JP2007236141A - 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電流に関係なく入力電圧と同極性で昇圧された電圧または極性の異なる電圧を複数出力することができる単一のＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置を提供すること。
【解決手段】多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２及び昇圧用スイッチ１２３と反転用スイッチ１２４をそれぞれ所定のオン時間とオフ時間で駆動する制御回路１５１を備え、制御回路１５１は、コンデンサ１３１とコンデンサ１３２が共にオフで、インダクタ１１１の両端に入力電圧が印加される第１の状態と、コンデンサ１３１とコンデンサ１３２が共に能動状態である第２の状態と、コンデンサ１３２がオフでコンデンサ１３１が能動状態である第３の状態と、コンデンサ１３１がオフでコンデンサ１３２が能動状態である第４の状態とを選択する。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器に安定した電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置に関し、詳細には、例えば携帯電子機器に搭載される液晶パネル等の駆動用電源に用いられ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に対して負電圧を含む制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置に関する。

近年、高効率な電力変換特性を有する非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリなどの入力電源電圧を所望の電圧に変換する手段として多用されている。この変換手段は、携帯機器にも多く使用されており、バッテリ等の単一の直流入力電圧から複数の異なる電圧、例えば入力電圧より降圧された出力電圧、入力電圧より昇圧された出力電圧、負側に反転した出力電圧を供給する目的として使用されている。直流電圧が入力されて負荷に制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに関する技術としては、図７に示すような構成のものがある。

図７は、従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

図７において、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ１と、第１の負荷１７に電圧を供給する第１のコンバータ１０と、第２の負荷２７に電圧を供給する第２のコンバータ２０と、第３の負荷３７に電圧を供給する第３のコンバータ３０とを備えて構成される。

まず、第１のコンバータ１０は、第１の主スイッチ１２が第１の状態の時、入力直流電圧Ｅｉは第１のインダクタ１３に印加される。この時、第１のインダクタ１３に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。次に第１の主スイッチ１２がオフ状態になると、第１のインダクタ１３に蓄えられた磁気エネルギーは、第１の出力ダイオード１５を介して第１の出力コンデンサ１６を充電する電流として放出される。第１の主スイッチ１２が一定の周期でオンオフ動作しているものとすると、１周期ごとに第１のインダクタ１３を介して出力されるエネルギーは、第１の主スイッチ１２のオン期間が長いほど大きくなる。したがって、第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は第１の主スイッチ１２のオン期間が長いほど高くなる。すなわち、第１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、第１の制御回路１８が第１の主スイッチ１２のオンオフ期間比を調整することにより制御される。

同様に、第２のコンバータ２０は、制御回路２８が第２の主スイッチ２２のオンオフ期間比を調整することにより、第２のインダクタ２３に蓄積された磁気エネルギーが第２の出力ダイオード２５を介して第２の出力コンデンサ２６を充電する電流として放出される。この磁気エネルギーの放出量が調整されることにより、第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２は制御される。第３のコンバータ３０において、第１のスイッチ３１が第１の状態の時に、第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２が第２のダイオード３５を介してコンデンサ３３を充電する。そして、第２のスイッチ３２が第１の状態の時に、コンデンサ３３のエネルギーが第１のダイオード３４を介して第３の出力コンデンサ３６を充電することにより、第２の出力電圧Ｖｏｕｔ２を負側に反転した第３の出力電圧Ｖｏｕｔ３が出力される。

上記構成の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、３種類の異なる電圧を出力するために、３つのコンバータが必要である。しかし、携帯機器においては、小型・軽量化のために、たとえ１点でも部品点数を少なくすることが要求されている。複数の出力を少ない部品点数で制御する手段として、特許文献１に開示された技術がある。

図８は、上記特許文献１に記載の複数の出力を有する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

図８において、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧Ｅｉが入力されており、バッテリ５０、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ５１、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２のスイッチ５２、インダクタ６１、ダイオード６２と、コンデンサ６３と、ダイオード６４と、コンデンサ６５と、第１のスイッチ５１と第２のスイッチ５２をそれぞれ所定のオン期間とオフ期間で駆動する制御回路６６が設けられている。コンデンサ６３から昇圧出力電圧Ｖｏ１を第１の負荷７１へ出力し、コンデンサ６５から反転出力電圧Ｖｏ２を第２の負荷７２へ出力する。入出力条件はＶｏ１＞Ｅｉ＞０＞Ｖｏ２である。第２のスイッチ５２がオン状態にある場合は、第１のスイッチ５１とインダクタ６１とダイオード６２とコンデンサ６３が、昇圧コンバータとして動作するように構成されている。一方、第１のスイッチ５１がオン状態にある時は、第２のスイッチ５２とインダクタ６１とダイオード６４とコンデンサ６５が反転コンバータとして動作するように構成されている。

