JP2007202305A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 コンデンサ分割方式の電源装置において入力電圧の変動や負荷の変動に対して安定した出力が得られるようにする電源装置を提供する。
【解決手段】 交流電圧が入力される端子間に複数のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）が接続され、これら複数のコンデンサのうち一つのコンデンサ（Ｃ２）の両極の電圧から出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成する電源装置であって、複数のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の充電方向を一方向に制限する整流素子（Ｄ１）と、コンデンサ（Ｃ１）に充電された電荷を放電させるスイッチ（Ｓ１）と、出力電圧に基づいてスイッチ（Ｓ１）をオン／オフ制御する制御回路（１２）とを備えた。
【選択図】 図１

Description

この発明は、コンデンサにより入力電圧を分割して出力電圧を生成する電源装置に関する。

従来、例えばＡＣ１００ＶやＡＣ２００Ｖなどの交流電圧を入力し、この交流電圧をコンデンサで分割して３．３Ｖ〜９Ｖなどの直流電圧を生成する電源回路がある。例えば、交流電圧の入力端子間に入力コンデンサと出力コンデンサとを直列に接続し、出力コンデンサの電極間に発生した分割され電圧値の低下した交流電圧をダイオードブリッジなどで整流して出力するように構成される。

上記従来のコンデンサ分割方式の電源回路では、交流電圧の周波数と入力コンデンサと出力コンデンサの容量比により出力電力量がある程度決まってしまうため、負荷が変動したり入力電圧のピーク電圧が変動したりすることで、出力電圧が一次的に跳ね上がってしまったり一次的に低下してしまう恐れがあった。

この発明の目的は、コンデンサ分割方式の電源装置において入力電圧の変動や負荷の変動に対して安定した出力が得られるようにする電源装置を提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するため、交流又は脈流の第１電圧（Ｖｉｎ）が入力される端子間に複数のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）が接続され、これら複数のコンデンサのうち一部のコンデンサ（Ｃ２）の両端の電圧から出力電圧を生成する電源装置（１０）であって、前記複数のコンデンサのうち１個又は複数のコンデンサに充電された電荷を放電可能な放電手段（Ｓ１）と、該放電手段の放電作用をオン／オフ制御する制御回路（１２）とを備えたものである。

このような電源装置によれば、上記放電手段によりコンデンサの放電量を変化させることで、入力電圧の各周期で入力側から出力側に送ることのできる電流量を変化させることが出来る。したがって、この電流量を制御することで、負荷変動や入力電圧の変動に対して出力の安定を図ることが出来る。

具体的には、前記出力電圧を検出する検出回路（１１）を備え、前記制御回路は、検出回路の出力に基づいて前記放電手段を制御するように構成する。また、前記制御回路は、前記第１電圧（Ｖｉｎ）の位相に対応させて前記放電手段をオン／オフさせるタイミングを決定するように構成する。また、前記複数のコンデンサのうち１個又は複数のコンデンサの充電方向を一方向に制限する整流素子（Ｄ１）を接続する。前記放電手段は、前記複数のコンデンサのうち１個又は複数のコンデンサの一方の端子を他の接続点に電気的に接続または切断するスイッチ（Ｓ１）により構成ことが出来る。

また、本発明の電源装置は、交流電圧（Ｖｉｎ）の入力端子間に少なくとも第１容量回路（Ｃ１）および第２容量回路（Ｃ２）が直列に接続され、第２容量回路の両端の電圧から出力電圧を生成する電源装置（１０）であって、前記第１容量回路と前記第２容量回路との間に接続された整流素子（Ｄ１）と、前記第１容量回路の出力側の端子を他の接続点に電気的に接続または切断するスイッチ（Ｓ１）と、前記出力電圧を検出する検出回路（１１）と、該検出回路の出力に基づいてスイッチ（Ｓ１）のオン／オフ制御を行う制御回路（１２）とを備えた構成とした。具体的には、スイッチ（Ｓ１）は、第１容量回路（Ｃ１）の出力側の端子と交流電圧（Ｖｉｎ）の一方の入力端子との間に接続する。

