JP2007208654A - Ｏｆｄｍを用いた無線通信方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】特殊なプリアンブル信号を用いることなくＩＱインバランスによるサブキャリア毎に異なる振幅及び位相の変化と、中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量を推定してＩＱインバランスの補償を可能とする。
【解決手段】中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成して送信する。
【選択図】 図３

Description

この発明は、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplexing:ＯＦＤＭ)を用いた無線通信方法、ＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置に関する。

マルチパス伝搬路のような、伝搬遅延時間が異なる複数の信号が到来する環境下では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplexing:ＯＦＤＭ)は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信した際に生じる、このような波形歪みを軽減できる方式として知られている。

一般に、無線受信機では受信した高周波数帯の信号をベースバンド帯の信号に周波数変換する際に、直交復調器を用いる。直交復調器をアナログ回路で構成すると、アナログ回路の不完全性により直交復調器にＩＱインバランスが生じる。ＩＱインバランスとは、同相成分と直交成分との間で生じる振幅誤差及び位相誤差である。直交復調器においてＩＱインバランスが生じた場合、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアのうち、中心周波数に対して互いに対称の位置にある２つのサブキャリアの信号が相互に干渉する。この相互干渉は、受信品質を大きく劣化させる。

ＩＱインバランスの補償、すなわちＩＱインバランスによる、中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉の除去のために、サブキャリア毎に振幅及び位相変化と相互干渉量を推定し、それらの推定結果に基づき補償を行う技術が提案されている（特許文献１）。この技術では、ＩＱインバランスによる振幅及び位相の変化と中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量の推定のために、特殊な構成のチャネル推定用プリアンブル信号を送信する。
特開２００１−１１９３６４号公報

特許文献１に記載された技術では、ＩＱインバランスによるサブキャリア毎に異なる振幅及び位相の変化と、中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量の推定のために、全サブキャリアに渡って通常の倍の長さを持つ特殊な構成のチャネル推定用プリアンブル信号を送信する必要がある。このため、チャネル推定用プリアンブル信号のオーバヘッドが大きいという問題がある。

この発明は、特殊なプリアンブル信号を用いることなくＩＱインバランスによるサブキャリア毎に異なる振幅及び位相の変化と、中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量を推定して、ＩＱインバランスの補償を可能とすることを目的とする。

本発明の一態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成するステップと；生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；送信されたＯＦＤＭ信号を受信して直交復調により受信ＯＦＤＭ信号を出力するステップと；前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ対応する第１受信パイロット信号及び第２受信パイロット信号を抽出するステップと；前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ対応する第３受信パイロット信号及び第４受信パイロット信号を抽出するステップと；抽出された前記第１受信パイロット信号及び第３受信パイロット信号から前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数を推定するステップと；抽出された前記第２受信パイロット信号及び第４受信パイロット信号から前記第１サブキャリアによって前記第２サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定するステップと；推定された前記第１の係数と第２の係数から前記直交復調時に前記受信ＯＦＤＭ信号に対して生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するためのウエイトを算出するステップと；算出された前記ウエイトに従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記補償を行うステップと；前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号するステップと；を具備する無線通信方法を提供する。

本発明の他の態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成ユニットと；生成されたＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットとを具備するＯＦＤＭ送信装置を提供する。

本発明のさらに別の態様によると、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を受信して直交復調により受信ＯＦＤＭ信号を出力する受信ユニットと；前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信パイロット信号に対応する第１受信パイロット信号、及び前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第３送信パイロット信号に対応する第３受信パイロット信号から前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数を推定し、前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信パイロット信号に対応する前記第２受信パイロット信号、及び前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第４送信パイロット信号に対応する第４受信パイロット信号から前記第１サブキャリアによって前記第２サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定する推定部と；推定された前記第１の係数及び第２の係数から前記直交復調時に前記受信ＯＦＤＭ信号に対して生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するためのウエイトを算出する算出部と；算出された前記ウエイトに従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記補償を行う補償部と；前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ受信装置を提供する。

本発明によれば、ＯＦＤＭ無線通信システムにおいて周波数同期やタイミング同期に一般に用いられるパイロット信号に対して特定の条件を付与して送信を行う。これによりオーバヘッドの大きい特殊なプリアンブル信号を用いることなく、受信側においてＩＱインバランスによるサブキャリア毎に異なる振幅及び位相の変化と、中心周波数に対して互いに対称の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量を推定でき、その推定結果に基づいてＩＱインバランスの補償を行うことができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１に示されるように、本発明の第１の実施形態に従うＯＦＤＭ無線通信システムでは、送信アンテナ１０２を有するＯＦＤＭ送信装置１０１からＯＦＤＭ信号が送信される。送信されたＯＦＤＭ信号は、受信アンテナ１０４を有するＯＦＤＭ受信装置１０３によって受信される。ここでは、ＯＦＤＭ送信装置１０１とＯＦＤＭ受信装置１０３がそれぞれ一つのアンテナを有する場合について述べるが、ＯＦＤＭ送信装置が複数の送信アンテナを有し、ＯＦＤＭ受信装置が複数の受信アンテナを有していてもよい。

図２を用いて図１中に示すＯＦＤＭ送信装置１０１の構成について説明する。ＯＦＤＭ送信装置１０１は符号化器２０１、ディジタル変調器２０２、シリアル・パラレル変換器２０３、パイロット信号挿入部２０４、プリアンブル信号付加部２０５、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット２０６及び無線送信部２０７を有する。

入力された送信データＳ２０１は、符号器２０１によって符号化される。符号化されたデータＳ２０２は、ディジタル変調器２０２によって例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、あるいは６４ＱＡＭなどのディジタル変調が施される。ディジタル変調器２０２から出力される変調データ信号Ｓ２０３は、シリアル・パラレル変換器２０３によって、データ信号を送信するためのサブキャリア（データサブキャリア）に割り当てられる。

データサブキャリアに割り当てられた変調データＳ２０４は、パイロット信号挿入部２０４に入力される。パイロット信号挿入部２０４は、データサブキャリアの間のサブキャリア（パイロットサブキャリア）によって送信されるパイロット信号と呼ばれる既知信号の挿入を行う。言い換えれば、パイロット信号挿入部２０４はパイロットサブキャリアにパイロット信号を割り当てる。ここで、「データ信号あるいはパイロット信号をサブキャリアに割り当てる」とは、データ信号あるいはパイロット信号に対して、それらが割り当てられるべきサブキャリアの時間軸上及び周波数軸上の位置を表すサブキャリアインデックスを付加することを意味する。なお、後述するＯＦＤＭ受信装置において受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号と区別するため、ＯＦＤＭ送信装置から送信されるパイロット信号を送信パイロット信号と呼ぶ。

パイロット信号挿入部２０４からの出力信号（パイロットサブキャリアに割り当てられたパイロット信号とデータサブキャリアに割り当てられたデータ信号）Ｓ２０５は、プリアンブル信号付加部２０５に入力される。プリアンブル信号付加部２０５は、信号Ｓ２０５の前にチャネル推定用プリアンブルと呼ばれるチャネル推定のための既知信号を付加する。

プリアンブル信号付加部２０５から出力される信号Ｓ２０６は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２０６に入力される。ＩＦＦＴユニット２０６による逆高速フーリエ変換の結果、信号Ｓ２０６は時間軸上のＯＦＤＭ信号Ｓ２０７に変換される。ＯＦＤＭ信号Ｓ２０７は、無線送信部２０７に入力される。無線送信部２０７は、ＯＦＤＭ信号Ｓ２０７をアナログ信号に変換し、さらに無線周波数帯の信号に周波数変換を行って、送信ＯＦＤＭ信号を生成する。送信ＯＦＤＭ信号は、送信アンテナ１０２により送信される。無線送信部２０７はデジタル・アナログ変換器や直交変調器、フィルタ、電力増幅器などから構成される一般的な構成であるため、詳細な説明については省略する。

次に、図３を用いてＯＦＤＭ送信装置１０１において生成される送信ＯＦＤＭ信号のフレーム構成、特に送信パイロット信号の構成について詳しく説明する。
ＯＦＤＭ送信装置１０１は、データ信号を送信する前にチャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Ｔx(k)を送信する。ここで、ｂ_Ｔx(k)はｋ番目のサブキャリアに割り当てられるチャネル推定用プリアンブルの信号値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号が送信された後、データ信号ｄ_Ｔx(k,n)と同時に送信パイロット信号ｐ_Ｔx(k,n)が送信される。ここで、ｄ_Ｔx(k,n)及びｐ_Ｔx(k,n)は、それぞれｋ番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目に送信されるデータ信号の値及び送信パイロット信号の値を表す。チャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Ｔx(k)及び送信パイロット信号ｐ_Ｔx(k,n)は、ＯＦＤＭ受信装置１０３において既知の信号である。

