JP2007221187A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】空間ストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが施されたＭＩＭＯ＿ＯＦＤＭ信号を正しく受信処理する。
【解決手段】まずＬ−ＬＴＦなどの同期獲得用のフィールドを用いて通常の同期獲得処理を行ない、その後にストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されたＭＩＭＯ信号であることを検出すると、そのＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミングを調整する。例えば、ＨＴプリアンブルのＨＴ−ＳＩＧフィールドに記載されているＭＣＳ値に基づいて空間ストリーム数を読み取り、さらに空間ストリーム数に応じたＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量を特定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）通信にＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式を適用する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠するとともに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとの互換性を持ち、レガシー・パケットとＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅパケットの双方を受信する無線通信装置及び無線通信方法に関する。

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１などを挙げることができる。

例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。ＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭ変調方式によれば、送信データを相互に直交する周波数が設定された複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数利用効率が非常に高く、周波数選択性フェージング妨害に強い。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では、最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしている。しかし、通信速度として、さらなる高ビットレートを実現できる無線規格が求められている。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、実効スループットで１００ＭＢＰＳを超える高速な無線ＬＡＮ技術の開発を目指し、次世代の無線ＬＡＮ規格を策定している。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、１次変調にＯＦＤＭを用いたＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ方式が採用されている。ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信は、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重した複数の空間ストリームを用いて無線通信の高速化を実現する技術である。送信機側では複数のアンテナを用いて送信データを複数のストリームに分配して送出し、受信機は複数のアンテナにより受信した空間多重信号に対してチャネル特性を利用した信号処理を行なうことによって空間分離し、ストリーム毎の信号をクロストークなしに取り出すことができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。

また、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）を異にし、高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送を実現する。その一方で、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠した動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）を実行する通信端末（以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ）との共存を許容する動作モードとして“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”を規定している。具体的には、パケット（ＭＩＭＯ信号）の先頭のＰＨＹヘッダを、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとまったく同じフォーマットからなるプリアンブル（以下では、「レガシー・プリアンブル」とも呼ぶ）と、これに続くＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマットのプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）で構成することを規定している。

図５には、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに基づくパケット（以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ）のフォーマットを図示している。但し、１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする（以下同様）。ヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知ＯＦＤＭシンボルからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、同期獲得並びに等化用の既知ＯＦＤＭシンボルからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、伝送レートやデータ長（但し、Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅでは、レガシー端末を偽る（ｓｐｏｏｆ）ための値が書き込まれる）などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧＮＡＬ Ｆｉｅｌｄ）で構成され、これに続いてペイロード（Ｄａｔａ）が送信される。

また、図６には、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで検討されているＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅにおけるパケット（以下、「ＭＭパケット」とも呼ぶ）のフォーマットを図示している。このヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとまったく同じＬ−ＳＴＦ、Ｌ−ＬＴＦ、Ｌ−ＳＩＧと、その後にＨＴフォーマットのＨＴプリアンブルとペイロード（データ）が続く。ＭＭパケットは、レガシー・パケットにおけるＰＨＹペイロードに相当する部分がＨＴフォーマットで構成されており、このＨＴフォーマット内は、再帰的にＨＴプリアンブルとＰＨＹペイロードで構成される。

ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側でチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。

なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている（図７を参照のこと）。ＨＴ−ＬＴＦトレーニング・シンボルの個数は、空間ストリーム数以上となる。

ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。これに対し、ＨＴプリアンブル以降のＨＴフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。レガシー端末は、ＭＭパケットのレガシー・プリアンブル中のＬ−ＳＩＧをデコードして、自局宛てでないことと、データ長情報などを読み取り、正しい期間だけＮＡＶ（Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）を設定して、衝突を回避することができる。この結果、ＭＭパケットはレガシー端末との互換性を実現することができる。

また、ＭＩＭＯ通信では、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されるという問題がある。そこで、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、送信機は各送信アンテナから時間差（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ若しくはＣＤＤ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ））を以って信号を送信する方法が検討されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。これによれば、ＭＭパケットのレガシー・プリアンブル部分と、ＨＴフォーマット部分のそれぞれについて送信アンテナ間のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ値が規定されている。例えば、２本の空間ストリームからなるＭＩＭＯ通信を行なう場合、レガシー部分では、２本目の空間ストリームは、１本目の空間ストリームに対し−２００ナノ秒だけ遅延時間を持つ時間差信号となる。