このように構成された多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路６６によってスイッチング周期を昇圧コンバータとして動作する周期と反転コンバータとして動作する周期とに分周し、昇圧コンバータとして動作する周期においては昇圧出力電圧Ｖｏ１を安定化するように第１のスイッチ５１と第２のスイッチ５２のオンオフ期間が調整され、反転コンバータとして動作する周期においては反転出力電圧Ｖｏ２を安定化するように第１のスイッチ５１と第２のスイッチ５２のオンオフ期間が調整される。このことにより、入力電圧と同極性で昇圧された電圧及び極性の異なる電圧を安定化して出力することができる。
特開２００３−１６４１４３号公報

上記従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、１個のインダクタで複数の出力を制御するために、スイッチング周期を分周して各出力の制御に割り当てる時分割制御を用いている。しかしながら、このような制御方法は、１スイッチング周期内にインダクタに流れる電流がゼロとなる必要がある。もし、インダクタ電流がゼロにならずに次のスイッチング周期に移行すると、そのスイッチング周期に制御が割り当てられた出力が軽負荷であった場合に、過剰な電力供給を受けることになる。必要以上の電力供給をされた出力は目標値を越えた電圧となり、制御不能となってしまう。すなわち、出力安定化のためには、割り当てられたスイッチング周期内で電力供給が完結しなくてはならず、インダクタ電流がゼロになる必要があった。このため、従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータはインダクタ電流不連続モードでの動作となり、出力電流に対してインダクタ電流のピーク値が大きく、大電力を扱うことができないという問題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、負荷電流に関係なく入力電圧と同極性で昇圧された電圧または極性の異なる電圧を複数出力することができる単一のＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置を提供することを目的とする。

また、本発明は、１個のインダクタで大電流出力可能かつ複数の出力を制御することができる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置を提供することを目的とする。

本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタと、入力電圧を出力する入力直流電源と、複数のスイッチ素子を有し、前記複数のスイッチ素子のオンオフ動作の組合せによって第１の状態あるいは第２の状態あるいは第３の状態あるいは第４の状態となるスイッチ回路と、前記インダクタの一端に接続され、前記インダクタに発生する電圧を整流平滑する昇圧用整流手段と、前記インダクタの一端に接続され、前記入力電圧を昇圧した昇圧出力電圧を出力する昇圧用平滑手段と、前記インダクタの他端に接続され、前記インダクタに発生する電圧を整流平滑する反転用整流手段と、前記インダクタの他端に接続され、前記入力電圧を反転昇降圧した反転出力電圧を出力する反転用整流手段と、前記スイッチ回路の第１の状態は、前記昇圧用整流手段と前記反転用整流手段が共にオフで、前記インダクタの両端に前記入力電圧が印加される状態であり、前記スイッチ回路の第２の状態は、前記昇圧用整流手段と前記反転用整流手段が共に能動状態であり、前記スイッチ回路の第３の状態は、前記反転用整流手段がオフで、前記昇圧用整流手段が能動状態であり、前記スイッチ回路の第４の状態は、前記昇圧用整流手段がオフで、前記反転用整流手段が能動状態である構成を採る。

より好ましい具体的な態様として、前記スイッチ回路は、前記インダクタの一端と前記入力直流電源の正極との間に接続される第１のスイッチと、前記インダクタの他端と前記入力直流電源の負極との間に接続される第２のスイッチとから構成され、前記昇圧用整流手段は、前記インダクタと前記第２のスイッチとの結合部と前記昇圧用平滑手段との間に接続され、前記反転用整流手段は、前記インダクタと前記第１のスイッチとの結合部と前記反転用平滑手段との間に接続され、前記スイッチ回路の前記第１の状態は、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチが共にオン状態であり、前記スイッチ回路の前記第２の状態は、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチが共にオフ状態であり、前記スイッチ回路の前記第３の状態は、前記第１のスイッチがオン状態で前記第２のスイッチがオフ状態であり、前記スイッチ回路の前記第４の状態は、前記第１のスイッチがオフ状態で前記第２のスイッチがオン状態である。

また、昇圧出力電圧が目標値となるように、前記第１のスイッチのオン／オフ期間、前記第２のスイッチのオン／オフ期間、及び前記昇圧用整流手段の能動期間／オフ期間を制御するとともに、反転出力電圧が目標値となるように、前記第１のスイッチのオン／オフ期間、前記第２のスイッチのオン／オフ期間、及び前記反転用整流手段の能動期間／オフ期間を制御する制御回路を備えることがより好ましい。