このような電源装置によれば、上記の作用・効果に加えて、回路素子数が少なく、シンプルな構成となり、スイッチの制御も複雑にならないという利点が得られる。

また、本発明の電源装置（１０Ａ：図４）は、交流電圧を全波整流する形態に接続された複数の整流素子（Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１５，Ｄ１６）と、これら複数の整流素子の間で前記交流電圧が正電圧のときに電流を流す経路上に設けられた第１容量回路（Ｃ１１）と、前記複数の整流素子の間で前記交流電圧がマイナスのときに電流を流す経路上に設けられた第２容量回路（Ｃ１２）と、前記複数の整流素子により全波整流された電圧が出力される端子間に接続された第３容量回路（Ｃ１３）と、前記第１容量回路および前記第２容量回路の一端を別の接続点に電気的に接続または切断するスイッチ（Ｓ１１）と、前記スイッチのオン／オフ制御を行う制御回路とを備え、前記３容量回路の両端の電圧から出力電圧を生成する構成とした。

具体的には、前記スイッチ（Ｓ１１）は、前記第１容量回路および前記第２容量回路の出力側の端子と前記第３容量回路の一方の端子との間に接続するように構成し、前記スイッチと前記第１容量回路ならびに前記スイッチと前記第２容量回路の間に、これら第１容量回路および第２容量回路からの放電電流を流す整流素子（Ｄ１３，Ｄ１４）をそれぞれ設けると良い。

このような構成により、交流電圧が正の電圧となる期間と負の電圧となる期間の両方の期間を使用して第３容量回路に電流を供給して電圧出力を行うことが出来る。

また、本発明の電源装置（１０Ｂ：図８）は、交流電圧（Ｖｉｎ）の入力端子間に少なくとも第１容量回路（Ｃ２１）および第２容量回路（Ｃ２２）とが直列に接続され、第２容量回路の両端の電圧から出力電圧を生成する電源装置であって、前記第１容量回路から前記第２容量回路へ放電が可能な放電手段（Ｓ２１，Ｄ２３）と、該放電手段のオン／オフ制御を行う制御回路（１２）とを備えたものである。

具体的には、前記交流電圧の入力端子間で前記第１容量回路および前記第２容量回路に第１方向にのみ電流を流す整流素子（Ｄ２１，Ｄ２２）を備え、前記放電手段は、前記第１容量回路に対しては前記第１方向と逆の方向で、前記第２容量回路に対しては前記第１方向と同一方向に電流を流す第１電流経路および整流素子（Ｄ２３）と、前記第１電流経路を導通／切断するスイッチ（Ｓ２１）とから構成することが出来る。

より具体的には、交流電圧（Ｖｉｎ）の入力端子間に第１ダイオード（Ｄ２１）、第１容量回路（Ｃ２１）、第２ダイオード（Ｄ２２）、第２容量回路（Ｃ２２）とが順に直列に接続され、前記第１ダイオードおよび前記第１容量回路の接続点と前記第２ダイオードおよび前記第２容量回路の接続点との間に前記スイッチ（Ｓ２１）が接続され、前記第１容量回路と前記第２ダイオードとの接続点と前記第２容量回路の前記入力端子側の端子との間に第３ダイオード（Ｄ２３）が接続され、前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードが第１方向にのみ電流を流す整流素子を構成し、前記スイッチ、前記第２容量回路、前記第３ダイオード、前記第１容量回路を直列に接続された経路が前記第１電流経路を構成し、前記第３ダイオードが前記第１電流経路の電流の流れる方向を規制する前記整流素子を構成するようにされる。

このような手段によれば、負荷変動や入力電圧の変動に対して出力の安定を図ることが出来ることに加えて、スイッチ制御によって第１容量回路から放電される電流が第２容量回路に入力されて第２容量回路を充電させるので、第１容量回路の放電による損失を低減することが出来る。

なお、この項目において、実施形態との対応関係を表わす符号を括弧書きで記したが、理解を容易にするため参考として付したものであり、本発明はこれに制限されるものではない。