ＭＭパケットのレガシー・プリアンブルがレガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットを持つことは既に述べたが、ＣＤＤを適用した場合には、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかで両パケットには相違があることになる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとＩＥＥＥ８０２．１１ｎを兼用する通信機（以下、「ＭＭ端末」とも呼ぶ）を構成する場合、レガシー・パケットとＭＭパケットの双方を正しく受信しなければならないが、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔを施す場合には、レガシー・プリアンブル（ぐたいてきには、Ｌ−ＬＴＦフィールド）で同期獲得したタイミングに問題が生ずる。

受信機側では、通常、受信したレガシー・プリアンブル中のＬ−ＳＴＦ部分における自己相関のピークを基準にして、Ｌ−ＬＴＦ受信信号と既知トレーニング・シンボルとの相互相関を求め、そのピークが現れた位置に基づいて同期を獲得する。しかしながら、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていない場合はおよそ基準以降に相関が現れるのに対し（図８を参照のこと）、前方へ送信タイミングがずれたＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されている場合には、基準より前に相関が膨らむ（図９を参照のこと）。例えば、２本の空間ストリームを用いるシステムでは、遅延が少なければ、相互相関により本来のタイミングとＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号によるタイミングとで２本のピークが立つが、遅延が大きくなるとピークが鈍ってしまい、遅延スプレッドが前方に広がって見える。

したがって、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加された結果として、本来同期すべきタイミングよりも数シンボルだけ前方で同期を獲得してしまう可能性があり、ＯＦＤＭ復調のためのＦＦＴウィンドウが前にずれることになる。例えば、２０ＭＨｚでは２００ナノ秒のずれは４サンプル分に相当する。

このようにＦＦＴウィンドウが前方に少しだけずれた場合であっても、通常であれば、ガード・インターバルによって前シンボルからのシンボル間干渉を受けることはない。しかしながら、遅延の大きな伝搬チャネルの場合には、同期がずれたことにより、シンボル間干渉を受けてしまい、エラーを起こすおそれがある。

特に、ＨＴ−ＬＴＦやＨＴ−ＤＡＴＡ部などで１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ、あるいはそれ以上の変調レベルを使用する際には、シンボル間干渉を受けると、ＳＮをいくら高くしても、エラーレートが改善しないフロア現象が起きる。このようなシンボル間干渉をできるだけ避けようとして、ＦＦＴウィンドウをできるだけ後ろにずらすと、逆に後のシンボルからの干渉を受ける危険がある。

また、チャネルは時間とともに位相回転するので、ＨＴ−ＬＴＦフィールドのシンボルを誤ったタイミングでチャネル推定すると、タイミング誤差が位相誤差となって影響することから、精度の高いチャネル行列を求めることができない。受信信号を精度の低いチャネル行列を用いてＭＩＭＯ合成しても、ストリーム間でクロストークが発生するため、元の空間ストリームに正確に分離することができないという問題がある。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ専用の通信端末であれば、ＨＴフォーマットのみからなるパケットを受信すればよく、獲得したタイミングを既知のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ分だけ後方にずらすだけで、上記の問題は解決する。しかしながら、ＭＭ端末の場合は、Ｃｙｃｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうか判別できない段階のレガシー・プリアンブルにおいて同期タイミングを獲得するため、上記の問題は不可避となる。

特開２００２−４４０５１号公報 ＥＷＣ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ ＷＩｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｎｓｏｒｔｉｕｍ） ＰＨＹ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ

本発明の目的は、空間ストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが施されたＭＩＭＯ＿ＯＦＤＭ信号を正しく受信処理することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠するとともに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとの互換性を持ち、レガシー・パケットとＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅパケットの双方を好適に受信することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが行なわれたＭＭパケットのレガシー・プリアンブル部分からより正確な同期を獲得することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、同期タイミングを検出してパケットを受信処理する無線通信装置であって、送信元からの伝送信号をアンテナ経由で受信する信号受信手段と、前記パケットのヘッダ部分に含まれるタイミング検出用フィールドを用いて同期タイミングを検出する同期タイミング検出手段と、前記同期タイミング検出手段により検出された同期タイミングのずれ量を推定して調整する同期タイミング調整手段と、前記の調整された同期タイミングに従って、パケットの受信処理を行なう受信処理手段を具備することを特徴とする無線通信装置である。

本発明は、ＭＩＭＯ通信にＯＦＤＭ変調方式を適用した通信システムにおいて、ＭＩＭＯ信号を受信する無線通信装置に関するものであり、具体的には、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠するＭＩＭＯ受信機であって、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ用のレガシー・パケットとＩＥＥＥ８０２．１１ｎ用のＨＴフォーマットを含むＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅパケットの双方を受信するものである。