ここで、＋７番目と−７番目のサブキャリアに割り当てられた、ｎ₁シンボル目に（第１ＯＦＤＭシンボルによって）送信される送信パイロット信号｛ｐ_Ｔx(+7,n₁)，ｐＴx(-7,n₁)｝、及び＋７番目と−７番目のサブキャリアに割り当てられた、ｎ₂シンボル目に（第２ＯＦＤＭシンボルによって）送信される送信パイロット信号｛ｐ_Ｔx(+7,n₂)，ｐＴx(-7,n₂)｝は、下式の条件を満足する。

また、望ましくは｛ｐ_Ｔx(+7,n₁)，ｐＴx(-7,n₁)｝及び｛ｐ_Ｔx(+7,n₂)，ｐＴx(-7,n₂)｝は、下式に示す条件を満足する。

送信パイロット信号が上式の条件を満足した場合、雑音環境下におけるＩＱインバランスの推定精度が改善され、その結果ＩＱインバランスの補償精度が向上するという利点がある。

ここでは式（１−１）を満足する送信パイロット信号が含まれるｎ₁番目及びｎ₂番目のシンボル（第１ＯＦＤＭシンボル及び第２ＯＦＤＭシンボル）を１シンボル目と２シンボル目としたが、これは一例であり、任意の２シンボル（例えば、３シンボル目と７シンボル目、チャネル推定用プリアンブルと４シンボル目等）に式（１−１）を満足する送信パイロット信号が含まれていてもよい。

式（１−１）及び（２−１）に示される二つの条件を同時に満足するｐ_Tx(+7,1)，ｐ_Ｔx(-7,1)，ｐ_Ｔx(+7,2)及びｐ_Ｔx(-7,2)の組み合わせは、例えば以下の式（３）（４）及び（５）が挙げられる。

ここで、ｊは虚数単位を表す。

送信パイロット信号は式（３）（４）及び（５）の組み合わせに限定されず、式（１−１）と望ましくは式（２−１）を満足する任意のパイロット信号を用いることが可能である。

ここでは、送信パイロット信号に用いられるサブキャリア番号はｋ＝±７であるが、これに限られない。中心周波数である０番目のサブキャリアに対して対称の位置にあるサブキャリアのペア（つまり＋Ｋ番目のサブキャリアと−Ｋ番目のサブキャリア）が送信パイロット信号に用いられるならば、任意のサブキャリアを送信パイロット信号に用いることが可能である。この場合、式（１−１）及び式（２−１）はそれぞれ以下のように一般化される。

すなわち、式（1-2）は送信パイロット信号ｐTx(+K,n₁)と送信パイロット信号ｐTx(-K,n₂)の複素共役ｐTx*(-K,n₂)との積と、送信パイロット信号ｐTx(+K,n₂)と送信パイロット信号ｐTx(-K,n₁)の複素共役ｐTx*(-K,n₁)との積との差が非零であることを表す。

一方、式（2-2）は送信パイロット信号ｐTx(+K,n₁)と送信パイロット信号ｐTx(+K,n₂)との積と、送信パイロット信号ｐTx(-K,n₁)の複素共役ｐTx*(-K,n₁)と送信パイロット信号ｐTx(-K,n₂)の複素共役ｐTx*(-K,n₂)との積との和が零であることを表す。

送信パイロット信号ｐ_Tx(+7,1)，ｐ_Ｔx(-7,1)，ｐ_Ｔx(+7,2)及びｐ_Ｔx(-7,2)、あるいはｐTx(+K,n₁)，ｐTx(-K,n₁)，ｐTx(+K,n₂)及びｐTx(-K,n₂)を上記のように定めることにより、後述するように受信側においてＩＱインバランスによる振幅及び位相の変化と中心周波数に対して対象の位置にあるサブキャリア間の相互干渉量を推定し、それに基づいてＩＱインバランスの補償を容易に行うことができる。この場合、送信ＯＦＤＭ信号は特殊なプリアンブル信号を必要としない図３のフレーム構成をとることができ、プリアンブル信号によるオーバヘッドの増大を伴わないという利点がある。

次に、図４を用いて図１中のＯＦＤＭ受信装置１０３について説明する。ＯＦＤＭ受信装置１０３は直交復調器を含む無線受信部４０１、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）ユニット４０２、ＩＱインバランス補償部４０３、歪み係数推定部４０４、補償ウエイト算出部４０５、チャネル推定部４０６、チャネル等化部４０７及び復号部４０８を有する。無線受信部４０１では、受信アンテナ１０４により受信されたＯＦＤＭ信号Ｓ４０１をベースバンドの信号へと周波数変換を行った後、ディジタル信号Ｓ４０２に変換する。

図５は、無線受信部４０１の簡易モデルを示している。無線受信部４０１は、周波数変換を行う際、同相成分の信号と直交成分の信号を分離するため、直交復調器を構成する乗算器５０１及び５０２によって、理想的には−π／２の位相差を有する２つのローカル信号Ｓ５０１及びＳ５０２を受信信号Ｓ４０１に乗じる。ローカル信号Ｓ５０１は発振器５０３によって生成され、ローカル信号Ｓ５０２はローカル信号Ｓ５０１を位相シフタ５０４により−π／２だけ位相をシフトすることにより生成される。乗算器５０１及び５０２からの出力信号は、フィルタや可変利得増幅器及びアナログ／ディジタル変換器などを含む出力ユニット５０５及び５０６を経て出力される。出力ユニット５０５及び５０６からの出力信号は、無線受信部４０１から出力されるディジタル信号Ｓ４０２に相当する。

図５に示されるような無線受信部４０１をアナログ回路で構成した場合、ローカル信号Ｓ５０１とローカル信号Ｓ５０２との位相差を正確に−π／２にすることは難しい。すなわち、実際には図５中の位相シフタ５０４のブロック内に示されるφ_IQで示す位相誤差が上記の位相差に生じる。ローカル信号Ｓ５０１とローカル信号Ｓ５０２の振幅についても同様であり、出力ユニット５０５及び５０６あるいはアナログ・ディジタル変換器等の特性差により、ローカル信号Ｓ５０１とローカル信号Ｓ５０２との間に、図５中のｇ_IQで示される振幅誤差が生じる。これらの位相誤差と振幅誤差は、合わせてＩＱインバランスと呼ばれている。

ここで、ＩＱインバランスが生じた場合に抽出される同相成分及び直交成分の時間領域信号（図５の例では、出力ユニット５０５及び５０６からの出力信号）をそれぞれｙ_I(t)及びｙ_Q(t)とする。一方、ＩＱインバランスが生じない理想的な環境下で抽出される同相成分及び直交成分の時間領域信号をそれぞれｘ_I(t)及びｘ_Q(t)とする。さらに、同相成分及び直交成分に付加される雑音の時間領域信号をそれぞれｎ_I(t)及びｎ_Q(t)とする。このときｙ_I(t)，ｙ_Q(t)を要素とするベクトルＹ(t)＝［ｙ_I(t)，ｙ_Q(t)］^Tは、ｘ_I(t)，ｘ_Q(t)を要素とするベクトルＸ(t)＝［ｘ_I(t)，ｘ_Q(t)］^T、及びｎ_I(t)，ｎ_Q(t)を要素とするベクトルＮ(t)＝［ｎ_I(t)，ｎ_Q(t)］^Tを用いて次式で表現できる。

ここで、Ｑ_timeはＩＱインバランスが時間領域信号に及ぼす影響を表す行列であり、これはＩＱインバランスの振幅誤差ｇ_IQと位相誤差φ_IQを用いて次式で表現できる。

無線受信部４０１から出力されるディジタル信号Ｓ４０２は、ＦＦＴユニット４０２に入力され、ここで高速フーリエ変換が施されることによりサブキャリア毎の信号Ｓ４０３に分割される。ここで、あるシンボルにおけるサブキャリア毎の信号Ｓ４０３の中で、ｋ番目のサブキャリアに対応する信号をｓ_Rx(k)とおく。また、簡単のため、フレーム内におけるチャネル応答及びＩＱインバランスの時間変動は無いものと仮定する。無線受信部４０１においてＩＱインバランスが生じた場合、ｓ_Rx(k)は次式で表現できる。

ここで、ｓ_Ｔx(k)はｋ番目のサブキャリアによって送信された信号、ｍ(k)はｋ番目のサブキャリアにおいて付加される雑音信号、＊は複素共役演算を表す。α(k)，β(k)は、共にチャネル応答特性と無線受信部４０１で生じるＩＱインバランス（振幅誤差と位相誤差）とで一意に与えられる係数（以後、歪み係数と呼ぶ）であり、それぞれ次式で表現できる。

ここで、ｈ(k)はｋ番目のサブキャリアに対応するチャネル応答であり、γ_IQはγ_IQ＝ｇ_IQ exp（ｊφ_IQ)（ｇ_IQ：振幅誤差，φ_IQ：位相誤差）で与えられるＩＱインバランス特性である。

