいが、“3”又はそれ以上の数を排除しない。
複数のアンテナ端子4a、4bは、アンテナ切り替え回路5に接続されており、
このアンテナ切り替え回路5は、アンテナ切り替え制御部6からのアンテナ切り替え制御信号SELに従い、複数のアンテナ端子4a、4bの一つを選択し、その選択されたアンテナ端子からの受信信号をチューナー回路7に出力する。
チューナー回路7は、地上波デジタル放送のチャネル選択を行うと共に、選択したチャネルの受信信号(500MHz帯の高周波信号)を、後段の回路が処理しやすい中間周波数帯(500KHz帯)のIF信号に変換して、ADC回路8に出力し、ADC回路8は、アナログのIF信号をデジタル信号に変換し、FFT(高速フーリエ変換)回路9に出力する。FFT回路9及びそれ以降の詳細は、次の図2を参照しながら説明する。
図2は、図1に示すOFDM受信装置の詳細構成図である。この図において、FFT回路9は、I/Q分離部13、挟帯域キャリア同期部14、シンボル同期部15、クロック発生部16、FFT窓設定部17、フーリエ変換部18、位相周波数特性逆算部19、広帯域キャリア同期部20及びフレームデコード部21を備える。また、図示では説明の便宜上、同一のブロックで示しているが、復調回路11と誤り訂正回路12は、デインターリーブ部23、デマッピング部24、ビタビ復号部25及びリードソロモン復号部26を備える。
ADC回路8でデジタル変換されたOFDM信号は、I/Q分離部13で同相信号(I信号)と90度位相が異なる直交信号(Q信号)とに分離され、複素OFDM信号に変換される。
この複素OFDM信号は、伝送シンボル期間を1単位として伝送シンボル期間毎に順次区分される。一つの伝送シンボル期間Tは、先の図8でも説明したように、ガードインターバル期間Tgと、それに続く有効シンボル期間Tuとから構成されており、有効シンボル期間Tuには、伝送側で伝送データをIFFT(逆フーリエ変換)処理して生成された1単位のIFFT信号が割り当てられている。また、ガードインターバル期間Tgには、それに続く有効シンボル期間Tuの後端1/n部分(nは4又は8など)がそのまま挿入されている。
I/Q分離部13からの複素OFDM信号は、狭帯域キャリア同期部14に入力され、この狭帯域キャリア同期部14によって周波数の歪みが修正される。この修正は、後述のフーリエ変換部18によって高速フーリエ変換された後の各サブキャリアの周波数が、所定周波数(地上波デジタル放送のモード3の時0.992KHz)の整数倍となるように行われる。
ここで、複素OFDM信号上の周波数の歪みは、シンボル同期部15における相関の大きさに基づいて検出されるようになっており、上記の狭帯域キャリア同期部14は、このシンボル同期部15からのフィードバック(検出された周波数の歪み)を受けて周波数の歪みを修正するようになっている。すなわち、複素OFDM信号上の周波数の歪みは、シンボル同期部15において相関が最大になった位置における同相信号(I信号)と直交信号(Q信号)のそれぞれの相関値の差分により検出される。
複素OFDM信号上の周波数の歪みを修正する具体的方法は、サブキャリアの周波数間隔(たとえば、0.992KHz)の±1/2以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出し、このキャリア周波数誤差を基に、誤差に応じた信号を周波数発生装置で発生して、その信号を複素OFDM信号に複素乗算することによって行われる。
このようにして、周波数の歪みが修正された複素OFDM信号は、シンボル同期部15とフーリエ変換部18にそれぞれ入力される。
シンボル同期部15は、複素OFDM信号中のガードインターバル期間Tgが有効シンボル期間Tuの一部の複写であることを利用して、狭帯域キャリア同期部14の出力信号と、この出力信号を、略有効シンボル期間Tg遅延した信号との相関を求め、同相信号(I信号)の相関値と直交信号(Q信号)の相関値とを加算した値が最大となる位置を、有効シンボル期間Tuの開始タイミングとする。そして、シンボル同期部15は、この開始タイミングにてシンボル同期パルスを発生し、これをクロック発生部16とフーリエ変換部18に出力する。
クロック発生部16は、シンボル同期部15からのシンボル同期パルスに対応した同期クロックを発生し、その同期クロックを各部(フーリエ変換部18、位相周波数特性逆算部19、広帯域キャリア同期部20・・・・等々)へ供給する。
フーリエ変換部18は、FFT窓設定部17から出力されるパルスを元に、狭帯域キャリア同期部14により周波数の歪みが修正された複素OFDM信号に対してFFT(フーリエ変換)処理を実行することにより、送信側で各サブキャリア帯域上にOFDM多重されたN系列(地上波デジタル放送のモード3のとき432チャネル)の複素OFDM信号を復調する。
FFT窓設定部17は、後述するFFT窓位置検出部22から得られる窓位置補正値を元に、シンボル同期部15から出力されるシンボル同期パルスの発生タイミングを変更し、これによりFFT窓位置を調整する。