ＭＩＭＯ通信において、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されるという問題がある。このため、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、送信機は各送信アンテナから時間差を付けて信号を送出するというＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが検討されている。しかしながら、プリアンブル中の同期獲得用のフィールドにもＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔを施すと、本来同期すべきタイミングよりも前方で同期を獲得してしまい、その分だけＦＦＴウィンドウが前にずれることからシンボル間干渉を受けるおそれがある、という問題がある。

これに対し、本発明に係る無線通信装置は、まず、Ｌ−ＬＴＦなどの同期獲得用のフィールドを用いて通常の同期獲得処理を行ない、その後に、ストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されたＭＩＭＯ信号であることを検出すると、そのＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミングを調整するようになっている。

したがって、本来の同期処理においてＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔに起因してタイミング・エラーが生じても、その後の同期タイミング調整によって、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ、あるいはそれ以上の変調レベルを使用するＨＴフォーマット部分におけるシンボル間干渉によるフロア現象を防止して、良好なエラーレートを確保することができる。

前記同期タイミング調整手段は、例えば、前記パケットのヘッダ部分で記載されているパケット・フォーマットに関する情報に基づいて、前記信号受信手段における受信信号がＭＩＭＯ信号であるかどうか、すなわちＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを検出することができる。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいては、ＨＴプリアンブルのＨＴ−ＳＩＧフィールドに記載されているＭＣＳ値に基づいてＭＩＭＯ信号の空間ストリーム数を読み取ることができ、さらに空間ストリーム数からＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量を特定することができる。

あるいは、パケットのヘッダ部は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号を付加する場合としない場合とで変調パターンが相違するフィールドが含まれることを利用して、前記同期タイミング調整手段は、当該フィールドの変調パターンを検査することにより、前記信号受信手段における受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを検出することができる。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ＨＴ−ＳＩＧフィールドは、Ｌ−ＳＩＧフィールドに対して９０度だけ回転させた位相空間上でＢＰＳＫ変調を行なうことから、両フィールド間で位相空間が直交するかどうかを以ってＨＴ−ＳＩＧフィールドの存在を検出することができる。

あるいは、前記同期タイミング調整手段は、前記信号受信手段における受信信号の自己相関、相互相関、又はチャネル推定によって求められるパターンに基づいて、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを推定することができる。遅延プロファイルは、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていない場合はおよそ基準以降に相関が現れるのに対し（図８を参照のこと）、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されている場合は基準より前に相関が膨らむ（図９を参照のこと）。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは２本の空間ストリームを用いたＭＩＭＯ通信時には−２００ナノ秒だけ遅延時間を持つＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されるので、遅延プロファイルが２００ナノ秒以上にわたる場合はＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていると推定することができる。

前記同期タイミング調整手段はＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいてタイミング補正量を決定するが、前記受信処理手段は、該タイミング補正量に応じて同期位置を変えたＦＦＴウィンドウを用いてＯＦＤＭシンボルの切り出しを行なうようにしてもよい。あるいは、前記受信処理手段は、該タイミング補正量に応じてガード・インターバルを除去する位置を変えるようにしてもよい。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、受信信号がＭＩＭＯ信号で且つ２以上の空間ストリームを含むときにはＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていることになるが、このような場合であっても、すべてにおいて同期タイミングの調整を行なう必要があるとは限らない。例えば、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ、あるいはそれ以上の変調レベルにおいてのみ同期タイミング調整を行なう必要があるが、一方、より低い変調レベルの場合にはタイミング調整を行なわなくても十分なエラーレートが得られると推測される。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ＭＩＭＯ信号を構成する各空間ストリームで同一の変調レベルが適用されることもあれば、空間ストリーム毎に異なる変調レベルが適用されることもある。前記同期タイミング調整手段は、前記信号受信手段で受信したＭＩＭＯ信号に含まれる空間ストリームで適用されている最も高い変調レベルに基づいて、同期タイミングの調整を行なうべきかどうかを決定するようにすればよい。

前記同期タイミング調整手段は、受信信号に付加されているＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量又はそれ以下となるタイミング補正量を決定するようにする。例えば、２００ナノ秒のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に対し、同期タイミング補正量を２００ナノ秒未満となる５０、１００、１５０ナノ秒などとして、過度のタイミング調整によりＦＦＴウィンドウが次のＯＦＤＭシンボルに食い込む危険性を配慮するようにしてもよい。

また、ＭＩＭＯ信号で送られてくるパケットのヘッダ部はチャネル行列生成のためのフィールドを含んでいる。このような場合、前記受信処理手段は、少なくとも該チャネル行列生成用フィールド及びパケットのデータ部を、前記同期タイミング調整手段により調整された同期タイミングに従って受信処理を行なうことが好ましい。チャネル行列生成用フィールドをより正確なタイミングでチャネル推定を行なう結果として、位相誤差を含まない高い精度のチャネル行列を用いてＭＩＭＯ合成を行なうことにより、ストリーム間でクロストークなく空間分離を行なうことができるようになる。