式（８）から、ＩＱインバランスが生じると、＋ｋ番目のサブキャリアで受信される信号は、−ｋ番目のサブキャリアで送信された信号からの干渉成分β(k)ｓ^* _Ｔx(-k)を含んでいることがわかる。あるひとつのサブキャリアに対して、当該サブキャリアと中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある他のサブキャリアから与えられる上記の干渉は、受信品質を劣化させるため問題となる。第１の実施形態では、このようなＩＱインバランスによって生じる干渉成分β(k)ｓ^* _Ｔx(-k)を以下のようにして除去することで受信品質を改善する。

ｓ_Rx(k)及びｓ^* _Rx(-k)を要素とするベクトルＳ_Rx(k)＝［ｓ_Rx(k)ｓ^* _Rx(-k)］^Tと、ｓ_Ｔx(k)及びｓ^* _Ｔx(-k)を要素とするベクトルＳ_Ｔx(k)＝［ｓ_Ｔx(k)ｓ^* _Ｔx(-k)］^Tを定義する。Ｓ_Rx(k)は、式（８）〜（１０）より次式で表現できる。

ここで、Ｑ_freqはＩＱインバランスがサブキャリア毎の信号に及ぼす影響を表す行列、Ｈ(k)はチャネル応答特性の行列、Ｍ(k)は雑音信号ベクトルであり、それぞれ次式で表現できる。

ＦＦＴユニット４０２からの出力信号Ｓ４０３のうち、チャネル推定用プリアンブル信号に対応する信号、及びデータ信号に対応する信号は、ＩＱインバランス補償部４０３に入力される。ＦＦＴユニット４０２からの出力信号Ｓ４０３のうち、送信パイロット信号に対応する受信パイロット信号は、さらに歪み係数推定部４０４に入力される。歪み係数推定部４０４は入力された１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号から、受信パイロット信号に対応する±７番目のサブキャリアに関する歪み係数を推定する。

歪み係数推定部４０４により推定された歪み係数を示す情報Ｓ４０４は、補償ウエイト算出部４０５に与えられる。補償ウエイト算出部４０５では、与えられた歪み係数からＩＱインバランスの影響を補償するためのウエイトを算出し、当該ウエイトを示す信号Ｓ４０５をＩＱインバランス補償部４０３に与える。ＩＱインバランス補償部４０３は、算出されたウエイトに従って、ＦＦＴユニット４０２から入力されたチャネル推定用プリアンブル信号及びデータ信号に対し、ＩＱインバランスの影響を補償する処理を行う。ＩＱインバランス補償部４０３は、ＩＱインバランスの影響が補償されたチャネル推定用プリアンブル信号Ｓ４０６及びデータ信号Ｓ４０７をそれぞれチャネル推定部４０６及びチャネル等化部４０７に与える。

チャネル推定部４０６は、チャネル推定用プリアンブル信号Ｓ４０６を用いてチャネル応答の推定を行い、推定したチャネル応答を示す信号Ｓ４０８をチャネル等化部４０７に入力する。チャネル等化部４０７は、推定されたチャネル応答に従って、データ信号Ｓ４０７に対してチャネル歪みを除去するための等化を行い、等化後のデータ信号Ｓ４０９を出力する。復号部４０８は、等化後のデータ信号Ｓ４０９に復号を施すことにより、送信データの再生データＳ４１０を出力する。

以下、歪み係数推定部４０４、補償ウエイト算出部４０５及びＩＱインバランス補償部４０３の詳細な処理について説明する。
まず、歪み係数推定部４０４の処理について説明する。歪み係数推定部４０４は、初めにＦＦＴユニット４０２から１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。ｋ番目のサブキャリアにおけるｎシンボル目の区間の受信パイロット信号をｐ_Rx(k,n)とする。ｋ番目のサブキャリアのｎシンボル目に付加される雑音信号をｍ(k,n)とする。このとき、＋７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号ｐ_Rx(+7,1)及びｐ_Rx(+7,2)は、式（８）より次式で表現できる。

同様に、−７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号ｐ_Rx(-7,1)及びｐ_Rx(-7,2)は、次式で表現できる。

すなわち、＋７番目のサブキャリアにおいては２つのシンボル区間にわたり受信パイロット信号ｐ_Rx(+7,1)及びｐ_Rx(+7,2)が得られるため、式（１５）及び（１６）のようにα(+7)及びβ(+7)に関する連立方程式を立てることができる。同様に、−７番目のサブキャリアにおいても２つのシンボル区間にわたり受信パイロット信号ｐ_Rx(-7,1)及びｐ_Rx(-7,2)が得られるため、式（１７）及び（１８）のようにα(-7)及びβ(-7)に関する連立方程式を立てることができる。

そこで、歪み係数推定部４０４は次に受信パイロット信号ｐ_Rx(+7,1)，ｐ_Rx(-7,1)，ｐ_Rx(+7,2)及びｐ_Rx(-7,2)と既知の送信パイロット信号ｐ_Ｔx(+7,1)，ｐ_Ｔx(-7,1)，ｐ_Ｔx(+7,2)及びｐ_Ｔx(-7,2)の値から、送信パイロット信号が割り当てられているｋ＝±７番目のサブキャリアに関する歪み係数α(+7)，β(-7)を推定する。ここで、係数α(+7)はｋ＝＋７番目のサブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す。係数β(-7)はｋ＝＋７番目のサブキャリアによってｋ＝−７番目のサブキャリアに与えられる干渉成分を表す。歪み係数α(+7)，β(-7)の推定値をそれぞれα_Est(+7)，β_Est(-7)とすると、歪み係数推定部４０４は次式の計算によりα_Est(+7)，β_Est(-7)を算出する。

送信パイロット信号ｐ_Tx(+7,1)，ｐ_Tx(-7,1)，ｐ_Tx(+7,2)及びｐ_Tx(-7,2)は式（１−１）を満足するため、式（１９−１）及び（２０−１）の計算により歪み係数α_Est(+7)及びβ_Est(-7)を算出することが可能である。また、熱雑音の項を無視した場合（ｍ(k,n)＝０）、式（１５）及び（１６）を式（１９−１）に代入すると、歪み係数の推定値α_Est(+7)は実際の歪み係数α(+7)と同一値となることがわかる。同様に、式（１７）及び（１８）を式（２０−１）に代入すると、歪み係数の推定値β_Est(-7)は実際の歪み係数β(-7)と同一値となることがわかる。

もし、送信パイロット信号ｐ_Tx(+7,1)，ｐ_Tx(-7,1)，ｐ_Tx(+7,2)及びｐ_Tx(-7,2)がさらに式（２−１）を満足する場合は、式（２−１）を満足しない場合に比べ、熱雑音環境下における歪み係数α_Est(+7)及びβ_Est(-7)の推定精度が改善される。歪み係数推定部４０４は、式（１９−１）及び（２０−１）の計算によって推定したα_Est(+7)及びβ_Est(-7)を示す信号Ｓ４０４を補償ウエイト算出部４０５に与える。

ここで、式（１−２）及び式（２−２）に対応させて式（１９−１）及び（２０−１）を一般化して表すと、以下のようになる。

次に、補償ウエイト算出部４０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部４０５は、歪み係数推定部４０４からの出力信号Ｓ４０４を受け、推定された歪み係数α_Est(+7)及びβ_Est(-7)から、次式で表す除算結果ｗを算出する。

ここで、式（１９−２）及び式（２０−２）に対応させて、Ｋを用いて式（２１−１）を一般化して表すと、以下のようになる。

熱雑音の項を無視した場合（ｍ(k,n)＝０）、α_Est(+7)＝α(+7)，β_Est(-7)＝β(-7)が成立するため、式（２１−１）の除算結果ｗは式（９）（１０）より次式で表現できる。

補償ウエイト算出部４０５は、算出した除算結果ｗをＩＱインバランス補償用のウエイトとして、ＩＱインバランス補償部４０３に与える（Ｓ４０５）。

次に、ＩＱインバランス補償部４０３の処理について説明する。ＩＱインバランス補償部４０３は、ＦＦＴユニット４０２から順次出力される受信チャネル推定用プリアンブル信号及び受信データ信号を受け取る。ＦＦＴユニット４０２から入力されるｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル推定用プリアンブル信号をｂ_Rx(k)とする。ＦＦＴユニット４０２から入力されるｋ番目のサブキャリアにおけるｎシンボル目のデータ信号をｄ_Rx(k,n)とする。式（８）より、ｂ_Rx(k)及びｄ_Rx(k,n)はそれぞれ次式で与えられる。

ここで、ｍ_b(k)はｋ番目のサブキャリアに乗っている受信チャネル推定用プリアンブル信号に付加される雑音信号である。

ＩＱインバランス補償部４０３は、ウエイトｗを示す出力信号Ｓ４０５が補償ウエイト算出部４０５から入力されると、受信チャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Rx(k)及び受信データ信号ｄ_Rx(k,n)に対して、ＩＱインバランスの影響を除去するための補償を行う。より具体的には、ｋ番目のサブキャリアに、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある−ｋ番目のサブキャリアから与えられる干渉成分（式（２３）及び（２４）のβ(k)ｂ^* _Tx(k)及びβ(k)ｄ^* _Tx(-k,n)を除去するための補償を行う。補償後の受信チャネル推定用プリアンブル信号及び補償後の受信データ信号をそれぞれｂ_Eq(k)及びｄ_Eq(k,n)とすると、ＩＱインバランス補償部４０３は、次式の計算により受信チャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Rx(k)及び受信データ信号ｄ_Rx(k,n)について補償を行う。