フーリエ変換部18は、変更されたシンボル同期パルスに基づいて、複素OFDM信号に対するFFT処理を実行する。すなわち、フーリエ変換部18は、窓位置設定パルスを元に、有効シンボル期間の先頭を開始位置とし、且つ有効シンボル期間の時間幅を有する時間窓(FFT窓)を設定し、このFFT窓に対応する期間分について複素OFDM信号をFFT処理して、N系列の複素OFDM信号を復調する。
位相周波数特性逆算部19は、FFT処理された複素OFDM信号の複素データ列に、FFT窓位置検出部22から得られた窓位置補正値に相当する位相回転量を乗算する。
広帯域キャリア同期処理部20は、FFT処理によって復調されたN系列の複素OFDM信号が、対応するサブキャリアの周波数帯域に正しく位置付けられるように、復調後のN系列の複素OFDM信号とサブキャリア帯域との間の周波数ずれを補正する。具体的には、あらかじめ送信側で特定のサブキャリアに割り当てられているパイロット信号を復調後の複素OFDM信号の中から検出し、このパイロット信号を検出したサブキャリア帯域と、送信側でこのパイロット信号が割り当てられたサブキャリア帯域との間のずれを検出することによって、復調後のN系列の複素OFDM信号とサブキャリア帯域との間の周波数ずれを求める。そして、このずれの分だけ複素OFDM信号の周波数帯域をシフトさせて補正する。
なお、上記のパイロット信号は、N系列のキャリア帯域のうち、一定間隔のキャリア帯域(n,2n,3n・・・・;地上波デジタルの場合n=12)にあらかじめ送信側にて挿入される信号のことである。スキャッターパイロット(SP:Scatterd Pilot)信号ともいう。
フレームデコード処理部21は、複素OFDM信号中のTMCC(伝送制御信号)の同期ビットを判定してOFDM信号のフレーム同期をとると共に、復調されたN系列の複素OFDM信号を所定のシンボル数分蓄積して一つのOFDMフレームを構成し、且つ、そのうちの所定の系列(サブキャリア帯域)に割り当てられたTMCCを抽出する。
伝送路等化部10は、伝送路において受けた信号の歪みを補正する。すなわち、ゴースト波の影響やFFT窓位置のずれ等によって複素OFDM信号を構成する同期信号(I信号)と直交信号(Q信号)が理想点との間に生じているズレや、大きさを検出して、これを補正する。
伝送路等化部10は、上記のパイロット信号に発生している同期信号(I信号)と直交信号(Q信号)の間の理想点からの位相ずれを推定し、推定した位相ズレを解消するように同相信号(I信号)と直交信号(Q信号)に等化処理をかける。また、このパイロット信号の振幅レベルに基づいて、各キャリア帯域上の同相信号(I信号)と直交信号(Q信号)の振幅レべルの調整も行ない、さらに、抽出したパイロット信号をFFT窓位置検出部22に供給する。
FFT窓位置検出部22は、伝送路等化部10によって抽出されたパイロット信号(または、この伝送路等化部10にて推定された伝送路特性)を用いて、現在のFFT窓位置と、正規の送信波およぴその他のゴースト波の有効シンボル期間との間のズレを検出する。
また、FFT窓位置検出部22は、所定の閾値を越える前ゴースト波が受信波に含まれているか否かを判別し、閾値を越える前ゴースト波が含まれている場合には、この前ゴースト波の有効シンボル期間とFFT窓位置のずれ量に基づいて、FFT窓位置の補正量を算出する。
デインターリーブ部23は、送信側で施された周波数方向のインターリーブ(データ系列間の並べ替え)と時間軸方向のインターリーブ(各データ系列内における時間軸方向のデータの並べ替え)を解除する(並べ替えを元に戻す)。
デマッビング部24は、変調方式に応じて配置されたデータを複号し、ビタビ複号処理部25は、送信側で畳み込み符号化されたデータを複号する。また、リードソロモン復号部26は、送信側でリードソロモン符号化されたデータを復号し、MPEGのトランスポートストリームパケット(TSパケット)を生成し、このTSパケットを不図示のMPEG復号器を介して、これも不図示の表示装置に出力する。
図3は、アンテナ切り替え制御部6の構成図である。この図において、アンテナ切り替え制御部6は、GIタイミング生成部27、GIサンプリング部28、有効シンボルサンプリング部29、第1移動平均積算値計算部30、第2移動平均積算値計算部31、閾値設定レジスタ32及びアンテナ切り替え判定部33を有する。なお、“GI”はガードインターバルの略である。
GIタイミング生成部27にはクロック発生部16からの信号B(クロックカウンターとクロック信号)及びフレームデコード部21からの信号C(フレーム番号)が入力されており、GIタイミング生成部27は、これらの信号B(クロックカウンターとクロック信号)及び信号C(フレーム番号)に基づいて、信号D(GIタイミング信号)と信号E(有効シンボルタイミング信号)を発生する。
GIサンプリング部28にはシンボル同期部15からの信号A(シンボル同期パルス)及びGIタイミング生成部27からの信号D(GIタイミング信号)が入力されており、GIサンプリング部28は、これらの信号A(シンボル同期パルス)及び信号D(GIタイミング信号)に基づいて、ガードインターバル期間の情報をサンプリングし、それを信号Fとして出力する。