本発明によれば、空間ストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが施されたＭＩＭＯ＿ＯＦＤＭ信号を正しく受信処理することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

本発明によれば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠してＭＩＭＯ信号を受信する場合と、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに準拠した信号の双方にとって適切な受信処理を行なうことができる。

また、本発明によれば、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが行なわれたＭＩＭＯ信号からより正確な同期を獲得することができるので、タイミング・エラーが引き起こすシンボル間干渉によるフロア現象を防止して、良好なエラーレートを確保することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

本発明は、ＭＩＭＯ通信にＯＦＤＭ変調方式を適用した通信システムにおいて、ＭＩＭＯ信号を受信する無線通信装置に関するものであり、その具体例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠するＭＩＭＯ受信機であり、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ用のレガシー・パケットとＩＥＥＥ８０２．１１ｎ用のＨＴフォーマットを含むＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅパケットの双方を受信するように構成されている。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に意図しないビーム形成が生じないよう、送信機が各送信アンテナから時間差をつけて信号を送出するＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが検討されている。プリアンブル中の同期獲得用のフィールドにもＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔを施すと、本来同期すべきタイミングよりも前方で同期タイミングを獲得してしまうという問題がある。これに対し、本発明に係る無線通信装置は、まず、Ｌ−ＬＴＦなどの同期獲得用のフィールドを用いて通常の同期処理を行なうが、その後に、ストリーム間でＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔが行なわれた信号であることを検出するとＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミングを調整するようになっている。

図１には、本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ受信機におけるデジタル処理部分の構成を示している。図示の受信機は、２本の受信アンテナ（図示しない）を備え、２本の空間ストリームからなるＭＩＭＯ信号を受信するものとする。以下の説明では、図６に示したＭＭパケットを受信する場合を想定する。

図示しないＲＦ処理部からは、各受信アンテナにおける受信信号をＲＦ処理して得られた２つのデジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢが入力される。図示のデジタル処理部側では、これらデジタル・ベースバンド信号をＭＩＭＯ合成して２本の独立した空間ストリームに分離し、各ストリームをそれぞれ復調し、デインターリーブ、デパンクチャやチャネル復号を経て、元のビット列を出力するようになっている。

ＭＭパケット中のレガシー・プリアンブル部分及びＨＴプリアンブルのうちＨＴ−ＳＩＧが各デジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢから切り出され、加算器２０で加算されて、タイミング検出部２１に入力される。

タイミング検出部（Ｔｉｍｉｎｇ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）２１は、Ｌ−ＳＴＦにおける受信信号の自己相関や、Ｌ−ＬＴＦにおける受信信号と受信機自身が持つ既知トレーニング・シーケンスとの相互相関によって同期タイミングを求める。各バッファ１及び１１からは、この同期タイミングに従ってＯＦＤＭシンボル毎にデジタル・ベースバンド信号が切り分けられる。

これと同時に、周波数オフセット補正部（Ｏｓｃ）２及び１２では、周波数誤差推定部（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）２２からの周波数誤差推定値に基づいて、それぞれのデジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢに対し周波数補正が行なわれる。また、ＨＴ−ＳＩＧ検出部２７は、デジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢにおけるＨＴ−ＳＩＧの存在を検出して、コントローラ３０に通知するが、この点の詳細については後述に譲る。

その後、各デジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢは、プリアンブルとデータ部分に分離され、ガード除去部（Ｇｕａｒｄ ｒｅｍｏｖｅｒ）６及び１６でガード・インターバルが除去された後、それぞれ高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３及び１３へ送られる。

ＦＦＴ３及び１３は、時間領域のデジタル・ベースバンド信号Ａ及びＢを周波数領域のサブキャリアに分解する。また、チャネル行列生成部（Ｍａｔｒｉｘ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）２４は、送信機の各送信アンテナ（図示しない）から時分割送信されたＨＴ−ＬＴＦのＦＦＴ出力を基に、チャネル行列Ｈをサブキャリア毎に生成する。

ＭＩＭＯチャネル合成部（ＭＩＭＯ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）２３では、このチャネル行列Ｈを利用して、パケットのデータ部のＦＦＴ出力をサブキャリア毎に合成して、各空間ストリームに分離する。ＭＩＭＯチャネル合成は、具体的には、チャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出し、これをＦＦＴ後の受信信号に乗算することにより行なわれる。チャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムとして、例えばＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｅ（ゼロ化規範）、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）、ＳＶＤ（Ｓｉｎｇｕｌａｒ Ｖａｌｕｅ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ：特異値分解）−ＭＩＭＯなどが挙げられるが、ここでは特に限定されない。