以上説明したように、本発明に従うと、コンデンサにより入力電圧を分割して出力電圧を生成するコンデンサ分割方式の電源装置において、負荷変動や入力電圧の変動に対して出力を安定化させることが出来るという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１実施形態の電源装置の構成図である。
この実施の形態の電源装置１０は、交流電源３０からコンデンサ分割方式により直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成して負荷回路３１に出力するものである。この電源装置１０は、交流電源３０の入力端子間に順に直列に接続された第１コンデンサＣ１、第１ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２と、第１コンデンサＣ１の放電電流を流すスイッチＳ１と、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する検出回路１１と、検出回路１１の出力に基づいてスイッチＳ１のオン／オフ制御をする制御回路１２等から構成される。そして、第２コンデンサＣ２の両極間の電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。

上記の第１ダイオードＤ１は、第１コンデンサＣ１から第２コンデンサＣ２の側へ電流を流す向きに接続される。

入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係に応じて、例えば、第１コンデンサＣ１には容量の小さなコンデンサを、第２コンデンサＣ２には容量の大きな電解コンデンサなどを適用する。出力電圧Ｖｏｕｔや出力負荷の大きさによっては、これら第１および第２コンデンサＣ１，Ｃ２の種類や容量比は適宜変更可能である。

スイッチＳ１は、交流電源３０側を入力側、負荷回路３１側を出力側として、例えば、第１コンデンサＣ１の出力側の端子を交流電源３０の他方の入力端子に接続／切断するように接続する。スイッチＳ１としては例えばＭＯＳＦＥＴを適用することが出来る。その他、バイポーラトランジスタや種々のスイッチ素子を用いてもよい。

検出回路１１は、例えば分割抵抗により出力電圧Ｖｏｕｔを検出電圧に変換して制御回路１２に出力する。

制御回路１２は、検出電圧に基づいてスイッチＳ１がオン状態となるタイミングおよび時間長を制御する。また、図示は省略するが、制御回路１２には、交流電源３０の電圧が所定位相となったタイミングを表わす信号が入力され、この信号から交流電源３０の電圧位相に対応させてスイッチＳ１のオン期間を決定するように構成する。

次に、上記構成の電源装置１０の動作原理を説明する。
先ず、スイッチＳ１がオンされない場合の動作を説明する。第１および第２コンデンサＣ１，Ｃ２が充電されていない初期状態で、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖからピーク電圧まで上昇していくと、それに伴い、第１コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２へと電流が流れて、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２とが充電される。そして、第２コンデンサＣ２の電極間に電圧Ｖｏｕｔが生じて負荷回路３１に電流が出力される。

続いて、入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧から降下すると、ダイオードＤ１の整流作用により第１コンデンサＣ１から電荷は放出されずに、第１コンデンサＣ１は満充電のままとなる。したがって、この状態で、再び、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖからピーク電圧まで上昇すると、第１コンデンサＣ１は満充電なので第１コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２にかけて電流が流れない。すなわち、交流電源３０から第２コンデンサＣ２への電流の供給が断たれる。したがって、この状態で、第２コンデンサＣ２から負荷回路３１に電流が出力されていけば、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低くなり、その後、出力電流も停止する。

次に、スイッチＳ１をオン／オフ制御した場合の動作について説明する。上記のように第１コンデンサＣ１が満充電された状態において、入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧より低い電圧のときにスイッチＳ１がオンされると、スイッチＳ１を介して第１コンデンサＣ１から放電電流が流れて第１コンデンサの充電量が減少する。

そして、第１コンデンサＣ１の充電量が減少した状態で、再び、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖからピーク電圧まで上昇すると、第１コンデンサＣ１が満充電となるまで、第１コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、第２コンデンサＣ２にかけて電流が流れ、交流電源３０から第２コンデンサＣ２に電流が供給される。それにより、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、負荷回路３１への電流出力も続けられる。