前記制御回路は、前記昇圧出力電圧に応じた昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号とを生成する検出回路と、所定のスイッチング周波数を有する鋸歯状波信号を生成する発振回路と、前記鋸歯状波信号と昇圧出力用誤差信号との比較によって生成される昇圧出力用パルス信号と、前記鋸歯状波信号と反転出力用誤差信号との比較によって生成される反転出力用パルス信号との論理和された信号を出力するＰＷＭ回路と、前記昇圧出力電圧と目標値を比較する昇圧用比較回路と、前記反転出力電圧と目標値を比較する反転用比較回路と、前記ＰＷＭ回路の出力信号と前記昇圧用比較回路の出力信号と前記反転用比較回路の出力信号から、前記第１の状態から前記第４の状態を選択する論理回路とを備えるものであってもよい。

本発明の電源装置は、直流電圧が入力されて負荷に対して負電圧を含む制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを備える電源装置であって、上記のいずれかの多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを備える構成を採る。

本発明によれば、負荷の電流によらず、少ない部品点数で、制御された昇圧出力及び反転出力を供給することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。本実施の形態は、負荷に対して負電圧を含む制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例である。

図１において、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力電圧を出力する入力直流電源１０１と、１つのインダクタ１１１と、インダクタ１１１の一端と入力直流電源１０１の正極との間に接続される第１のスイッチ１２１と、インダクタ１１１の他端と入力直流電源１０１の負極との間に接続される第２のスイッチ１２２と、インダクタ１１１と第２のスイッチ１２２との結合部と昇圧用平滑手段であるコンデンサ１３１との間に接続される昇圧用整流手段である昇圧用スイッチ１２３と、インダクタ１１１と第１のスイッチ１２１との結合部と反転用平滑手段であるコンデンサ１３２との間に接続される反転用整流手段である反転用スイッチ１２４と、昇圧用平滑手段であるコンデンサ１３１と、反転用平滑手段であるコンデンサ１３２と、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２及び昇圧用スイッチ１２３と反転用スイッチ１２４をそれぞれ所定のオン時間とオフ時間で駆動する制御回路１５１とを備えて構成される。

インダクタ１１１の一端には、昇圧用整流手段と昇圧用平滑手段が接続されることになり、昇圧用整流手段及び昇圧用平滑手段は、インダクタ１１１に発生する電圧を整流平滑し、前記入力電圧を昇圧した昇圧出力電圧を出力する昇圧用整流平滑回路１３３を構成する。また、インダクタ１１１の他端には、反転用整流手段と反転用平滑手段が接続されることになり、反転用整流手段及び反転用平滑手段は、インダクタ１１１に発生する電圧を整流平滑し、前記入力電圧を反転昇降圧した反転出力電圧を出力する反転用整流平滑回路１３４を構成する。

第１のスイッチ１２１及び第２のスイッチ１２２は、このスイッチ素子のオンオフ動作の組合せによって第１の状態あるいは第２の状態あるいは第３の状態あるいは第４の状態となるスイッチ回路１２０を構成する。スイッチ回路１２０の第１の状態は、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２が共にオン状態であり、スイッチ回路１２０の第２の状態は、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２が共にオフ状態であり、スイッチ回路１２０の第３の状態は、第１のスイッチ１２１がオン状態で第２のスイッチ１２２がオフ状態であり、スイッチ回路１２０の第４の状態は、第１のスイッチ１２１がオフ状態で第２のスイッチ１２２がオン状態である。スイッチ回路１２０の第１〜第４状態を各部の能動状態から見ると、スイッチ回路１２０の第１の状態は、昇圧用整流手段と反転用整流手段が共にオフで、インダクタ１１１の両端に前記入力電圧が印加される状態であり、スイッチ回路１２０の第２の状態は、昇圧用整流手段と反転用整流手段が共に能動状態であり、スイッチ回路１２０の第３の状態は、反転用整流手段がオフで、昇圧用整流手段が能動状態であり、スイッチ回路１２０の第４の状態は、昇圧用整流手段がオフで、反転用整流手段が能動状態である。

制御回路１５１は、第１のスイッチ１２１のオン期間／オフ期間と第２のスイッチ１２２のオン期間／オフ期間と昇圧用整流手段の能動期間／オフ期間を昇圧出力電圧が目標値となるように、また、第１のスイッチ１２１のオン期間／オフ期間と第２のスイッチ１２２のオン期間／オフ期間と前記反転用整流手段の能動期間／オフ期間を反転出力電圧が目標値となるように制御する。