ＭＩＭＯ合成された各ストリーム信号はそれぞれ、等化・位相トラッキング部（Ｅｑｕａｌｉｚｅ ＆ Ｐｈａｓｅ−Ｔｉｍｉｎｇ Ｔｒａｃｋ）４及び１４に送られ、残留周波数オフセットと位相トラッキングの補正が行なわれた後、復調部（Ｄｅｍａｐｐｅｒ）５及び１５で位相空間（ｃｏｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ）上に変調点から元の値に復調され、復号部（Ｄｅｃｏｄｅｒ）２６により元のデータ・シーケンスに復号される。

図２には、図１に示したＭＩＭＯ受信機において、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔにより同期タイミングがずれた場合のＯＦＤＭシンボルを切り出す様子を図解している。

タイミング検出部２１は、Ｌ−ＳＴＦにおける受信信号の自己相関や、Ｌ−ＬＴＦにおける受信信号と受信機自身が持つ既知トレーニング・シーケンスとの相互相関によって同期タイミングを求める。上述したように、前方へのＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加された受信信号との相互相関は、実際の遅延プロファイルとは異なり、本来より早い時点を同期タイミングとしてしまう（図９を参照のこと）。

この時点では、受信機側では、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうか不明であるので、タイミング検出部２１において、まずこの時点を同期タイミングとして、Ｌ−ＬＴＦを用いたチャネル推定、並びにＬ−ＳＩＧとＨＴ−ＳＩＧのデコードを行なう。本来より早い時点を同期タイミングとしている場合には、図２中で、Ｌ−ＳＩＧ並びにＨＴ−ＳＩＧの各シンボルの先頭において点線矢印で示すように、同期が前方に少しずれた位置で各フィールドを各バッファ１及び１１から読み取ることになる。Ｌ−ＳＩＧやＨＴ−ＳＩＧは符号化率１／２のＢＰＳＫ変調という低いデータ・レートで送られてくるので、たとえ同期が多少ずれることによりシンボル間干渉を受けても、比較的影響は少ない。

Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧをデコードして得られた情報から、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを判断することができる。例えば、ＭＭパケットでは、Ｌ−ＳＩＧ中のＲａｔｅフィールド（図１０を参照のこと）には、レガシー・モードでは６Ｍｂｐｓを表すビット値が偽って記載され、また、ＨＴ−ＳＩＧは２ＯＦＤＭシンボルで構成されるが（図１１を参照のこと）、１シンボル目のＨＴ−ＳＩＧ１に含まれるＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＆ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）値に基づいてＨＴフィールドで適用する伝送方式に関する情報を得るとともに、以下のように空間ストリーム本数Ｎ_ssを特定することができる（非特許文献１（Ａｐｐｅｎｄｉｘ．Ａ）を参照のこと）。

各空間ストリームで同じ変調方式の場合：
ＭＣＳ ０〜７ ⇒ Ｎ_ss＝１
ＭＣＳ ８〜１５ ⇒ Ｎ_ss＝２
ＭＣＳ １６〜２３ ⇒ Ｎ_ss＝３
ＭＣＳ ２４〜３１ ⇒ Ｎ_ss＝４
空間ストリーム毎に変調方式が異なる場合：
ＭＣＳ ３３〜３８ ⇒ Ｎ_ss＝２
ＭＣＳ ３９〜５２ ⇒ Ｎ_ss＝３
ＭＣＳ ５３〜７６ ⇒ Ｎ_ss＝４

そして、空間ストリーム本数Ｎ_ssから下表に従って、ＨＴフォーマット部分におけるＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ値を識別することができる仕組みになっている。

コントローラ３０は、復号部２６により復号されたデータを読み取って、受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかをチェックする。そして、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていること（すなわち、受信信号が２以上の空間ストリームからなるＭＩＭＯ信号であること）が判明したときには、コントローラ３０は、タイミング検出部２１に対して、同期タイミングを既に決めたタイミングよりもＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量だけ後にずらすための制御信号３４を帰還して、ＨＴ−ＬＴＦ以降のシンボルに関しては、タイミングをＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量だけ後方にずらして、この影響を除いた同期タイミングを基準として、ＦＦＴ以降の復調処理を行なわせる。