熱雑音の項を無視した場合（ｍ_b(k)＝ｍ(k,n)＝０）、ＩＱインバランス補償後のプリアンブル信号とデータ信号は、式（９），（１０），（２２），（２３）及び（２４）から、それぞれ次式で表現できる。これにより、中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にあるサブキャリア間の干渉を除去できることがわかる。

ここで、μ(k)＝（γ_IQ +γ^* _IQ）ｈ(k)／（１＋γ_IQ）であり、ＯＦＤＭ送信装置１０１からＩＱインバランス補償部４０３までのｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル応答特性値であると考えることができる。ＩＱインバランス補償部４０３は、ＩＱインバランスの影響を補償したチャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Eq(k)（Ｓ４０６）とデータ信号ｄ_Eq(k,n)（Ｓ４０７）をそれぞれチャネル推定部４０６とチャネル等化部４０７に与える。

受信チャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Rx(k)あるいは受信データ信号ｄ_Rx(k,n)を、第３ＯＦＤＭシンボルにおいて中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第３サブキャリア及び第４サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信情報信号ｕ_Tx(k)及び第２送信情報信号ｕ_Tx(-k)で表すと、式（２５）または式（２６）は以下のように一般化できる。

ただし、ｕ_Rx(k)は受信ＯＦＤＭ信号中の第１送信情報信号ｕ_Tx(k)に対応する第１受信情報信号、ｕ_Rx(-k)は受信ＯＦＤＭ信号中の第２送信情報信号ｕ_Tx(-k)に対応する第２受信情報信号をそれぞれ表す。

チャネル推定部４０６では、ＩＱインバランスの影響を補償したチャネル推定用プリアンブル信号ｂ_Eq(k)に対し、公知のチャネル推定法を適用することで、チャネル応答特性μ(k)を推定する。μ(k)の推定値μ_Est(k)は、例えば以下のチャネル推定法により求められる。

熱雑音の項を無視した場合、式（２７）が成立するため、下式で表すようにチャネル応答特性の推定値μ_Est(k)は実際のチャネル応答特性μ(k)と同一値となる。

チャネル推定部４０６は、推定したチャネル応答特性μ_Est(k)をチャネル等化部４０７に与える。チャネル等化部４０７は、ＩＱインバランスの影響が補償されたデータ信号ｄ_Eq(k,n)に対し、公知のチャネル等化法を適用することで、送信データ信号ｄ_Tx(k,n)の推定値ｄ_TxEst(k,n)を得る。ｄ_TxEst(k,n)は、例えば以下のチャネル等化法により求められる。

熱雑音の項を無視した場合、式（２８）及び（３０）が成立するため、下式で表すように送信データ信号の推定値ｄ_TxEst(k,n)が実際の送信データ信号ｄ_Tx(k,n)と同一値となり、正しく送信データ信号ｄ_Tx(k,n)を復調できることがわかる。

以上説明したように、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置では、受信パイロット信号から送信パイロット信号が割り当てられたサブキャリアに関する歪み係数を推定し、推定した歪み係数から算出した補償ウエイトを用いてチャネル推定用プリアンブル信号やデータ信号におけるＩＱインバランスの影響を補償する。これらの推定及び補償処理を行うことで、式（２３）及び（２４）で示したように、ＩＱインバランスにより生じた中心周波数に対して対称の位置にあるサブキャリア間の干渉成分を除去でき、高い精度で送信データ信号を復調できる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態に係るＯＦＤＭ送信装置は、第１の実施形態で示した図２と同一である。一方、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、基本的に第１の実施形態で示した図４と同様であり、歪み係数推定部４０４及び補償ウエイト算出部４０５の動作だけが第１の実施形態と異なる。以下、第２の実施形態における歪み係数推定部４０４及び補償ウエイト算出部４０５の動作について説明する。

まず、歪み係数推定部４０４の処理について説明する。歪み係数推定部４０４は、初めにＦＦＴユニット４０２から出力される１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。このとき＋７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号ｐ_Rx(+7,1)及びｐ_Rx(+7,2)は、それぞれ式（１５）及び（１６）で表現できる。同様に、−７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号ｐ_Rx(-7,1)及びｐ_Rx(-7,2)は、式（１７）及び（１８）で表現できる。

次に、歪み係数推定部４０４は、受信したパイロット信号と既知の送信パイロット信号値から、パイロット信号が送信されているサブキャリアｋ＝±７に関する歪み係数α(-7)及びβ(+7)を推定する（第１の実施形態ではα(+7)及びβ(-7)を推定）。歪み係数α(-7)及びβ(+7)の推定値をそれぞれα_Est(-7)及びβ_Est(+7)とする。歪み係数推定部４０４は、次式の計算によりα_Est(-7)及びβ_Est(+7)を算出する。

第２の実施形態においては、送信パイロット信号は式（１−１）を満足するため、式（３３）及び（３４）の計算により歪み係数α_Est(-7)及びβ_Est(+7)を算出することが可能である。熱雑音の項を無視した場合（ｍ(k,n)＝０）、式（１７）及び（１８）を式（３３）に代入すると、歪み係数の推定値α_Est(-7)は実際の歪み係数α(-7)と同一となることがわかる。同様に、式（１５）及び（１６）を式（３４）に代入すると、歪み係数の推定値β_Est(+7)は実際の歪み係数β(+7)と同一値となることがわかる。

一方、送信されたパイロット信号がさらに式（２−１）を満足する場合、式（２−１）を満足しない場合に比べ、熱雑音環境下における歪み係数の推定精度（α_Est(-7)及びβ_Est(+7)の精度）が改善される。歪み係数推定部４０４からは式（３３）及び（３４）の計算によって求められた推定値α_Est(-7)及びβ_Est(+7)を示す信号Ｓ４０４が出力され、補償ウエイト算出部４０５に与えられる。

次に、補償ウエイト算出部４０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部４０５は、歪み係数推定部４０４で推定した歪み係数Ｓ４０４から、次式で表す除算結果ｗを算出する。

熱雑音の項を無視した場合（ｍ(k,n)＝０）、α_Est(-7)＝α(-7)及びβ_Est(+7)＝β(+7)が成立するため、式（３５）の除算結果ｗは次式で表現できる。

補償ウエイト算出部４０５は、算出した除算結果ｗをＩＱインバランス補償用のウエイトとし、当該ウエイトを示す出力信号Ｓ４０５をＩＱインバランス補償部４０３に与える。ＩＱインバランス補償部４０３は、ウエイトｗを用いて式（２５）及び（２６）の計算を行うことで、第１の実施形態と同様、チャネル推定用プリアンブル信号とデータ信号に対してＩＱインバランスの補償を行う。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態に係るＯＦＤＭ送信装置は、第１の実施形態で示した図２と同一である。一方、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、基本的に第１の実施形態で示した図４と同様であり、歪み係数推定部４０４及び補償ウエイト算出部４０５の動作だけが第１の実施形態と異なる。以下、第３の実施形態における本実施形態で用いられる歪み係数推定部４０４及び補償ウエイト算出部４０５の動作について説明する。

まず、歪み係数推定部４０４の処理について説明する。歪み係数推定部４０４は、初めにＦＦＴユニット４０２から出力される１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。このとき、＋７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号ｐ_Rx(+7,1)及びｐ_Rx(+7,2)は、式（１５）及び（１６）で表現できる。同様に、−７番目のサブキャリアにおける１シンボル目の区間及び２シンボル目の区間の受信パイロット信号ｐ_Rx(-7,1)及びｐ_Rx(-7,2)は、式（１７）及び（１８）で表現できる。以後の説明を簡単にするため、歪み係数推定部４０４がｋ＝±７番目のサブキャリアにおいて１シンボル目の区間と２シンボル目の区間に受け取る受信パイロット信号を次式のベクトルＰ_Rx(k)で定義する。

このとき、歪み係数推定部４０４がｋ＝±７番目のサブキャリアにおいて１シンボル目の区間と２シンボル目の区間に受け取る受信パイロット信号Ｐ_Rx(k)は、式（１５）〜（１８）より次式のように表現できる。

ここで、Ｐ_Tx(k)，Ｃ(k)及びＭ(k)はそれぞれ送信パイロット信号行列、歪み係数ベクトル及び雑音信号ベクトルであり、次式で定義される。

次に、歪み係数推定部４０４は受信パイロット信号Ｐ_Rx(k)と既知の送信パイロット信号Ｐ_Rx(k)から、パイロット信号が送信されているサブキャリアk=±７に関する歪み係数α(k)及びβ(k)を推定する。歪み係数α(k)及びβ(k)の推定値をそれぞれα_Est(k)及びβ_Est(k)とし、歪み係数の推定値ベクトルＣ_Est(k)を次式で定義する。