図２は、上記制御回路１５１のより詳細な構成を示す回路図である。

図２において、制御回路１５１は、昇圧出力電圧に応じた昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号とを生成する検出回路２００と、昇圧出力電圧と目標値を比較する昇圧用比較回路２１０と、反転出力電圧と目標値を比較する反転用比較回路２２０と、所定のスイッチング周波数を有する鋸歯状波信号を生成する発振回路２３０と、鋸歯状波信号と昇圧出力用誤差信号との比較によって生成される昇圧出力用パルス信号と、鋸歯状波信号と反転出力用誤差信号との比較によって生成される反転出力用パルス信号との論理和された信号を出力するＰＷＭ回路２４０と、ＰＷＭ回路２４０の出力信号と昇圧用比較回路２１０の出力信号と反転用比較回路２２０の出力信号から、第１の状態から第４の状態を選択する論理回路２５０とを備えて構成される。

検出回路２００は、昇圧出力Ｖｏ１を検出する抵抗２０１，２０２と、反転出力電圧Ｖｏ２を検出する抵抗２０３，２０４と、基準電圧を発生する基準電圧源２０５と、検出抵抗２０１，２０２の分圧と基準電圧源２０５の基準電圧とを比較し、昇圧出力用誤差信号Ｖｅ１を出力する誤差増幅器２０６と、検出抵抗２０３，２０４の分圧と接地とを比較し、反転出力用誤差信号Ｖｅ２を出力する誤差増幅器２０７とから構成される。

昇圧用比較回路２１０は、昇圧出力Ｖｏ１を検出する抵抗２０１，２０２と、基準電圧源２０５、検出抵抗２０１，２０２の分圧と基準電圧源２０５の基準電圧とを比較し、信号Ｖｅ３を出力する比較器２２１とから構成される。

反転用比較回路２２０は、反転出力電圧Ｖｏ２を検出する抵抗２０３，２０４、及び検出抵抗２０３，２０４の分圧と接地電圧とを比較し、信号Ｖｅ４を出力する比較器２２２から構成される。

発振回路２３０は、所定の周期で電位が増減する鋸歯状波電圧Ｖｔを出力する。

ＰＷＭ回路２４０は、昇圧出力用誤差信号Ｖｅ１と鋸歯状波電圧Ｖｔを比較し、出力信号Ｖ１を出力する比較器２４１と、反転出力用誤差信号Ｖｅ２と鋸歯状波電圧Ｖｔを比較し、出力信号Ｖ２を出力する比較器２４２と、比較器２４１，２４２の出力信号Ｖ１，Ｖ２の論理和をとり、論理和信号ＰＷＭを出力するＯＲ回路２４３とから構成される。

論理回路２５０は、ＮＯＲ回路２５１，２５２、ＯＲ回路２５３〜２５５、ＡＮＤ回路２５６〜２５８、ＮＯＴ回路（インバータ）２５９〜２６２、及びＲ−Ｓフリップフロップ（ＦＦ）２６３，２６４を備えて構成される。

ＮＯＲ回路２５１には、ＰＷＭ回路２４０の出力ＰＷＭと昇圧用比較器２２１の出力Ｖｅ３が入力される。Ｒ−Ｓフリップフロップ２６３のＲ端子に信号ＰＷＭ、Ｓ端子にＮＯＲ回路２５１の出力信号がそれぞれ入力され、信号Ｖ３を出力する。また、ＮＯＲ回路２５２には、ＰＷＭ回路２４０の出力ＰＷＭと反転用比較器２２２の出力Ｖｅ４が入力される。Ｒ−Ｓフリップフロップ２６４のＲ端子に信号ＰＷＭ、Ｓ端子にＮＯＲ回路２５２の出力信号がそれぞれ入力され、信号Ｖ４を出力する。ＯＲ回路２５３には、信号Ｖｅ３，Ｖｅ４が入力される。ＡＮＤ回路２５６には、ＯＲ回路２５３の出力信号とＰＷＭ信号が入力され、信号Ｖ５を出力する。ＡＮＤ回路２５８には、信号Ｖ４とＮＯＴ回路２６０の出力信号が入力される。ＯＲ回路２５５には、信号Ｖ５、ＡＮＤ回路２５８の出力信号が入力され、Ｖｇ１１を出力する。また、ＮＯＴ回路２６２に信号Ｖｇ１１が入力され、Ｖｇ１４が出力される。ＡＮＤ回路２５７には、信号Ｖ３とＮＯＴ回路２５９の出力信号が入力される。ＯＲ回路２５４には、信号Ｖ５、ＡＮＤ回路２５７の出力信号が入力され、Ｖｇ１２を出力する。また、ＮＯＴ回路２６２に信号Ｖｇ１２が入力されＶｇ１３が出力される。