図３には、ＨＴ−ＳＩＧフィールドに記載されている情報に基づいて同期タイミング補正を行なうための処理手順をフローチャートの形式で示している。

まず、Ｌ−ＬＴＦを用いて獲得した同期タイミングに基づいて受信したＨＴ−ＳＩＧのデコードを行ない、１シンボル目の上位４ビットからＭＣＳを読み取る（ステップＳ１）。そして、ＭＣＳ値に基づいて、空間ストリーム数Ｎ_ssを割り出す（ステップＳ２）。レートとは独立した各パラメータをＭＣＳ値から検索することができる（非特許文献１を参照のこと）。

ここで、空間ストリーム数Ｎ_ssが２以上かどうかをチェックする（ステップＳ３）。

空間ストリーム数Ｎ_ssが１の場合は（ステップＳ３のＮｏ）、受信信号が空間多重されていない、すなわち受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていないので、同期タイミングの調整を行なう必要がない。したがって、Ｌ−ＬＴＦを用いて獲得した同期タイミングのままで、ＨＴ−ＬＴＦ以降のシンボルについての受信処理を行なう（ステップＳ１０）。

一方、空間ストリーム数Ｎ_ssが２以上の場合には（ステップＳ３のＹｅｓ）、受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていることを意味する。この場合、Ｌ−ＬＴＦを用いて獲得した同期タイミングをＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて調整すべきかどうかをさらに判断する。

例えば、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ、あるいはそれ以上の変調レベルにおいてのみ同期タイミング調整を行なうが、より低い変調レベルの場合にはタイミング調整を行なわなくても十分なエラーレートが得られると推測される。

変調レベルを考慮して同期タイミングの調整を行なうべきと受信機が設定されているときには（ステップＳ４のＹｅｓ）、ＨＴ−ＳＩＧから読み取ったＭＣＳに基づいて、変調レベルを読み取る（ステップＳ６）。レートとは独立した各パラメータをＭＣＳ値から検索することができる（非特許文献１を参照のこと）。

ここで、使用するすべての空間ストリームで同じ変調レベルが適用される場合と、空間ストリーム毎に異なる変調レベルが適用される場合がある（前述）。前者の場合には（ステップＳ６のＹｅｓ）、一様に設定されている変調レベルが基準となるレベルを超えるかどうかをチェックする（ステップＳ７）。また、後者の場合には、ＭＣＳに基づいて最も高い変調レベルを読み取り（ステップＳ９）、これが基準となるレベルを超えるかどうかをチェックする（ステップＳ７）。

ステップＳ７において、変調レベルが基準に達しないときには、敢えて同期タイミングを調整する必要はないので、Ｌ−ＬＴＦを用いて獲得した同期タイミングのままで、ＨＴ−ＬＴＦ以降のシンボルについての受信処理を行なう（ステップＳ１０）。

一方、変調レベルが基準を超えるときには、ステップＳ３で読み取った空間ストリーム数に割り当てられているＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて、Ｌ−ＬＴＦを用いて獲得した同期タイミングの調整を行なう（ステップＳ８）。

このような同期タイミングの調整によって、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ、あるいはそれ以上の変調レベルを使用するＨＴ−ＬＴＦやＨＴ−ＤＡＴＡ部におけるシンボル間干渉やこれに起因するフロア現象を防止することができる。また、チャネル行列生成部２４はＨＴ−ＬＴＦをより正確なタイミングでチャネル推定を行なうことができ、この結果、ＭＩＭＯチャネル合成部２３はより正確なチャネル行列に基づいて空間分離を行なうことができるようになる。

あるいは、コントローラ３０は、ガード除去部６及び１６に対して同期タイミング調整を行なうための制御信号３３を帰還して、ＯＦＤＭシンボルからガード・インターバルを除去する際にも、同期タイミング調整を行なうことが可能である。図４には、ガード・インターバル除去時にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミング調整を行なう様子を示している。同図Ａはタイミング補正前のＦＦＴウィンドウ位置を示し、同図Ｂはタイミング補正後のＦＦＴウィンドウ位置を示している。

上記の説明では、受信機は、Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧに記載されている情報からＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号の有無を判別するようにしているが、その他の方法によって判別することも可能である。

例えば、ＨＴ−ＳＩＧフィールドが存在すること自体から、受信信号がＭＩＭＯ信号であること、すなわちＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていることを推定することができる。ＨＴ−ＳＩＧフィールドは、レガシー部分とは異なる変調パターンであることから、ＨＴ−ＳＩＧ検出部２７はＨＴ−ＳＩＧフィールドの存在を確認することができる。この場合、ＨＴ−ＳＩＧ検出部２７がコントローラ３０にその旨を通知し、コントローラ３０はこれに応答してタイミング検出部２１に制御信号３４を帰還する。