歪み係数推定部４０４は次式の計算により、歪み係数の推定値ベクトルＣ_Est(k)を算出する。

第３の実施形態において、送信パイロット信号は式（１−１）を満足するため、上式の計算により歪み係数Ｃ_Est(k)（α_Est(k)及びβ_Est(k)）を推定することが可能である。熱雑音の項を無視した場合（M(k)＝０）、式（３８）を式（４４）に代入すると、歪み係数の推定値Ｃ_Est(k)（α_Est(k)及びβ_Est(k)）は実際の歪み係数Ｃ(k)（α(k)及びβ(k)）と同一値となることがわかる。歪み係数推定部４０４は、式（４４）の計算によって推定した歪み係数Ｃ_Est(k)（α_Est(k)及びβ_Est(k)）を補償ウエイト算出部４０５に与える（Ｓ４０４）。

次に補償ウエイト算出部４０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部４０５は、歪み係数推定部４０４で推定した歪み係数Ｓ４０４から、次式で表す除算結果ｗ(k)を算出する。

次に補償ウエイト算出部４０５は、次式で示すようにｋ＝±７に関して算出された除算結果ｗ(k)の平均値ｗ_Aveを算出する。

なお、第３の実施形態では、上式で示すように、ｋ＝＋７に関する除算結果ｗ(+7)及びｋ＝−７に関する除算結果ｗ(-7)を同じ重みで平均化しているが、これに限定されず、次式の例のようにｗ(+7)及びｗ(-7)に異なる重み係数ρ(k)を乗じて平均化してもよい。

補償ウエイト算出部４０５は、算出した除算結果の平均値ｗ_AveをＩＱインバランス補償用のウエイトとして、ＩＱインバランス補償部４０３に与える（Ｓ４０５）。

ＩＱインバランス補償部４０３は除算結果の平均値ｗ_Aveを用いて式（２５）及び（２６）の計算を行うことで、第１の実施形態と同様、チャネル推定用プリアンブル信号とデータ信号に対してＩＱインバランスの影響を補償できる。また、第３の実施形態では、式（４６）で示したように、ｋ＝＋７に関する除算結果ｗ(+7)及びｋ＝−７に関する除算結果ｗ(-7)を平均化することでウエイトを推定している。そのため第１の実施形態に比べ、熱雑音環境下におけるウエイトの推定精度が向上し、ＩＱインバランス補償部４０３における補償精度を改善できる。すなわち、本実施形態におけるウエイトはチャネル応答の影響を含まないＩＱインバランス単体の影響を表す。ＩＱインバランス単体の影響は、全サブキャリアで同一であるため、このウエイトを用いて全サブキャリアのＩＱインバランスの影響を良好に補償できる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態に係るＯＦＤＭ送信装置は、第１の実施形態で示した図２と同一である。一方、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、基本的に第１の実施形態で示した図４と同様であり、歪み係数推定部４０４及び補償ウエイト算出部４０５の動作だけが第１の実施形態と異なる。以下、第４の実施形態における本実施形態で用いられる歪み係数推定部４０４及び補償ウエイト算出部４０５の動作について説明する。

まず、補償ウエイト算出部４０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部４０５は、初めに歪み係数推定部４０４で推定した歪み係数Ｓ４０４から、次式で表す除算結果λ(k)を算出する。

次に補償ウエイト算出部４０５は、次式で表すように、ｋ＝±７に関して算出された除算結果λ(k)の平均値λ_Aveを補償ウエイトとして算出する。

なお、第４の実施形態では、上式で示すようにｋ＝＋７に関する除算結果λ(+7)及びｋ＝−７に関する除算結果λ(-7)を同じ重みで平均化しているが、これに限定されず、次式の例のようにλ(+7)及びλ(-7)に異なる重み係数ρ(k)を乗じて平均化してもよい。

熱雑音の項を無視した場合、αEst(k)α(k)及びβEst(k)＝β(k)が成立するため、式（４９）のλ_Aveは次式で表現できる。

補償ウエイト算出部４０５は、算出した除算結果の平均値λ_AveからＩＱインバランス特性γ_IQを推定する。ＩＱインバランス特性γ_IQの推定値をγ_EstIQとすると、補償ウエイト算出部４０５は次式の計算によりγ_EstIQを算出する。

熱雑音の項を無視した場合、式（５１）が成立するため、式（５１）を式（５２）に代入すると、ＩＱインバランス特性の推定値γ_EstIQはＩＱインバランス特性γ_IQと同一値になることがわかる。

次に補償ウエイト算出部４０５は、ＩＱインバランス特性の推定値γ_EstIQを用いて、式（１２）で示したＱ_Freqの逆行列Ｑ^-1 _Freqを推定する。Ｑ^-1 _Freqの推定値をＷとすると、補償ウエイト算出部４０５は次式の計算によりＷを算出する。

熱雑音の項を無視した場合、γ_IQ＝γ_EstIQが成立するため、Ｑ^-1 _Freqの推定値Ｗ及びＱ^-1 _Freqが同一値となる。補償ウエイト算出部４０５は、算出した推定値ＷをＩＱインバランス補償用のウエイトとして、ＩＱインバランス補償部４０３に与える（Ｓ４０５）。

次にＩＱインバランス補償部４０３の処理について説明する。ＩＱインバランス補償部４０３は、ＦＦＴユニット４０２から順次出力されるチャネル推定用プリアンブル信号とデータ信号を受け取る。ＦＦＴユニット４０２から入力されるｋ番目のサブキャリアのチャネル推定用プリアンブル信号をｂ_Rx(k)とする。また、ＦＦＴユニット４０２から入力されるｋ番目のサブキャリアにおけるｎシンボル目のデータ信号をｄ_Rx(k,n)とする。また、ｂ_Rx(k)及びｂ^* _Rx(-k)を要素とするベクトルＢ_Rx(k)＝［ｂ_Rx(k) ｂ^* _Rx(-k)］^Tと、ｄ_Rx(k,n)及びｄ^* _Rx(-k,n)を要素とするベクトルＤ_Rx(k,n)＝［ｄ_Rx(k,n) ｄ^* _Rx(-k,n)］^Tを定義する。このときＢ_Rx(k)及びＤ_Rx(k,n)は、式（１１）よりそれぞれ次式で表現できる。

ここで、Ｂ_Rx(k)，Ｄ_Rx(k,n)，M_b(k)及びＭ(k,n)はそれぞれ次式で与えられるベクトルである。

ＩＱインバランス補償部４０３はウエイトＷ（Ｓ４０５）が補償ウエイト算出部４０５から入力されると、チャネル推定用プリアンブル信号Ｂ_Rx(k)及びデータ信号Ｄ_Rx(k,n)に対して、ＩＱインバランスの影響を除去するための補償を行う。より具体的には、チャネル推定用プリアンブル信号Ｂ_Rx(k)及びデータ信号Ｄ_Rx(k,n)に対して、ＩＱインバランスの影響Ｑ_Freqを除去するための補償を行う。補償後のチャネル推定用プリアンブル信号をＢ_Eq(k)＝［ｂ_Eq(k) ｂ^* _Eq(-k)］^Tと定義し、データ信号をＤ_Eq(k,n)＝［ｄ_Eq(k,n) ｄ^* _Eq (-k,n)］^Tと定義する。Ｔは転置を表す。ＩＱインバランス補償部４０３は、次式の計算によりチャネル推定用プリアンブル信号とデータ信号の補償を行う。

熱雑音の項を無視した場合（Ｍ_b(k)＝M(k,n)＝０）、Ｗ＝Ｑ^-1 _freqが成立するため、補償後のチャネル推定用プリアンブル信号Ｂ_Eq(k)及びデータ信号Ｄ_Eq(k,n)は、次式のようにＩＱインバランスの影響Ｑ_freqを除去できることがわかる。

ＩＱインバランス補償部４０３は、ＩＱインバランスの影響を補償したチャネル推定用プリアンブル信号B_Eq(k)＝［ｂ_Eq(k) ｂ^* _Eq(-k)］^TをB’_Eq(k)＝［ｂ_Eq(k) ｂ_Eq(-k)］^Tに変換し、B’_Eq(k)をチャネル推定部４０６に与える。ＩＱインバランス補償部４０３は、さらに補償後のデータ信号Ｄ_Eq(k,n)＝［ｄ_Eq(k,n) ｄ^* _Eq(-k,n)］^TをＤ’_Eq(k)＝［ｄ_Eq(k,n) ｄ_Eq(-k,n)］^Tに変換し、Ｄ_Eq(k,n)をチャネル等化部４０７に与える。

以上説明したように、補償ウエイト算出部４０４及びＩＱインバランス補償部４０５を第４の実施形態のように構成した場合においても、ＩＱインバランスの影響を補償でき、高い精度で送信データを復調できる。