有効シンボルサンプリング部29にはシンボル同期部15からの信号A(シンボル同期パルス)及びGIタイミング生成部27からの信号E(有効シンボルタイミング信号)が入力されており、有効シンボルサンプリング部29は、これらの信号A(シンボル同期パルス)及び信号E(有効シンボルタイミング信号)に基づいて、有効シンボル期間の情報をサンプリングし、それを信号Gとして出力する。
第1移動平均積算値計算部30にはGIサンプリング部28からの信号F(ガードインターバル期間の情報)が入力されており、第1移動平均積算値計算部30は、このガードインターバル期間の情報を所定期間(後述のガードインターバル内積算期間Σa)移動平均した積算値を求め、それを信号H(第1移動平均積算値)として出力する。
第2移動平均積算値計算部31には有効シンボルサンプリング部29からの信号G(有効シンボル期間の情報)が入力されており、第2移動平均積算値計算部31は、この有効シンボル期間の情報を所定期間(後述のガードインターバル外積算期間Σb)移動平均した積算値を求め、それを信号I(第2移動平均積算値)として出力する。
アンテナ切り替え判定部33には閾値設定レジスタ32からの閾値SL、シンボル同期部15からの信号A(シンボル同期パルス)、フレームデコード部21からの信号C(フレーム番号)、第1移動平均積算値計算部30からの信号H(第1移動平均積算値)及び第2移動平均積算値計算部31からの信号I(第2移動平均積算値)が入力されており、アンテナ切り替え判定部33は、第1移動平均積算値と第2移動平均積算値との比率を求め、その比率と閾値SLとを比較して伝送路状況の良否を判定し、不可の場合に、アンテナの切換を促すための信号(アンテナ切り替え制御信号SEL)をアンテナ切り替え制御部6に出力する。
上記のとおり、アンテナ切り替え制御部6の機能の一つは、シンボル同期部15で用いられていた相関値を、このシンボル同期部15のシンボル同期タイミングを利用し、さらに、フレームデコード処理部21から得られたTMCC(伝送制御信号)のモードやガードインターバル長の情報を元に、ガードインターバル期間およびそれ以外の期間の相関値を分けて積算することにある。
図4は、積算期間の説明図である。本実施形態では、この図に示すような二つの積算期間を規定する。第一の積算期間は「ガードインターバル内積算期間Σa」であり、第二の積算期間は「ガードインターバル外積算期間Σb」である。
ガードインターバル内積算期間Σaは、シンボルのガードインターバル期間Tgと同一の期間であり、ガードインターバル外積算期間Σbは、それ(ガードインターバル内積算期間Σa)以外の期間、すなわち、有効シンボル期間Tuから所定のマージン期間Mを除いた期間である。マージン期間Mとは、マルチパスの影響を排除するための余裕期間である。つまり、マルチパスの影響によっては、ガードインターバル期間Tgが時間的に前後にずれることがあり、有効シンボル期間Tuの先頭や後尾に入り込むことがあるため、その影響を排除するためのものである。
アンテナ切り替え制御部6は、これら規定された二つの積算期間Σa、Σbに従って相関値(第1移動平均積算値、第2移動平均積算値)を積算する。図中の二つのピークP1、P2を持つ実線は非遅延シンボルと遅延シンボル(非遅延シンボルをT−Tgだけ遅延させたもの)との相関値である。最大の相関値を示すピークP1、P2の部分は、それぞれガードインターバル期間Tgに対応する。ガードインターバル期間Tgの情報と、そのガードインターバル期間Tgの後ろに続く有効シンボル期間Tuの最後尾の情報とが一致しているからである。
図5は、積算の概念図である。この図において、遅延シンボルは非遅延シンボルを所定時間(T−Tg)だけ遅延させたものであり、遅延シンボルのガードインターバル期間Tgと、非遅延シンボルの有効シンボル期間Tuの後部(ガードインターバル期間Tgの情報のコピー元部分)とは時間軸上で重なっている。アンテナ切り替え制御部6は、これら二つのシンボル(非遅延シンボルと遅延シンボル)に対して、規定された二つの期間(ガードインターバル内積算期間Σaとガードインターバル外積算期間Σb)の各々の移動平均積算値を演算する。第1移動平均積算値はガードインターバル内積算期間Σaの移動平均積算値、第2移動平均積算値はガードインターバル外積算期間Σbの移動平均積算値である。
なお、二つの積算期間Σa、Σbの特定は、シンボル同期部15からの信号A(シンボル同期パルス)に基づいて行い、積算処理はクロック発生部16からの信号B(クロックカウンターとクロック信号)に基づいて行う。また、何番目のシンボルを対象にして積算処理を行っているかの特定は、フレームデコード部21からの信号C(フレーム番号)に基づいて行う。