ＨＴ−ＳＩＧフィールドは、Ｌ−ＳＩＧフィールドに対して９０度だけ回転させた位相空間上でＢＰＳＫ変調を行なうようになっている（非特許文献１並びに図１２を参照のこと）。したがって、ＨＴ−ＳＩＧ検出部２７は、両フィールド間で位相空間が直交するかどうかを以ってＨＴ−ＳＩＧフィールドの存在を検出することができる。そして、ＨＴ−ＳＩＧの存在を検出したときには、コントローラ３０に通知する。

あるいは、タイミング検出部２１において最初にＬ−ＬＴＦフィールドを用いて同期を獲得する際の相互相関によって求められる遅延プロファイルのパターンに基づいて、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを推定することができる。タイミング検出部２１は、この推定結果をコントローラ３０に通知すればよい。

現在、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいて検討されている仕様では、例えば２本の空間ストリームを用いたＭＩＭＯ通信時には、−２００ナノ秒だけ遅延時間を持つＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号を付加することになっている（非特許文献１及び表１を参照のこと）。したがって、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていない場合はおよそ基準以降に相関が現れるのに対し（図８を参照のこと）、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されている場合は基準より前に相関が膨らむ（図９を参照のこと）。

このことから、遅延プロファイルが２００ナノ秒以上にわたる場合はＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていると推定することができる。そして、コントローラ３０は、同期タイミングをタイミング検出部２１が決めたタイミングよりも２００ナノ秒だけ後にずらすようにタイミング調整をコントロールする。

なお、上記の説明では、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号の影響を除くために、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量だけ同期タイミングを後方にずらすとしたが、タイミング補正量はＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に限定されるものではない。例えば、２００ナノ秒のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に対し、同期タイミング補正量を２００ナノ秒未満の５０、１００、１５０ナノ秒（２０ＭＨｚでそれぞれ１、２、３サンプル分）などとして、過度のタイミング調整によりＦＦＴウィンドウが次のＯＦＤＭシンボルに食い込む危険性を配慮するようにしてもよい。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに準拠した通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔを導入したその他のＭＩＭＯ通信システムに対しても、同様に本発明を適用することができる。

また、本明細書では、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量が前方へ２００ナノ秒となる場合（ＥＷＣ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎにおける２ブランチの場合）の同期タイミング補正について説明してきたが、その他の仕様においては各々のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に対応した量のタイミング補正を行なうようにすればよい。例えば、３ブランチの場合は１００、２００ナノ秒のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加され、４ブランチの場合は５０、１００、１５０ナノ秒のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加される。これらの場合、最大のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいてタイミング補正量を決定するようにすればよい。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ受信機におけるデジタル処理部分の構成を示した図である。 図２は、図１に示したＭＩＭＯ受信機において、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔにより同期タイミングがずれた場合のＯＦＤＭシンボルを切り出す様子を示した図である。 図３は、ＨＴ−ＳＩＧフィールドに記載されている情報に基づいて同期タイミング補正を行なうための処理手順を示したフローチャートである。 図４Ａは、ガード・インターバル除去時にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミング調整を行なう前のＦＦＴウィンドウ位置を示した図である。 図４Ｂは、ガード・インターバル除去時にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて同期タイミング調整を行なった後のＦＦＴウィンドウ位置を示した図である。 図５は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに基づくパケットとも呼ぶ）のフォーマットを示した図である。 図６は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで検討されているＭｉｘｅｄ Ｍｏｄｅにおけるパケットのフォーマットを示した図である。 図７は、ＭＩＭＯ通信時に、送信アンテナ毎のＨＴ−ＬＴＦが時分割で送信されるパケット・フォーマットを示した図である。 図８は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されていないＬ−ＬＴＦを用いて相互相関をとったときにおよそ基準以降に相関が現れる様子を示した図である。 図９は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されたＬ−ＬＴＦを用いて相互相関をとったときに基準より前に相関が膨らむ様子を示した図である。 図１０は、Ｌ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示した図である。 図１１は、ＨＴ−ＳＩＧフィールドのデータ構造を示した図である。 図１２は、Ｌ−ＳＩＧフィールドに対して９０度だけ回転させた位相空間上でＨＴ−ＳＩＧフィールドのＢＰＳＫ変調を行なう仕組みを説明するための図である。

符号の説明

１、１１…バッファ
２、１２…周波数オフセット補正部
３、１３…高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
５、１５…復調部
６、１６…ガード除去部
２０…加算器
２１…タイミング検出部
２２…周波数誤差推定部
２３…ＭＩＭＯチャネル合成部
２４…チャネル行列生成部
２５…残留周波数オフセット推定部
２６…復号部
２７…ＨＴ−ＳＩＧ検出部
３０…コントローラ

Claims (15)