（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。第３の実施形態に係るＯＦＤＭ送信装置は、第１の実施形態で示した図２と同一である。一方、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、図６に示される。以下、図６を用いて第３の実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置１０３について説明する。ＯＦＤＭ受信装置１０３は無線受信部６０１、ＩＱインバランス補償部６０２、ＦＦＴユニット６０３、歪み係数推定部６０４、補償ウエイト算出部６０５、チャネル推定部６０６、チャネル等化部６０７及び復号部６０８を有する。

無線受信部６０１では、受信アンテナ１０４で受信されたＯＦＤＭ信号Ｓ６０１をベースバンド帯に周波数変換した後、ディジタル信号Ｓ６０２に変換する。無線受信部６０１から出力されたＯＦＤＭ信号Ｓ６０２はＩＱインバランス補償部６０２に入力される。ＩＱインバランス補償部６０２は補償ウエイト算出部６０５からウエイトが入力されるまで、無線受信部６０１から順次入力される受信ＯＦＤＭ信号をメモリに保持する。また、ＩＱインバランス補償部６０２はパイロット信号が含まれる１シンボル目の区間と２シンボル目の区間のＯＦＤＭ信号が入力されると、それらの信号をＦＦＴユニット６０３に入力する。ＦＦＴユニット６０３に入力された１シンボル目の区間と２シンボル目の区間のＯＦＤＭ信号は、高速フーリエ変換が施されることによりサブキャリア毎の信号に分割される。ＦＦＴユニット６０３からの出力された１シンボル目の区間と２シンボル目の区間のサブキャリア毎の信号のうち、パイロット信号に対応する信号は歪み係数推定部６０４に入力される。

歪み係数推定部６０４は、入力された１シンボル目の区間と２シンボル目の区間のパイロット信号から、パイロット信号が送信されている±７番目のサブキャリアに関する歪み係数を推定する。推定した歪み係数を表す信号Ｓ６０５は、補償ウエイト算出部６０５に与えられる。

補償ウエイト算出部６０５では、推定された歪み係数からＩＱインバランスの影響を補償するためのウエイトを算出し、ウエイトを示す信号Ｓ６０６をＩＱインバランス補償部６０２に与える。ＩＱインバランス補償部６０２は、算出されたウエイトを用いて、メモリに保持されているＯＦＤＭ信号と無線受信部６０１から順次入力される受信ＯＦＤＭ信号に対して、ＩＱインバランスの影響を除去するための補償を行う。その後、ＩＱインバランス補償部６０２は、ＩＱインバランスの影響を補償したＯＦＤＭ信号をＦＦＴユニット６０３に入力する。

ＦＦＴユニット６０３は、入力されたＩＱインバランス補償後のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換によってサブキャリア毎の信号に分割する。ＦＦＴユニット６０３からの出力信号のうち、チャネル推定用プリアンブル信号に対応する信号Ｓ６０４は、チャネル推定部６０６に入力される。ＦＦＴユニット６０３からの出力信号のうち、データ信号に対応する信号Ｓ６０７は、チャネル等化部６０７に入力される。

チャネル推定部６０６では、チャネル推定用プリアンブル信号Ｓ６０４を用いてチャネル応答特性の推定を行い、推定したチャネル応答特性Ｓ６０８をチャネル等化部６０７に入力する。チャネル等化部６０７は推定したチャネル応答特性Ｓ６０８を用いて、データ信号Ｓ６０７の伝送路の影響を補償し、補償後のデータＳ６０９を復号部６０８に与える。復号部６０８では、復号を施すことで、送信データを再生する。

第５の実施形態で用いられる歪み係数推定部６０４は、第１〜４の実施形態で用いられた歪み係数推定部のいずれでもよい。第５の実施形態では、第３の実施形態で用いられた歪み係数推定部６０４が用いられた場合における、補償ウエイト算出部６０５及びＩＱインバランス補償部６０２の詳細な処理手順について説明を行う。

まず、補償ウエイト算出部６０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部６０５は、歪み係数推定部６０４で推定した歪み係数Ｓ６０５から、式（４８）で表す除算結果λ(k)を算出する。次に補償ウエイト算出部６０５は、式（４９）で表すように、ｋ＝±７に関して算出された除算結果λ(k)の平均値λ_Aveを算出する。その後、補償ウエイト算出部６０５は、算出した除算結果の平均値λ_AveからＩＱインバランス特性γ_IQを推定する。ＩＱインバランス特性γ_IQの推定値をγ_EstIQとすると、補償ウエイト算出部４０５は式（５２）の計算によりγ_EstIQを算出する。次に補償ウエイト算出部６０５は、ＩＱインバランス特性の推定値γ_EstIQを用いて、式（７）で示したＱ_timeの逆行列Ｑ^-1 _timeを推定する。Ｑ^-1 _timeの推定値をＷとすると、補償ウエイト算出部４０５は次式の計算によりＷを算出する。

熱雑音の項を無視した場合、γ_IQ＝γ_EstIQが成立するため、Ｑ^-1 _timeの推定値Ｗ及びＱ^-1 _timeが同一値となる。補償ウエイト算出部６０５は、算出した推定値ＷをＩＱインバランス補償用のウエイトとして、ＩＱインバランス補償部６０２に与える（Ｓ６０６）。

次に、ＩＱインバランス補償部６０２の処理について説明する。ＩＱインバランス補償部６０２は、メモリに保持されているＯＦＤＭ信号と無線受信部６０１から順次入力されるＯＦＤＭ信号に対して、ウエイトＳ６０６を用いてＩＱインバランスの影響を除去するための補償を行う。

補償前のＯＦＤＭ信号を式（６）のＹ(k)で定義する。また、ＩＱインバランス補償後のＯＦＤＭ信号をＹ_Eq(t)＝［ｙ_EqI(t) ｙ_EqQ(t)］^Tで定義する。ただし、ｙ_EqI(t)はＩＱインバランス補償後の同相成分のＯＦＤＭ信号を表し、ｙ_EqQ(t)はＩＱインバランス補償後の直交成分のＯＦＤＭ信号を表す。このとき、ＩＱインバランス補償部６０２は次式の計算によりＩＱインバランスの補償を行う。

ここで、Δ_smpはＯＦＤＭ信号Ｙ(t)のサンプリング間隔（時間）である。熱雑音の項を無視した場合（ｎ(t)＝０）、Ｗ＝Ｑ^-1 _timeが成立するため、補償後のＯＦＤＭ信号Ｙ_Eq(t)は、次式のようにＩＱインバランスの影響Ｑ_timeを除去できることがわかる。

以上説明したように、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置は、ＦＦＴ入力前のＯＦＤＭ信号に対してＩＱインバランスの補償を適用する構成となっている。この構成を用いた場合においても、ＩＱインバランスの影響を補償でき、高い精度で送信データを復調できる。

（第６の実施形態）
図７は、本発明の第６の実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置が送信するＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示している。第６の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリアはｋ＝±７，±２１であるが、これに限られず中心周波数（０番目のサブキャリア）周波数に対して対称の位置関係にあるサブキャリアのペア（＋Ｋ番目と−Ｋ番目のサブキャリア）がパイロット信号に用いられるならば、任意のサブキャリアをパイロット信号の送信に用いることが可能である。また、第６の実施形態において、パイロット信号の送信に用いられるサブキャリア数は４であるが、これに限られず任意の偶数の数のサブキャリアを用いることが可能である。

第６の実施形態においてｎ_１シンボル目の区間の送信パイロット信号｛ｐ_Tx(+k,n₁)，ｐ_Tx(-k,n₁)｝と、ｎ₂シンボル目の区間のパイロット信号｛ｐ_Tx(+k,n₂)，ｐ_Tx(-k,n₂)｝は下式の条件を満足する。

また、望ましくは｛ｐ_Tx(+k,n₁)，ｐ_Tx(-k,n₁)｝及び｛ｐ_Tx(+k,n₂)，ｐ_Tx(-k,n₂)｝は下式の条件を満足する。

第６の実施形態では、式（６７）を満足するシンボル番号の組み合わせ｛ｎ₁，ｎ₂｝は｛１，２｝とする。つまり、１シンボル目の区間のパイロット信号｛ｐ_Tx(+k,n₁)，ｐ_Tx(-k,n₁)｝及び２シンボル目の区間のパイロット信号｛ｐ_Tx(+k,n₂)，ｐ_Tx(-k,n₂)｝は、式（６７）を満足する。第６の実施形態では、式（６７）を満足するパイロット信号が含まれるシンボルは１シンボル目と２シンボル目であるが、これに限定されず、任意の２シンボル（例えば３シンボル目と７シンボル目、チャネル推定用プリアンブルと４シンボル目等）に式（６７）を満足するパイロット信号が含まれていてもよい。

本実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置は、歪み係数推定部４０４と補償ウエイト算出部４０５の動作以外は、第１の実施形態に係る図４と同一である。以下では、本実施形態で用いられる歪み係数推定部４０４と補償ウエイト算出部４０５の動作について説明する。