以下、上述のように構成された多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作について説明する。まず、基本動作について述べる。

図１に示すように、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力直流電源１０１に接続され、入力直流電圧Ｅｉが入力される。多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００には、第１のスイッチ１２１、第２のスイッチ１２２、昇圧用整流手段であるスイッチ１２３、反転用整流手段であるスイッチ１２４、インダクタ１１１、昇圧用平滑手段であるコンデンサ１３１、反転用平滑手段であるコンデンサ１３２、及び第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２及び昇圧用スイッチ１２３と反転用スイッチ１２４をそれぞれ所定のオン時間とオフ時間で駆動する制御回路１５１が設けられている。

コンデンサ１３１とコンデンサ１３２の両端には負荷１４１が接続され、昇圧出力電圧Ｖｏ１が負荷１４１の一端に出力され、反転出力電圧Ｖｏ２が負荷１４１の他端に出力される。本実施の形態における入出力条件は、Ｖｏ１＞Ｅｉ＞０＞Ｖｏ２である。第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２がオン状態、昇圧用スイッチ１２３と反転用スイッチ１２４がオフ状態である第１の状態でインダクタ１１１に磁気エネルギーを蓄え、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２をオフ状態、昇圧用スイッチ１２３と反転用スイッチ１２４がオン状態で、第１の状態でインダクタ１１１に蓄えられた磁気エネルギーをコンデンサ１３１及びコンデンサ１３２を介して昇圧出力Ｖｏ１と反転出力Ｖｏ２を同時に出力するように動作し、第２のスイッチ１２２と反転用スイッチ１２４をオフ状態、第１のスイッチ１２１と昇圧用スイッチ１２３がオン状態で第１の状態でインダクタ１１１に蓄えられた磁気エネルギーをコンデンサ１３１を介して昇圧出力Ｖｏ１を出力するように動作し、第１のスイッチ１２１と昇圧用スイッチ１２３をオフ状態、第２のスイッチ１２２と反転用スイッチ１２４がオン状態で第１の状態でインダクタ１１１に蓄えられた磁気エネルギーをコンデンサ１３２を介して反転出力Ｖｏ２を出力するように動作する。

上記各状態を実現するために、制御回路１５１は、以下の動作により信号Ｖｇ１１〜Ｖｇ１４を生成する。

図２に示すように、抵抗２０１と抵抗２０２は昇圧出力Ｖｏ１を検出し、抵抗２０３と抵抗２０４は反転出力電圧Ｖｏ２を検出する。各検出電圧は、誤差増幅器２０６及び誤差増幅器２０７によって基準電圧源２０５の基準電圧とそれぞれ比較され、昇圧出力用誤差信号Ｖｅ１と反転出力用誤差信号Ｖｅ２がそれぞれ出力される。抵抗２０１〜２０４、誤差増幅器２０７，２０７及び基準電圧２０５により、検出回路２００が構成される。また、抵抗２０１と抵抗２０２は昇圧出力Ｖｏ１を分圧し、比較器２２１によって基準電圧源２０５の基準電圧と比較される。抵抗２０１，２０２、比較器２２１及び基準電圧源２０５により昇圧用比較器２１０が構成される。抵抗２０３と抵抗２０４は反転出力Ｖｏ２を分圧し、比較器２２１によって接地電位と比較される。抵抗２０３，２０４、比較器２２１により反転用比較器２２０が構成される。

発振回路２３０は、所定の周期で電位が増減する鋸歯状波電圧Ｖｔを出力し、比較器２４１は昇圧出力用誤差信号Ｖｅ１と鋸歯状波電圧Ｖｔを比較し、比較器２４２は反転出力用誤差信号Ｖｅ２と鋸歯状波電圧Ｖｔを比較する。各比較器２４１，２４２の出力信号Ｖ１，Ｖ２は、ＯＲ回路２４３によって論理和信号ＰＷＭとして出力される。比較器２４２，２４１及びＯＲ回路２４３とによりＰＷＭ回路２４０が構成されている。