1. 同期タイミングを検出してパケットを受信処理する無線通信装置であって、
   送信元からの伝送信号をアンテナ経由で受信する信号受信手段と、
   前記パケットのヘッダ部分に含まれるタイミング検出用フィールドを用いて同期タイミングを検出する同期タイミング検出手段と、
   前記同期タイミング検出手段により検出された同期タイミングのずれ量を推定して調整する同期タイミング調整手段と、
   前記の調整された同期タイミングに従って、パケットの受信処理を行なう受信処理手段と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 送信元となる通信装置の少なくとも一部は、送信タイミングに所定の時間差を設けた時間差信号を送信し、
   前記同期タイミング調整手段は、前記信号受信手段における受信信号が時間差信号であるかどうかを検出し、時間差信号であるときにはその時間差に基づいて前記同期タイミング検出手段で検出した同期タイミングの補正を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記同期タイミング調整手段は、前記パケットのヘッダ部分で記載されているパケット・フォーマットに関する情報に基づいて、前記信号受信手段における受信信号が時間差信号であるかどうかを検出する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
4. パケットのヘッダ部は、時間差信号とそうでない場合とで変調パターンが相違するフィールドを含み、
   前記同期タイミング調整手段は、当該フィールドの変調パターンを検査することにより、前記信号受信手段における受信信号が時間差信号であるかどうかを検出する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
5. 前記同期タイミング調整手段は、前記信号受信手段における受信信号の自己相関、相互相関、又はチャネル推定によって求められるパターンに基づいて、受信信号が時間差信号であるかどうかを推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
6. 送信元となる通信装置の少なくとも一部は、複数の送信アンテナを備え、伝送信号は複数の空間ストリームを用いて、送信アンテナ間で所定のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量だけ送信タイミングに時間差を設けたＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号を付加したＭＩＭＯ信号を送信し、
   前記同期タイミング調整手段は、前記信号受信手段における受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを検出し、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているときにはそのＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいて前記同期タイミング検出手段で検出した同期タイミングの補正を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
7. 前記同期タイミング調整手段は、前記パケットのヘッダ部分で記載されているパケット・フォーマットに関する情報に基づいて、前記信号受信手段における受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを検出する、
   ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
8. パケットのヘッダ部は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号を付加する場合としない場合とで変調パターンが相違するフィールドが含まれており、
   前記同期タイミング調整手段は、当該フィールドの変調パターンを検査することにより、前記信号受信手段における受信信号にＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを検出する
   ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
9. 前記同期タイミング調整手段は、前記同期タイミング検出手段が同期を獲得する際の相互相関によって求められる遅延プロファイルのパターンに基づいて、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号が付加されているかどうかを推定する、
   ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
10. ＭＩＭＯ信号の各空間ストリームではＯＦＤＭ変調方式が適用されており、
    前記同期タイミング調整手段は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいてタイミング補正量を決定し、
    前記受信処理手段は、該タイミング補正量に応じて同期位置を変えたＦＦＴウィンドウを用いてＯＦＤＭシンボルの切り出しを行なう、
    ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
11. ＭＩＭＯ信号の各空間ストリームではＯＦＤＭ変調方式が適用されており、
    前記同期タイミング調整手段は、Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量に基づいてタイミング補正量を決定し、
    前記受信処理手段は、該タイミング補正量に応じてガード・インターバルを除去する位置を変える、
    ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
12. ＭＩＭＯ信号は各空間ストリームで同一又は異なる変調レベルが適用されており、
    前記同期タイミング調整手段は、前記信号受信手段で受信したＭＩＭＯ信号に含まれる空間ストリームで適用されている最も高い変調レベルに基づいて、同期タイミングの調整を行なうべきかどうかを決定する、
    ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
13. 前記同期タイミング調整手段は、受信信号に付加されているＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ信号のＣｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ量又はそれ以下となるタイミング補正量を決定する、
    ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
14. ＭＩＭＯ信号で送られてくるパケットのヘッダ部はチャネル行列生成のためのフィールドを含み、
    前記受信処理手段は、少なくとも該チャネル行列生成用フィールド及びパケットのデータ部を、前記同期タイミング調整手段により調整された同期タイミングに従って受信処理を行なう、
    ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
15. 同期タイミングを検出してパケットを受信処理する無線通信方法であって、
    送信元からの伝送信号をアンテナ経由で受信する信号受信ステップと、
    前記パケットのヘッダ部分に含まれるタイミング検出用フィールドを用いて同期タイミングを検出する同期タイミング検出ステップと、
    前記同期タイミング検出手段により検出された同期タイミングのずれ量を推定して調整する同期タイミング調整ステップと、
    前記の調整された同期タイミングに従って、パケットの受信処理を行なう受信処理ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
    

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