図6は、アンテナ切り替え制御部6の動作フローチャートを示す図である。この図において、アンテナ切り替え制御部6は、まず、ガードインターバル内積算期間Σaの移動平均積算処理を行って第1移動平均積算値を求め(ステップS1)、次いで、ガードインターバル外積算期間Σbの移動平均積算処理を行って第2移動平均積算値を求める(ステップS2)。次に、「第1移動平均積算値÷第2移動平均積算値」、つまり、これら二つの積算値の比率Xを演算し、その演算結果(比率X)をメモリに保存する(ステップS3)。次いで、メモリに保存しておいた比率Xとしきい値SLとを比較し、「X<SL」であるか否かを判定する(ステップS4)。そして、「X<SL」の場合には、アンテナの切換を促す信号(アンテナ切り替え制御信号SEL)をアンテナ切り替え回路5に出力し(ステップ5)、以上の動作を終了指示が与えられるまで継続する(ステップS6)。
図7(a)は、第1及び第2移動平均積算値の演算結果の一例を示す図である。ここでは、便宜的にシンボル番号1〜6までの演算結果を示している。すなわち、シンボル番号1のCN比は1、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は5400、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は600、それらの比率(上記のXに相当)は9である。また、シンボル番号2のCN比は3、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は5280、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は480、それらの比率(上記のXに相当)は11である。また、シンボル番号3のCN比は5、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は5180、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は370、それらの比率(上記のXに相当)は14である。また、シンボル番号4のCN比は7、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は5115、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は330、それらの比率(上記のXに相当)は15.5である。また、シンボル番号5のCN比は9、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は5100、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は300、それらの比率(上記のXに相当)は17である。また、シンボル番号6のCN比は11、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は5040、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は280、それらの比率(上記のXに相当)は18である。
さて、この図(図7(a))を参照すると、CN比と比率Xとの間に一応の関係を見ることができる。つまり、比率Xが高いほど、大きなCN比が得られるという関係である。
図7(b)は、比率XとCN比との関係を示す図である。この図において、縦軸は比率Xを表し、横軸はCN比を表している。この図からも理解されるように比率Xが高くなるほど、CN比が大きな値になっている。さて、CN比は、先にも説明したとおり、受信点における付加雑音電力(N)と信号電力(C)の比であるから、CN比はできるだけ大きいことが望ましい。今、閾値SLを、便宜的に比率X≒13程度に設定したとすると、閾値SLを越えるX=14、X=15.5、X=17又はX=18の場合は、伝送路状態が良いものとしてアンテナの切換を行わない(現在の選択アンテナをそのまま使用する)が、閾値SLを下回るX=11又はX=9の場合は、伝送路状態が悪いものとしてアンテナの切換が行われる。これは、図6のステップ4で、「X<SL」の場合に、アンテナの切換を促す信号(アンテナ切り替え制御信号SEL)をアンテナ切り替え回路5に出力するようにしているからである。
このように、本実施形態は、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)をガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)で割った値(すなわち、比率X)とCN比との間には一応の関係が成立することを利用し、その比率Xに基づいて選択ダイバシティを行うようにしたものである。
以下、このことについて詳述する。まず、ガードインターバル内積算期間Σaの積算結果(第1移動平均積算値)は、ガードインターバル期間の情報と、そのガードインターバル期間に続く有効シンボル期間の後部の情報との移動平均積算値であり、両情報は同一のものである(したがって、相関性がある)から、この第1移動平均積算値は当然ながら高い値を示す。
一方、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)は、有効シンボル期間Tuからマージン期間Mを除いた期間における非遅延シンボルと遅延シンボルとの積算結果であり、非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間Tuは時間Tgだけ前後にずれているから、通常は両者(非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間の情報)の間に相関性は見られないはずである。