すなわち、スイッチＳ１をオンさせて第１コンデンサＣ１の放電を行った分、次の充電期間に交流電源３０から第２コンデンサＣ２に電流を供給することが出来る。さらに、スイッチＳ１をオンさせる位相タイミングや時間長を変化させることで、第１コンデンサＣ１の放電量を変化させることが出来るので、これにより第２コンデンサＣ２への電流供給量を制御することが出来る。

図２には、図１の電源装置１０の動作波形の一例を示す。前半部分に出力負荷が大きいときの制御パターンによる動作波形を、後半部分に出力負荷が小さいときの制御パターンによる動作波形を示している。

制御回路１２は、図２のＳ１−ＧＡＴＥ電圧に示すように、入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧から０Ｖとなる範囲内でスイッチＳ１をオンさせる期間の制御を行う。図２においては、Ｓ１−ＧＡＴＥ電圧がハイレベルのときにスイッチＳ１がオンされる。そして、出力負荷が大きくなって出力電圧Ｖｏｕｔの検出値が低くなっていけば、スイッチＳ１をオンさせる期間を入力電圧Ｖｉｎが０Ｖとなる側にずらす。逆に、出力負荷が小さくなって出力電圧Ｖｏｕｔの検出値が高くなっていけば、スイッチＳ１をオンさせる期間を入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧となる側にずらす。

このような制御により、図２の前半部分の動作波形に示されるように、出力負荷が大きなときには、入力電圧Ｖｉｎの低いときにスイッチＳ１がオン駆動されて、第１コンデンサＣ１の放電が多く行われる。そして、その分、次の充電期間に第２コンデンサＣ２に多くの電流が供給されて、大きな出力負荷に対応することが出来る。

一方、図２の後半部分の動作波形に示されるように、出力負荷が小さなときには、入力電圧Ｖｉｎの高いときにスイッチＳ１がオン駆動されて、第１コンデンサＣ１の放電が少なく行われる。そして、その分、次の充電期間に第２コンデンサＣ２に少ない電流が供給されて、小さな出力負荷に対応することが出来る。

なお、図２の動作波形では、負荷回路３１として同一の負荷抵抗を接続した状態で実行したときの波形を示しているため、出力大と出力小の２種類の制御パターンにおける出力電圧Ｖｏｕｔの大きさが異なっているが、出力電圧Ｖｏｕｔの検出に基づいて制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ一定値に維持することが出来る。

図３には、第１実施形態の電源装置１０と従来のコンデンサ分割方式の電源回路との出力特性を比較したグラフを示す。

図３（ｂ）に示すように、従来のコンデンサ分割方式の電源回路では、出力電力の大きさは分割コンデンサの容量比によりほぼ決まってしまっていたため、負荷の変動や入力電圧のピーク変動によって出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変動してしまう。

それに対して、この実施形態の電源装置１０では、図３（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に維持したまま負荷電流を変化させることが出来るので、負荷変動や入力電圧のピーク変動があっても出力電圧Ｖｏｕｔを安定化することが出来る。

なお、この実施形態において、スイッチＳ１をオンする制御期間を、入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧から０Ｖに降下する範囲内としているが、例えば、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖ以下となる範囲が含まれていても良い。また、スイッチＳ１をオンにする時間長も短い一定長とせず、例えば、入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧となるタイミングからオフ制御する位相タイミングまでずっとオンさせるようにしても良いし、或いは、スイッチＳ１をオンさせる時間長を変化させることで第１コンデンサＣ１の放電量を変化させるようにしても良い。

また、入力電圧Ｖｉｎとして交流電源３０の電圧を直接に入力しているが、整流回路により整流した後の脈流の電圧を入力しても同様の動作を得ることが出来る。

［第２の実施の形態］
図４は、本発明の第２実施形態の電源装置１０Ａを示す構成図、図５はこの電源装置１０Ａの各状態における電流経路を示した説明図、図６は図５の各状態における動作波形を示した波形図である。