ＮＯＲ回路２５１には、ＰＷＭ回路２４０の出力ＰＷＭと昇圧用比較器２１０の出力Ｖｅ３が入力される。Ｒ−Ｓフリップフロップ２６３のＲ端子に信号ＰＷＭ、Ｓ端子にＮＯＲ回路２５１の出力信号がそれぞれ入力され、信号Ｖ３を出力する。また、ＮＯＲ回路２５２には、ＰＷＭ回路２４０の出力ＰＷＭと反転用比較器２２２の出力Ｖｅ４が入力される。Ｒ−Ｓフリップフロップ２６４のＲ端子に信号ＰＷＭ、Ｓ端子にＮＯＲ回路２５２の出力信号がそれぞれ入力され、信号Ｖ４を出力する。ＯＲ回路２５３には、信号Ｖｅ３，Ｖｅ４が入力される。ＡＮＤ回路２５６には、ＯＲ回路２５３の出力信号とＰＷＭ信号が入力され、信号Ｖ５を出力する。ＡＮＤ回路２５８には信号Ｖ４とＮＯＴ回路２６０の出力信号が入力される。ＯＲ回路２５５には信号Ｖ５、ＡＮＤ回路２５８の出力信号が入力され、Ｖｇ１１を出力し図１の第１のスイッチ１２１の駆動信号となる。また、ＮＯＴ回路２６２に信号Ｖｇ１１が入力されＶｇ１４が出力される。信号Ｖｇ１４は、図１の反転用スイッチ１２４の駆動信号となる。ＡＮＤ回路２５７には信号Ｖ３とＮＯＴ回路２５９の出力信号が入力される。ＯＲ回路２５４には信号Ｖ５、ＡＮＤ回路２５７の出力信号が入力され、Ｖｇ１２を出力し、図１の第２のスイッチ１２２の駆動信号となる。また、ＮＯＴ回路２６１に信号Ｖｇ１２が入力されＶｇ１３が出力される。信号Ｖｇ１３は、図１の昇圧用スイッチ１２３の駆動信号となる。

図３乃至図６は、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００における制御回路１５１の動作状態を示す波形図であり、各信号及びインダクタ１１１に流れる電流Ｉ１１１を示す波形である。

図３は、状態１として昇圧出力Ｖｏ１及び反転出力Ｖｏ２ともに所望の電圧かつ安定した電圧を供給した状態の各信号及び電流Ｉ１１１を示している。時刻ｔ１において、ＰＷＭ回路２４０の出力信号ＰＷＭが“Ｈｉ”となり、Ｖｇ１１，Ｖｇ１２が“Ｈｉ”、となり第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２が第１の状態、同時にＶｇ１３，Ｖ１４が“Ｌｏ”となり昇圧用スイッチ１２３、反転スイッチ１２４がオフ状態なり、インダクタ１１１には入力直流電圧Ｅｉが印加され、電流Ｉ１１１が増加し磁気エネルギーが蓄積される。

時刻ｔ２となると、ＰＷＭ回路の出力信号ＰＷＭが“Ｌｏ”となり、Ｖｇ１１，Ｖｇ１２が“Ｌｏ”、となり第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２がオフ状態、同時にＶｇ１３，Ｖ１４が“Ｈｉ”となり昇圧用スイッチ１２３、反転スイッチ１２４が第１の状態なり、インダクタ１１１に蓄えられた磁気エネルギーである電流Ｉ１１１が昇圧用スイッチ１２３、反転スイッチ１２４、及びコンデンサ１３１，１３２を介して昇圧出力Ｖｏ１、反転出力Ｖｏ２が同時に供給される。安定化状態にある時は、信号Ｖｅ３，Ｖｅ４は常に“Ｈｉ”，Ｖ３，Ｖ４は常に“Ｌｏ”となる。

図４は、昇圧出力は所望の電圧Ｖｏ１であるが、反転出力が所望の電圧Ｖｏ２以下に電圧が下がった状態２を示す。反転出力が所望の電圧Ｖｏ２以下となると、反転用比較器２２２の出力信号Ｖｅ４が“Ｌｏ”となり、信号ＰＷＭが“Ｌｏ”の時、Ｒ−Ｓフリップフロップ２６４より出力Ｖ４はＨｉとなり、Ｖｇ１１は“Ｈｉ”、Ｖｇ１２は“Ｌｏ”となり、第１のスイッチ１２１はオン状態、反転用スイッチ１２４はオフ状態となる。主スイッチ１２２と昇圧用スイッチ１２３は、上記状態１と同様の制御がなされ、信号ＰＷＭが“Ｌｏ”及びＶ４が“Ｈｉ”の時、昇圧動作のみを行う。この場合、インダクタ電流Ｉ１１１の直流電流は周期ごとに増加し、昇圧出力Ｖｏ１も所望の電圧以上となる。また、反転出力は所望の電圧Ｖｏ２であるが、昇圧出力が所望の電圧Ｖｏ１以上であるならば、図４に示す状態と昇圧動作と反転動作が逆となった状態となる。昇圧出力Ｖｏ１が所望の電圧以上かつ反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下となると図５に示す状態３となる。