しかし、本件発明者等の実験によれば、伝送路の変動によって強い白色雑音(マルチパスによる影響は多くのキャリア間の符号干渉であるから白色雑音とみなせる)が加えられた場合には、たとえ、ガードインターバル外積算期間Σbであっても、時としてある程度の相関性を生じることが見出された。
その理由は、次のとおりと推測される。今、有効シンボルに元々含まれている情報を「真情報」ということにする。マルチパスがない(白色雑音がない)場合は、非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボルに同一の情報(真情報)が含まれていても、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)が大きくなることはない。上記のとおり、非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間Tuが時間Tgだけ前後にずれているからである。しかし、白色雑音によって発生した情報(以下、偽情報)が上記の真情報に加えられたときには、確率論的に、偽情報を真情報と誤認することがあり、その誤認の度合いに対応して、ガードインターバル外積算期間Σbの積算結果(第2移動平均積算値)が高い値を示すものと考えられる。
このように、従来は「相関性がない」と半ば常識的に捉えられていた非遅延シンボルと遅延シンボルのそれぞれの有効シンボル期間Tuであるが、本件発明者等は、マルチパスの大きさによっては見かけ上、相関性を示すことがあることに着目し、その現象を利用して伝送路の状況を把握すれば、たとえ、有効シンボル期間であっても選択ダイバシティのアンテナ切り替えを行うことができることに着想したものである。
すなわち、先の図7(b)に示すように、CN比が悪化する(CNが小さくなる)につれてガードインタバル内積算値Σaとガードインターバル外積算値Σbの比率Xが小さくなるので、その比率Xから擬似的に信号状態を知ることができる。したがって、アンテナ切り替え制御回路6で、上記の積算(第1移動平均積算値及び第2移動平均積算値の演算)と比率Xの演算を行い、その比率Xと閾値SLとの比較結果から、現在の入力信号の状態を推定して、必要であればアンテナ切換のための信号(アンテナ切り替え制御信号SEL)をアンテナ切り替え回路5に出力するように構成すればよい。
具体的には、まず、同期を開始すると、TMCC情報やシンボルタイミングが得られる。これを基に上記積算期間(Σa、Σb)の積算を行い、比率Xを計算する。そして、全体回路として所要CN比(TSパケットにエラーが発生しない最小のCN比)の比率Xで閾値SLを設定し、計算された比率Xがこの閾値SLを下回った場合にアンテナ切り替え制御信号SELを反転してアンテナ切り替え回路5に出力する。これにより、切り替えた先のアンテナ特性が切り替え前のアンテナ特性よりも現在の伝送路に適していれば、つまり、所要CN比を満たしていれば、そこで安定し、受信を続けることができる。
また、当然、切り替えた先のアンテナも閥値を下回っている可能性もあるが、その場合はどちらのアンテナを使っても受信できない相当悪い伝送路状態であるので、反転を繰り返せばよい。伝送路状態が好転し、所要CN比を満たす条件のアンテナが発生すれば、そのアンテナで反転は終了し、受信を再開することができる。また、この反転タイミングは受信信号になるべく影響を与えない期間、つまり、ガードインターバル期間などで行なうべきことは言うまでもない。
以上のとおりであるから、実施形態によれば、ガードインターバル期間Tg以外の有効シンボル期間Tuにおいても、比率Xに基づいて伝送路状態の良否判定(CN比の良否判定に相当)を行うことができ、有効シンボル期間Tg内で急に伝送路の状態が変化した場合であっても、それに即座に対応することができる。したがって、瞬時的なシンボル喪失を招くことがない。しかも、本実施形態の技術と従来技術(ガードインターバル期間Tgのみの伝送路状態の良否判定)とを組み合わせることにより、シンボルのほぼ全期間にわたって伝送路状態の良否判定を行うことができるようになり、より一層確実な瞬時的シンボル喪失の対策を講じることができる。
OFDM受信装置の構成図である。 図1に示すOFDM受信装置の詳細構成図である。 アンテナ切り替え制御部6の構成図である。 積算期間の説明図である。 積算の概念図である。 アンテナ切り替え制御部6の動作フローチャートを示す図である。 第1及び第2移動平均積算値の演算結果の一例を示す図(a)及び比率XとCN比との関係を示す図(b)である。 ガードインターバルの概念図(a)及び従来技術におけるガードインターバル情報の利用概念図である。
符号の説明
T シンボル期間
Tg ガードインターバル期間
Tu 有効シンボル期間
T−Tg 所定時間
X 比率
1 OFDM受信装置
4a、4b アンテナ端子(アンテナ接続端子)