第２実施形態の電源装置１０Ａは、交流電源３０の全波部分（入力電圧Ｖｉｎが正電圧と負電圧となる両方の部分）を使用して、コンデンサの充放電を可能とするものである。

そのため、この電源装置１０Ａは、交流電源３０を全波整流する例えばダイオードブリッジと同様の接続形態にされた第１と第２のダイオードＤ１１，Ｄ１２および第５と第６のダイオードＤ１５，Ｄ１６と、これらのダイオードの間に接続された第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２と、ダイオードブリッジとしてみたときの出力端子間に接続された第３コンデンサＣ１３と、第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の放電を行うためのスイッチＳ１１と、スイッチＳ１１がオンのときに第１コンデンサＣ１１および第２コンデンサＣ１２の放電方向に電流を流すダイオードＤ１３，Ｄ１４とを備えている。そして、第３コンデンサＣ１３の電極間電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして出力するように構成されている。

また、図示は省略するが、この電源装置１０Ａについても、第１実施形態と同様に検出回路１１や制御回路１２が設けられている。

第１コンデンサＣ１１は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１５，Ｄ１６の接続経路のうち、入力電圧Ｖｉｎが正電圧のときに電流が流れる電流経路上に設けられ、第２コンデンサＣ１２は、入力電圧Ｖｉｎが負電圧のときに電流が流れる電流経路上に設けられている。

次に、この電源装置１０Ａの動作原理を説明する。
第１および第２コンデンサＣ１１，Ｃ１２が充電されていない初期状態において、先ず、入力電圧Ｖｉｎが正電圧Ｖ_＋になった場合、図５（ａ）に示すように、第１コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１５、第３コンデンサＣ１３、グランドを介してダイオードＤ１２の経路で電流が流れて、第１コンデンサＣ１１と第３コンデンサＣ１３を充電する。ここで、第２コンデンサＣ１２には電圧は印加されない。

続いて、入力電圧Ｖｉｎが負電圧Ｖ₋になった場合、図５（ｂ）に示すように、第２コンデンサＣ１２、ダイオードＤ１６、第３コンデンサＣ１３、グランドを介してダイオードＤ１１の経路で電流が流れて、第２コンデンサＣ１２と第３コンデンサＣ１３を充電する。ここで、第１コンデンサＣ１１には電圧は印加されない。

このようにして第３コンデンサＣ１３が充電されることにより、第３コンデンサＣ１３から負荷回路へ出力電圧Ｖｏｕｔを供給することが出来る。

ここで、スイッチＳ１１がオフ状態のままで、図５（ａ），（ｂ）のように入力電圧Ｖｉｎが振動した場合、図６（ａ），（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎの１回目の振動で第１コンデンサＣ１１と第２コンデンサＣ１２とが満充電となり、その後、放電がなされないので、交流電源３０からの入力電流はゼロとなり、第３コンデンサＣ１３への電流供給も断たれる。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低くなり、その後、出力電流も停止する。

一方、入力電圧Ｖｉｎが正電圧のときにスイッチＳ１１がオン制御されることで、図５（ｃ）に示すように、第１コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１５、第３コンデンサＣ１３、グランドを介してダイオードＤ１４、第２コンデンサＣ１２の経路で電流が流れ、図６（ｃ）に示すように、第２コンデンサＣ１２の放電が行われる。そして、図６（ｄ）に示すように、このときに交流電源３０から入力電流が流れて、これが第３コンデンサＣ１３に供給されることとなる。

また、入力電圧Ｖｉｎが負電圧のときにスイッチＳ１１をオンさせれば、上下対称の経路で同様に電流が流れて、第１コンデンサＣ１１の放電が行われ、同様に第３コンデンサＣ１３に電流が供給されることとなる。

そして、上記のスイッチＳ１１をオンさせる位相タイミングを変化させることで、第１コンデンサＣ１１や第２コンデンサＣ１２の放電量を変化させて、交流電源３０から第３コンデンサＣ１３へ供給される電流量を制御することが可能となる。

図７には、第２実施形態の電源装置１０Ａの動作波形の一例を示す。前半部分に出力負荷が大きいときの制御パターンによる動作波形を、後半部分に出力負荷が小さいときの制御パターンによる動作波形を示している。