図５に示す状態３では、昇圧出力Ｖｏ１が所望の電圧以上かつ反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下となると、昇圧用比較器２０４の出力信号Ｖｅ３も“Ｌｏ”となり、信号ＰＷＭが“Ｌｏ”でありかつ信号Ｖｅ３，Ｖｅ４が“Ｈｉ”である時、再び昇圧用スイッチ１２３、反転スイッチ１２４、及びコンデンサ１３１，１３２を介して昇圧出力Ｖｏ１、反転出力Ｖｏ２が同時に供給され、インダクタ電流Ｉ１１１の直流電流の増加率が低下する。

上記状態３は、昇圧出力Ｖｏ１が所望の電圧以上かつ反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下であったので、状態３より昇圧出力Ｖｏ１はさらに電圧が上昇、反転出力Ｖｏ２はさらに下降し、それに伴い信号Ｖｅ１，Ｖｅ２は下降する。信号Ｖｅ１，Ｖｅ２が下降すると、信号ＰＷＭの“Ｈｉ”時間が短くなりインダクタ１１１に入力直流電圧Ｅｉが印加される時間が短くなり、インダクタ１１１の直流電流は周期ごとに減少する図６に示した状態４となる。

上述した状態２〜４を繰り返し、昇圧出力Ｖｏ１及び反転出力Ｖｏ２として所望の電圧が供給されると、再び安定状態である状態１となる。これら状態１〜４は、昇圧出力Ｖｏ１から負荷１４１を介して反転出力Ｖｏ２に流れる負荷電流Ｉ１４１の電流値によらず、昇圧出力Ｖｏ１が所望の電圧以上もしくは反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下もしくはＶｏ１が所望の電圧以上かつ反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下であれば、状態２〜４を繰り返し、安定状態１となるように制御される。

以上説明したように、本実施の形態によれば、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、インダクタ１１１の一端と入力直流電源１０１の正極との間に接続される第１のスイッチ１２１と、インダクタ１１１の他端と入力直流電源１０１の負極との間に接続される第２のスイッチ１２２と、インダクタ１１１と第２のスイッチ１２２との結合部とコンデンサ１３１との間に接続される昇圧用スイッチ１２３と、インダクタ１１１と第１のスイッチ１２１との結合部とコンデンサ１３２との間に接続される反転用スイッチ１２４と、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２及び昇圧用スイッチ１２３と反転用スイッチ１２４をそれぞれ所定のオン時間とオフ時間で駆動する制御回路１５１とを備え、制御回路１５１は、コンデンサ１３１とコンデンサ１３２が共にオフで、インダクタ１１１の両端に入力電圧が印加される第１の状態と、コンデンサ１３１とコンデンサ１３２が共に能動状態である第２の状態と、コンデンサ１３２がオフでコンデンサ１３１が能動状態である第３の状態と、コンデンサ１３１がオフでコンデンサ１３２が能動状態である第４の状態とを選択するので、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ１００から負荷１４１に対して、電流値に依存せず昇圧出力電圧Ｖｏ１と反転出力電圧Ｖｏ２を同時に負荷１４１に供給することができる。すなわち、昇圧出力Ｖｏ１から負荷１４１を介して反転出力Ｖｏ２に流れる負荷電流Ｉ１４１の電流値によらず、昇圧出力Ｖｏ１が所望の電圧以上もしくは反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下もしくはＶｏ１が所望の電圧以上かつ反転出力Ｖｏ２が所望の電圧以下であれば、状態２〜４を繰り返し、安定状態１となるように制御されることになり、１つのインダクタ１１１を共有することによる少ない部品点数で、負荷電流Ｉ１４１の電流値に依存せず昇圧出力と反転出力を同時に安定化することができるという効果が得られる。

以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、実施の形態は、多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの場合であるが、電源装置の場合も同様の効果を得ることができる。

また、上記各実施の形態では多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置という名称を用いたが、これは説明の便宜上であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ、スイッチングコンバータ、電源回路等であってもよいことは勿論である。

さらに、上記多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する各回路部、例えばスイッチ素子等の種類、数及び接続方法などは前述した実施の形態に限られない。スイッチ素子は、例えばＭＯＳトランジスタを使用するのが一般的であるが、スイッチング動作を行う素子であればどのようなスイッチ素子であってもよい。

本発明に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置は、携帯機器用の有機ＥＬパネル等の電源回路として有用である。また、携帯機器以外の電子機器における多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ及び電源装置にも広く適用され得るものである。