5 アンテナ切り替え回路(アンテナ切替手段)
15 シンボル同期部(非遅延シンボル出力手段、遅延シンボル出力手段、
シンボル同期生成手段)
16 クロック発生部(同期クロック生成手段)
30 第1移動平均積算値計算部(第1の演算手段、第1の積算手段)
31 第2移動平均積算値計算部(第2の演算手段、第2の積算手段)
32 閾値設定レジスタ(閾値記憶手段)
33 アンテナ切り替え判定部(第3の演算手段、選択信号発生手段、
比較手段)

Claims (15)

  1. 入力されたOFDM信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段と、
    前記入力されたOFDM信号のシンボル期間Tからガードインターバル期間Tgの差に相当する所定時間T−Tgだけ前記OFDM信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段と、
    前記ガードインターバル期間Tgの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第1移動平均積算値)を演算する第1の演算手段と、
    前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算する第2の演算手段と、
    前記第1移動平均積算値と前記第2移動平均積算値との比率Xを演算する第3の演算手段と、
    前記第3の演算手段によって演算された比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段と
    を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
  2. 前記第2の演算手段は、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算することを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置。
  3. 前記選択信号発生手段は、前記第3の演算手段によって演算された比率Xが所定の閾値SLを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置。
  4. 入力されたOFDM信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力工程と、
    前記入力されたOFDM信号のシンボル期間Tからガードインターバル期間Tgの差に相当する所定時間T−Tgだけ前記OFDM信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力工程と、
    前記ガードインターバル期間Tgの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第1移動平均積算値)を演算する第1の演算工程と、
    前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算する第2の演算工程と、
    前記第1移動平均積算値と前記第2移動平均積算値との比率Xを演算する第3の演算工程と、
    前記第3の演算工程によって演算された比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生工程と
    を含むことを特徴とするOFDM受信方法。
  5. 前記第2の演算工程は、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算することを特徴とする請求項4記載のOFDM受信方法。
  6. 前記選択信号発生工程は、前記第3の演算工程によって演算された比率Xが所定の閾値SLを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項4記載のOFDM受信方法。
  7. 地上波デジタル放送のOFDM信号を受信・復調して復号化する地上波デジタル受信装置において、
    受信した地上波デジタル放送に含まれるOFDM信号のシンボルを非遅延シンボルとして出力する非遅延シンボル出力手段と、
    前記OFDM信号のシンボル期間Tからガードインターバル期間Tgの差に相当する所定時間T−Tgだけ前記OFDM信号のシンボルを遅延させて遅延シンボルとして出力する遅延シンボル出力手段と、
    前記ガードインターバル期間Tgの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第1移動平均積算値)を演算する第1の演算手段と、
    前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの間、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算する第2の演算手段と、
    前記第1移動平均積算値と前記第2移動平均積算値との比率Xを演算する第3の演算手段と、