制御回路１２は、図７のＳ１１−ＧＡＴＥ電圧に示すように、出力負荷に応じてスイッチＳ１１をオンさせる位相タイミングをずらす制御を行う。すなわち、出力負荷が大きくなって出力電圧Ｖｏｕｔの検出値が低くなっていけば、スイッチＳ１１をオンさせる期間を入力電圧Ｖｉｎが正又は負のピーク電圧となる側にずらす。逆に、出力負荷が小さくなって出力電圧Ｖｏｕｔの検出値が高くなっていけば、スイッチＳ１１をオンさせる期間を入力電圧Ｖｉｎが０Ｖとなる側にずらす。

このような制御により、図７の前半部分の動作波形に示されるように、出力負荷が大きなときには、入力電圧Ｖｉｎが正負のピーク電圧に近いときにスイッチＳ１１がオン駆動され、それにより、交流電源３０からの入力電流が多くなって、大きな出力負荷に対応することが出来る。

一方、図７の後半部分の動作波形に示されるように、出力負荷が小さなときには、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖに近いときにスイッチＳ１１がオン駆動され、それにより、交流電源３０からの入力電流が少なくなって、小さな出力負荷に対応することが出来る。

なお、図７の動作波形では、負荷として同一の負荷抵抗を接続した状態で２種類の制御パターンを実行したときの波形を示しているため、前半部分と後半部分とで出力電圧Ｖｏｕｔの大きさが異なっているが、出力電圧Ｖｏｕｔの検出に基づいて制御を行うことで、出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ一定値に維持することが出来る。

このような第２実施形態の電源装置１０Ａによれば、負荷変動や入力電圧のピーク変動に対して出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることが出来るとともに、交流電源３０の全波部分を使用して電流供給を行うことが出来るという利点がある。

［第３の実施の形態］
図８は、本発明の第３実施形態の電源装置１０Ｂを示す構成図、図９はこの電源装置１０Ｂにおける電流経路を示した説明図、図１０はこの電源装置１０Ｂの動作波形図である。

第３実施形態の電源装置１０Ｂは、スイッチ制御によるコンデンサの放電電流を別のコンデンサに供給することで放電による損失の低減を図ったものである。

この第３実施形態の電源装置１０Ｂは、交流電源３０の入力端子間に順に直列接続された第１ダイオードＤ２１、第１コンデンサＣ２１、第２ダイオードＤ２２、第２コンデンサＣ２２と、第１コンデンサＣ２１の放電を行わせるスイッチＳ２１と、放電電流の向きを制限する第３ダイオードＤ２３等を備えている。また、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する検出回路１１と、検出回路１１の出力に基づいてスイッチＳ２１のオン／オフ制御を行う制御回路１２を備え、第２コンデンサＣ２２の両極間の電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷回路３１に出力するように構成される。

上記の第１および第２のダイオードＤ２１，Ｄ２２は、入力電圧Ｖｉｎが正電圧のときに電流が流れる向き（第１方向）に接続される。

スイッチＳ２１と第３ダイオードＤ２３は、順に、第１コンデンサＣ２１、スイッチＳ２１、第２コンデンサＣ２２、第３ダイオードＤ２３と連なる経路および向きで電流を流すように接続される。さらに、この電流経路において、第１コンデンサＣ２１に対しては上記の第１方向と逆の方向に、第２コンデンサＣ２２に対しては上記の第１方向と同一の方向に電流が流れるように接続される。

このような電源装置１０Ｂにおいては、スイッチＳ２１がオフの状態で入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧まで上昇するとき、図９（ａ）に示すように電流が流れて、第１コンデンサＣ２１と第２コンデンサＣ２２とを充電する。そして、第２コンデンサＣ２２から負荷回路３１へ電流が出力される。

一旦、入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧となって第１コンデンサＣ２１が満充電となったら、第１コンデンサＣ２１の放電が行われない限り、交流電源３０から第１コンデンサＣ２１に電流が送られないので、交流電源３０から第２コンデンサＣ２２への電流の供給も停止される。