まず、歪み係数推定部４０４の処理について説明する。歪み係数推定部４０４は、初めにＦＦＴユニット４０２から出力される１シンボル目の区間と２シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。

このとき、歪み係数推定部４０４がｋ＝±７，±２１番目のサブキャリアにおいて１シンボル目の区間と２シンボル目の区間に受け取る受信パイロット信号Ｐ_Rx(k)は、式（３８）のように表現できる。

次に、歪み係数推定部４０４は、受信パイロット信号Ｐ_Rx(k)と既知の送信パイロット信号Ｐ_Rx(k)から、送信パイロット信号が割り当てられているサブキャリアｋ＝±７，±２１に関する歪み係数α(k)及びβ(k)を推定する。歪み係数α(k)及びβ(k)の推定値をそれぞれα_Est(k)及びβ_Est(k)とし、歪み係数の推定値ベクトルＣ_Est(k)を式（４３）で定義する。このとき歪み係数推定部４０４は次式の計算により、歪み係数の推定値ベクトルＣ_Est(k)を算出する。

第６の実施形態において、送信パイロット信号は式（６７）を満足するため、上式の計算により歪み係数Ｃ_Est(k)（つまりα_Est(k)及びβ_Est(k)）を推定することが可能である。熱雑音の項を無視した場合（M(k)＝０）、式（３８）を式（６９）に代入すると、歪み係数の推定値Ｃ_Est(k)（つまりα_Est(k)及びβ_Est(k)）は実際の歪み係数Ｃ(k)（つまりα(k)及びβ(k)）と同一値となることがわかる。歪み係数推定部４０４は、式（６９）の計算によって推定した歪み係数Ｃ_Est(k)（つまりα_Est(k)及びβ_Est(k)）を補償ウエイト算出部４０５に与える（Ｓ４０４）。

次に、補償ウエイト算出部４０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部４０５は、歪み係数推定部４０４で推定した歪み係数Ｓ４０４から、次式で表す除算結果ｗ(k)を算出する。

次に補償ウエイト算出部４０５は、次式で表すように、ｋ＝±７，±２１に関して算出された除算結果ｗ(k)の平均値ｗ_Aveを算出する。

なお、第６の実施形態では、上式で示すように、ｋ＝＋７に関する除算結果ｗ(+7)、ｋ＝−７に関する除算結果ｗ(-7)、ｋ＝＋２１に関する除算結果ｗ(+21)、及びｋ＝−２１に関する除算結果ｗ(-21)を同じ重みで平均化しているが、これに限定されず、次式の例のようにｗ(+7)，ｗ(-7)，ｗ(+21)及びｗ(-21)に異なる重み係数ρ(k)を乗じて平均化を行ってもよい。

補償ウエイト算出部４０５は、算出した除算結果の平均値ｗ_AveをＩＱインバランス補償用のウエイトとして、該ウエイトを示す信号（Ｓ４０５）をＩＱインバランス補償部４０３に与える。ＩＱインバランス補償部４０３は、除算結果の平均値ｗ_Aveを用いて式（２５）及び（２６）の計算を行うことで、第１の実施形態と同様、チャネル推定用プリアンブル信号及びデータ信号に対してＩＱインバランスの影響を補償する。

また、第６の実施形態では、式（７１）で示したように複数のパイロットサブキャリアから算出された除算結果を平均化しているため、熱雑音環境下におけるウエイトの推定精度が向上し、ＩＱインバランス補償部４０３における補償精度を改善できる。

（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態について説明する。本実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置が送信する送信ＯＦＤＭ信号のフレーム構成は図７に示したものと同様である。第７の実施形態では、ｎ＝１，２，３，…．としたときに、ｎシンボル目に送信されるパイロット信号ｐ_Tx(+k,n)及びｐ_Tx(-k,n)と、ｎ＋１シンボル目に送信されるパイロット信号ｐ_Tx(+k,n+1)及びｐ_Tx(-k,n+1)が次式の条件を満足する。

また、望ましくはｐ_Tx(+k,n)，ｐ_Tx(-k,n)，ｐ_Tx(+k,n+1)及びｐ_Tx(-k,n+1)は下式の条件を満足する。

第７の実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置は、歪み係数推定部４０４と補償ウエイト算出部４０５の動作以外は第１の実施形態で用いた図４と同一である。以下では、本実施形態における歪み係数推定部４０４と補償ウエイト算出部４０５の動作について説明する。

まず、歪み係数推定部４０４の処理について説明する。歪み係数推定部４０４は、初めにＦＦＴユニット４０２からｎシンボル目とｎ＋１シンボル目の区間の受信パイロット信号を受け取る。以後の説明を簡単にするため、歪み係数推定部４０４がｋ＝±７，±２１番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目とｎ＋１シンボル目の区間に受け取る受信パイロット信号を次式のベクトルＰ_Rx(k,n)で定義する。

このとき、歪み係数推定部４０４がｋ＝±７，±２１番目のサブキャリアにおいてｎシンボル目とｎ＋１シンボル目の区間に受け取る受信パイロット信号Ｐ_Rx(k,n)は、式（８）より次式のように表現できる。

ここで、Ｐ_Tx(k,n)，Ｃ(k)及びM(k,n)はそれぞれ送信パイロット信号の行列、歪み係数ベクトル及び雑音信号ベクトルであり、次式で定義される。

次に、歪み係数推定部４０４は、受信パイロット信号Ｐ_Rx(k,n)と既知の送信パイロット信号Ｐ_Tx(k,n)から、送信パイロット信号が割り当てられているサブキャリアｋ＝±７，±２１に関する歪み係数α(k)，β(k)を推定する。Ｐ_Rx(k,n)から算出した歪み係数α(k)，β(k)の推定値をそれぞれα_Est(k,n)，β_Est(k,n)とし、歪み係数の推定値ベクトルＣ_Est(k,n)を次式で定義する。

歪み係数推定部４０４は、次式の計算により歪み係数の推定値ベクトルＣ_Est(k,n)を算出する。

第７の実施形態において、送信パイロット信号は式（７３）を満足するため、上式の計算により歪み係数Ｃ_Est(k,n)（つまりα_Est(k,n)及びβ_Est）を推定することが可能である。熱雑音の項を無視した場合（Ｍ(k,n)＝０）、式（７６）を式（８１）に代入すると、歪み係数の推定値Ｃ_Est(k,n)（つまりα_Est(k,n)及びβ_Est(k,n)）は実際の歪み係数Ｃ(k)（つまりα(k)及びβ(k)）と同一値となることがわかる。歪み係数推定部４０４は、式（８１）の計算によって推定した歪み係数Ｃ_Est(k,n)（つまりα_Est(k,n)及びβ_Est(k,n)）を補償ウエイト算出部４０５に与える（Ｓ４０４）。

次に、補償ウエイト算出部４０５の処理について説明する。補償ウエイト算出部４０５は、歪み係数推定部４０４で推定した歪み係数Ｓ４０４から、次式で表す除算結果ｗ(k,n)を算出する。

次に、補償ウエイト算出部４０５は、次式で表すようにｋ＝±７，±２１，ｎ＝１，２，…Ｎに関して算出された除算結果ｗ(k,n)の平均値ｗA_veを算出する。

第７の実施形態では、上式で示すようにすべてのｗ(k,n)を同じ重みで平均化しているが、これに限定されず、ｋ及びｎに応じてｗ(k,n)を異なる重みを乗じて平均化してもよい。式（８３）のｗ(k,n)を平均化する回数Ｎは任意の数でよいが、Ｎを大きくすると平均値ｗ_Aveの算出に時間がかかる分、熱雑音環境下におけるｗ_Aveの推定精度を向上できる。従って、平均化を行う回数Ｎは、処理遅延と熱雑音の電力の両者を考慮して決定されることが望ましい。補償ウエイト算出部４０５は、算出した除算結果の平均値ｗ_AveをＩＱインバランス補償用のウエイトとして、ＩＱインバランス補償部４０３に与える（Ｓ４０５）。

ＩＱインバランス補償部４０３は除算結果の平均値ｗ_Aveを用いて式（２５）及び（２６）の計算を行うことで、第１の実施形態と同様、チャネル推定用プリアンブル信号及びデータ信号に対してＩＱインバランスの影響を補償できる。

また、第６の実施形態では式（８３）に示したように、複数の異なるシンボルと異なるサブキャリアのパイロット信号から算出された除算結果を平均化しているため、熱雑音環境下におけるウエイトの推定精度が向上し、ＩＱインバランス補償部４０３における補償精度を改善できる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ通信システムの概要図 本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ送信装置のブロック図 本発明の一実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図 本発明の一実施形態に従うＯＦＤＭ受信装置のブロック図 図４中の無線受信部の簡易モデルを示すブロック図 本発明の他の実施形態に従うＯＦＤＭ受信装置のブロック図 本発明の他の実施形態に従って送信されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図