    前記第3の演算手段によって演算された比率Xに基づいて複数のアンテナの一つを選択するための選択信号を発生する選択信号発生手段と
    を備えたことを特徴とする地上波デジタル受信装置。
  8. 前記第2の演算手段は、前記ガードインターバル期間Tgに続く有効シンボル期間Tuの先頭から所定のマージン時間Mを除いた期間について、前記非遅延シンボルと前記遅延シンボルとの移動平均積算値(第2移動平均積算値)を演算することを特徴とする請求項7記載の地上波デジタル受信装置。
  9. 前記選択信号発生手段は、前記第3の演算手段によって演算された比率Xが所定の閾値SLを下回ったときにアンテナを切り替えるための信号を発生することを特徴とする請求項7記載の地上波デジタル受信装置。
  10. アンテナを接続可能な複数のアンテナ接続端子と、
    この複数のアンテナ持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してOFDM信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替手段と、
    前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたOFDM信号とこのOFDM信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成手段と、
    このシンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成手段と、
    閾値を記憶する閾値記憶手段と、
    前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第1の積算値を求める第1の積算手段と、
    前記シンボル同期生成手段により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成手段により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第2の積算値を求める第2の積算手段と、
    前記第1の積算値と前記第2の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶手段に記憶された閾値と比較する比較手段と、
    この比較手段による比較の結果、前記第1の積算値と前記第2の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え手段によってアンテナを切り替えることを特徴とするOFDM受信装置。
  11. 前記比較手段は、前記第1の積算値から前記第2の積算値を割った値であることを特徴とする請求項10記載のOFDM受信装置。
  12. 前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項10記載のOFDM受信装置。
  13. アンテナを接続可能な複数の持続端子の中から一つのアンテナ接続端子を選択してOFDM信号を受信するアンテナを切替えるアンテナ切替工程と、
    前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナにより受信されたOFDM信号とこのOFDM信号を有効シンボル期間遅延した信号との相関値に基づいてシンボルに同期するシンボル同期信号を生成するシンボル同期生成工程と、
    このシンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号からガードインターバル期間と有効シンボル期間に同期する同期クロック信号を生成する同期クロック生成工程と、
    閾値を記憶する閾値記憶工程と、
    前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成されたガードインターバル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第1の積算値を求める第1の積算工程と、
    前記シンボル同期生成工程により生成されたシンボル同期信号を前記同期クロック生成工程により生成された有効シンボル期間に同期する同期クロックでサンプリングし第2の積算値を求める第2の積算工程と、
    前記第1の積算値と前記第2の積算値との比を求め、この比を前記閾値記憶工程に記憶された閾値と比較する比較工程と、
    この比較工程による比較の結果、前記第1の積算値と前記第2の積算値との比が前記閾値より低い場合に前記アンテナ切り替え工程によってアンテナを切り替えることを特徴とするOFDM受信方法。
  14. 前記比較手段は、前記第1の積算値から前記第2の積算値を割った値であることを特徴とする請求項13記載のOFDM受信方法。
  15. 前記アンテナ切り替え手段におけるアンテナの切り替えは、ガードインターバル期間に行われることを特徴とする請求項13記載のOFDM受信方法。
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