本発明の一実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図 上記実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の構成を示す回路図 上記実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図 上記実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図 上記実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図 上記実施の形態に係る多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図 従来の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図 従来の他の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図

符号の説明

１００ 多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０１ 入力直流電源
１１１ インダクタ
１２１ 第１のスイッチ
１２２ 第２のスイッチ
１２３ 昇圧用スイッチ
１２４ 反転用スイッチ
１３１，１３２ コンデンサ
１３３ 昇圧用整流平滑回路
１３４ 反転用整流平滑回路
１５１ 制御回路
２００ 検出回路
２１０ 昇圧用比較回路
２２０ 反転用比較回路
２３０ 発振回路
２４０ ＰＷＭ回路
２５０ 論理回路

Claims (5)

1. インダクタと、
   入力電圧を出力する入力直流電源と、
   複数のスイッチ素子を有し、前記複数のスイッチ素子のオンオフ動作の組合せによって第１の状態あるいは第２の状態あるいは第３の状態あるいは第４の状態となるスイッチ回路と、
   前記インダクタの一端に接続され、前記インダクタに発生する電圧を整流平滑する昇圧用整流手段と、
   前記インダクタの一端に接続され、前記入力電圧を昇圧した昇圧出力電圧を出力する昇圧用平滑手段と、
   前記インダクタの他端に接続され、前記インダクタに発生する電圧を整流平滑する反転用整流手段と、
   前記インダクタの他端に接続され、前記入力電圧を反転昇降圧した反転出力電圧を出力する反転用整流手段と、
   前記スイッチ回路の第１の状態は、前記昇圧用整流手段と前記反転用整流手段が共にオフで、前記インダクタの両端に前記入力電圧が印加される状態であり、
   前記スイッチ回路の第２の状態は、前記昇圧用整流手段と前記反転用整流手段が共に能動状態であり、
   前記スイッチ回路の第３の状態は、前記反転用整流手段がオフで、前記昇圧用整流手段が能動状態であり、
   前記スイッチ回路の第４の状態は、前記昇圧用整流手段がオフで、前記反転用整流手段が能動状態であることを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記スイッチ回路は、前記インダクタの一端と前記入力直流電源の正極との間に接続される第１のスイッチと、前記インダクタの他端と前記入力直流電源の負極との間に接続される第２のスイッチとから構成され、
   前記昇圧用整流手段は、前記インダクタと前記第２のスイッチとの結合部と前記昇圧用平滑手段との間に接続され、
   前記反転用整流手段は、前記インダクタと前記第１のスイッチとの結合部と前記反転用平滑手段との間に接続され、
   前記スイッチ回路の前記第１の状態は、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチが共にオン状態であり、
   前記スイッチ回路の前記第２の状態は、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチが共にオフ状態であり、
   前記スイッチ回路の前記第３の状態は、前記第１のスイッチがオン状態で前記第２のスイッチがオフ状態であり、
   前記スイッチ回路の前記第４の状態は、前記第１のスイッチがオフ状態で前記第２のスイッチがオン状態であることを特徴とする請求項１記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 昇圧出力電圧が目標値となるように、前記第１のスイッチのオン／オフ期間、前記第２のスイッチのオン／オフ期間、及び前記昇圧用整流手段の能動期間／オフ期間を制御するとともに、
   反転出力電圧が目標値となるように、前記第１のスイッチのオン／オフ期間、前記第２のスイッチのオン／オフ期間、及び前記反転用整流手段の能動期間／オフ期間を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項２記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は、
   前記昇圧出力電圧に応じた昇圧出力用誤差信号と、前記反転出力電圧に応じた反転出力用誤差信号とを生成する検出回路と、
   所定のスイッチング周波数を有する鋸歯状波信号を生成する発振回路と、
   前記鋸歯状波信号と昇圧出力用誤差信号との比較によって生成される昇圧出力用パルス信号と、前記鋸歯状波信号と反転出力用誤差信号との比較によって生成される反転出力用パルス信号との論理和された信号を出力するＰＷＭ回路と、
   前記昇圧出力電圧と目標値を比較する昇圧用比較回路と、
   前記反転出力電圧と目標値を比較する反転用比較回路と、
   前記ＰＷＭ回路の出力信号と前記昇圧用比較回路の出力信号と前記反転用比較回路の出力信号から、前記第１の状態から前記第４の状態を選択する論理回路と
   を備えることを特徴とする請求項３記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 直流電圧が入力されて負荷に対して負電圧を含む制御された直流電圧を供給する多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを備える電源装置であって、
   請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ
   を備えることを特徴とする電源装置。

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