符号の説明

１０１・・・ＯＦＤＭ送信装置
１０２・・・送信アンテナ
１０３・・・ＯＦＤＭ受信装置
１０４・・・受信アンテナ
２０１・・・符号化部
２０２・・・ディジタル変調部
２０３・・・シリアル・パラレル変換器
２０４・・・パイロット信号挿入部
２０５・・・プリアンブル信号付加部
２０６・・・ＩＦＦＴユニット
２０７・・・無線送信部
４０１・・・無線受信部
４０２・・・ＦＦＴユニット
４０３，・・・ＩＱインバランス補償部
４０４・・・歪み係数推定部
４０５・・・補償ウエイト算出部
４０６・・・チャネル推定部
４０７・・・チャネル等化部
４０８・・・復号部
６０１・・・無線受信部
６０２・・・ＩＱインバランス補償部
６０３・・・ＦＦＴユニット
６０４・・・歪み係数推定部
６０５・・・補償ウエイト算出部
６０６・・・チャネル推定部
６０７・・・チャネル等化部
６０８・・・復号部

Claims (14)

1. 中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成するステップと；
   生成されたＯＦＤＭ信号を送信するステップと；
   送信されたＯＦＤＭ信号を受信して直交復調により受信ＯＦＤＭ信号を出力するステップと；
   前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ対応する第１受信パイロット信号及び第２受信パイロット信号を抽出するステップと；
   前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２ＯＦＤＭシンボルの区間に前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ対応する第３受信パイロット信号及び第４受信パイロット信号を抽出するステップと；
   抽出された前記第１受信パイロット信号及び第３受信パイロット信号から前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数を推定するステップと；
   抽出された前記第２受信パイロット信号及び第４受信パイロット信号から前記第１サブキャリアによって前記第２サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定するステップと；
   推定された前記第１の係数と第２の係数から前記直交復調時に前記受信ＯＦＤＭ信号に対して生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するためのウエイトを算出するステップと；
   算出された前記ウエイトに従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記補償を行うステップと；
   前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号するステップと；を具備する無線通信方法。
2. 中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成ユニットと；
   生成されたＯＦＤＭ信号を送信する送信ユニットとを具備するＯＦＤＭ送信装置。
3. 前記ＯＦＤＭ信号は、さらに前記第１送信パイロット信号と前記第３送信パイロット信号との積と、前記第２送信パイロット信号の複素共役と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積との和が零である請求項２記載のＯＦＤＭ送信装置。
4. 中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信パイロット信号及び第２送信パイロット信号を有する第１ＯＦＤＭシンボルと、前記第１サブキャリア及び第２サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号を有する第２ＯＦＤＭシンボルを含み、前記第１送信パイロット信号と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積と、前記第３送信パイロット信号と第２送信パイロット信号の複素共役との積との差が非零であるＯＦＤＭ信号を受信して直交復調により受信ＯＦＤＭ信号を出力する受信ユニットと；
   前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信パイロット信号に対応する第１受信パイロット信号、及び前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第３送信パイロット信号に対応する第３受信パイロット信号から前記第１サブキャリアで生じる振幅及び位相の変化成分を表す第１の係数を推定し、前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信パイロット信号に対応する前記第２受信パイロット信号、及び前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第４送信パイロット信号に対応する第４受信パイロット信号から前記第１サブキャリアによって前記第２サブキャリアに与えられる干渉成分を表す第２の係数を推定する推定部と；
   推定された前記第１の係数及び第２の係数から前記直交復調時に前記受信ＯＦＤＭ信号に対して生じた振幅誤差及び位相誤差の影響を補償するためのウエイトを算出する算出部と；
   算出された前記ウエイトに従って前記受信ＯＦＤＭ信号について前記補償を行う補償部と；
   前記補償が行われたＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ受信装置。
5. 前記受信ユニットが受信するＯＦＤＭ信号は、前記第１送信パイロット信号と前記第３送信パイロット信号との積と、前記第２送信パイロット信号の複素共役と前記第４送信パイロット信号の複素共役との積との和が零である請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
6. 前記推定部は、次式により前記第１の係数を推定する請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
   

   

   ただし、ｐ_Tx(+K,n₁)，ｐ_Tx(-K,n₁)，ｐ_Tx(+K,n₂)及びｐ_Tx(-K,n2)は前記第１送信パイロット信号、第２送信パイロット信号、第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号をそれぞれ表し、ｐ_Rx(+K,n₁)，ｐ_Rx(-K,n₁)，ｐ_Rx(+K,n₂)及びｐ_Rx(-K,n2)は前記第１受信パイロット信号、第２受信パイロット信号、第３受信パイロット信号及び第４受信パイロット信号をそれぞれ表し、＊は複素共役演算を表す。
7. 前記推定部は、次式により前記第２の係数を推定する請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
   

   

   ただし、ｐ_Tx(+K,n₁)，ｐ_Tx(-K,n₁)，ｐ_Tx(+K,n₂)及びｐ_Tx(-K,n2)は前記第１送信パイロット信号、第２送信パイロット信号、第３送信パイロット信号及び第４送信パイロット信号をそれぞれ表し、ｐ_Rx(+K,n₁)，ｐ_Rx(-K,n₁)，ｐ_Rx(+K,n₂)及びｐ_Rx(-K,n2)は前記第１受信パイロット信号、第２受信パイロット信号、第３受信パイロット信号及び第４受信パイロット信号をそれぞれ表し、＊は複素共役演算を表す。
8. 前記算出部は、次式により前記ウエイトを算出する請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
   

   

   ただし、α_Est(+K)及びβ_Est(-K)は、前記第１の係数及び第２の係数を表し、＊は複素共役演算を表す。
9. 前記算出部は、次式の値を平均化することにより前記ウエイトを算出する請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
   

   

   ただし、α_Est(+K)及びβ_Est(-K)は前記第１の係数及び第２の係数を表し、＊は複素共役演算を表す。
10. 前記算出部は、次式により前記ウエイトを行列として算出する請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
    

    
11. 前記算出部は、次式により前記ウエイトを行列として算出する請求項４記載のＯＦＤＭ受信装置。
    

    
12. 前記受信ユニットが受信するＯＦＤＭ信号は、さらに中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第３サブキャリア及び第４サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信情報信号及び第２送信情報信号を有する第３ＯＦＤＭシンボルを含み、
    前記補償部は、次式により前記受信ＯＦＤＭ信号について前記補償を行う請求項８または９記載のＯＦＤＭ受信装置。
    

    

    ただし、ｕ_Rx(k)は前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信情報信号に対応する第１受信情報信号、ｕ_Rx(-k)は前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２送信情報信号に対応する第２受信情報信号、＊は複素共役演算、ｗは前記ウエイトをそれぞれ表す。
13. 前記受信ユニットが受信するＯＦＤＭ信号は、さらに中心周波数に対して周波数軸上で対称の位置にある第３サブキャリア及び第４サブキャリアにそれぞれ割り当てられた第１送信情報信号及び第２送信情報信号を有する第３ＯＦＤＭシンボルを含み、
    前記補償部は、次式により前記受信ＯＦＤＭ信号について前記補償を行う請求項１０記載のＯＦＤＭ受信装置。
    

    

    ただし、Ｕ_Eq(k)は、前記補償後の前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信情報信号に対応する第１受信情報信号を表すｕ_Eq(k)と、前記補償後の前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２送信情報信号に対応する第２受信情報信号の複素共役値を表すｕ^* _Eq(-k)を要素とするベクトル［ｕ_Eq(k) ｕ^* _Eq(-k)］^Tを表し、Ｕ_Rx(k)は、前記補償前の前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第１送信情報信号に対応する第１受信情報信号を表すｕ_Rx(k)と、前記補償前の前記受信ＯＦＤＭ信号中の前記第２送信情報信号に対応する第２受信情報信号の複素共役値を表すｕ^* _Rx(-k)を要素とするベクトル［ｕ_Rx(k) ｕ^* _Rx(-k)］^Tを表し、Tは転置演算を表し、Ｗは前記ウエイトを表す。
14. 前記受信ＯＦＤＭ信号は同相成分及び直交成分を含み、
    前記推定部は、前記受信ＯＦＤＭ信号について前記同相成分及び直交成分に対応して次式により前記補償を行う請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
    

    

    ただし、Y_Eq(t)は、時刻ｔにおける前記補償後の前記同相成分を表すｙ_EqI(t)と、時刻ｔにおける前記補償後の前記直交成分を表すｙ_EqQ(t)を要素とするベクトル［ｙ_EqI(t) ｙ_EqQ(t)］^Tを表し、Y_Rx(t)は、時刻ｔにおける前記補償前の前記同相成分を表すｙ_I(t)と、時刻ｔにおける前記補償前の前記直交成分を表すｙ_Q(t)を要素とするベクトル［ｙ_I(t) ｙ_Q(t)］^Tを表し、Tは転置演算を表し、Ｗは前記ウエイトを表す。

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