図１０に示すように、制御回路１２は、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔよりも低くなる位相（例えば入力電圧Ｖｉｎが負電圧となる位相）を放電範囲としてスイッチＳ２１をオン制御する。それ以外の位相でオンすると第１ダイオードＤ２１を介して入力電圧Ｖｉｎが出力端子に直接出力されてしまうからである。

この放電範囲内でスイッチＳ２１がオンされると、図９（ｂ）に示す電流経路で、第１コンデンサＣ２１から第２コンデンサＣ２２に放電がなされる。この放電経路では、第１コンデンサＣ２１から放電された電荷は第２コンデンサＣ２２に移動して第２コンデンサＣ２２を充電させる。

そして、放電後、再び入力電圧Ｖｉｎがピーク電圧まで上昇すると、入力電圧Ｖｉｎが０Ｖからピーク電圧に上昇する位相（図１０の充電範囲）で、交流電源３０から第１コンデンサＣ２１に電流が流れて第１コンデンサＣ２１が再び充電される。そして、この電流が第２コンデンサＣ２２にも供給される。

さらに、スイッチＳ２１のオン期間を放電範囲内で長くしたり短くしたりすることで、第１コンデンサＣ２１の放電量が変わるので、それにより、交流電源３０から第２コンデンサＣ２２に供給される電流量を制御して、負荷変動や入力電圧のピーク変動があっても出力電圧Ｖｏｕｔを安定させることが出来る。

このように構成された第３実施形態の電源装置１０Ｂによれば、第１コンデンサＣ２１の放電による損失の低減も図ることが出来る。

本発明は、例えば交流電源からＩＣ用の電源電圧を生成する電源装置に利用することが出来る。その他、種々の電子回路、電子機器に電源電圧を供給する電源装置に利用することが出来る。

本発明の第１実施形態の電源装置を示す構成図である。 第１実施形態の電源装置における動作の一例を示す波形図である。 第１実施形態の電源装置と従来のコンデンサ分割方式の電源回路との出力特性を比較したグラフである。 本発明の第２実施形態の電源装置を示す構成図である。 第２実施形態の電源装置の各状態の電流経路を示した説明図である。 図５の各状態における動作を説明する波形図である。 第２実施形態の電源装置における動作の一例を示す波形図である。 本発明の第３実施形態の電源装置を示す構成図である。 第３実施形態の電源装置における各状態の電流経路を示した説明図である。 第３実施形態の電源装置における動作を説明する波形図である。

符号の説明

１０，１０Ａ，１０Ｂ 電源装置
１１ 検出回路
１２ 制御回路
３０ 交流電源
３１ 負荷回路
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｃ１１〜Ｃ１３ コンデンサ
Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード
Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｄ２１〜Ｄ２３ ダイオード
Ｓ１，Ｓ１１，Ｓ２１ スイッチ

Claims (14)

1. 交流又は脈流の第１電圧が入力される端子間に複数のコンデンサが接続され、これら複数のコンデンサのうち一部のコンデンサの両端の電圧から出力電圧を生成する電源装置であって、
   前記複数のコンデンサのうち１個又は複数のコンデンサに充電された電荷を放電可能な放電手段と、
   該放電手段の放電作用をオン／オフ制御する制御回路と、
   を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 前記出力電圧を検出する検出回路を備え、
   前記制御回路は、前記検出回路の出力に基づき前記放電手段の制御を行うことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記制御回路は、前記第１電圧の位相に対応させて前記放電手段をオン／オフさせるタイミングを決定することを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 前記複数のコンデンサのうち１個又は複数のコンデンサの充電方向を一方向に制限する整流素子が設けられていることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の電源装置。
5. 前記放電手段は、前記複数のコンデンサのうち１個又は複数のコンデンサの一方の端子を他の接続点に電気的に接続または切断するスイッチにより構成されることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源装置。
6. 交流電圧の入力端子間に少なくとも第１容量回路および第２容量回路が直列に接続され、第２容量回路の両端の電圧から出力電圧を生成する電源装置であって、
   前記第１容量回路と前記第２容量回路との間に接続された整流素子と、
   前記第１容量回路の出力側の端子を他の接続点に電気的に接続または切断するスイッチと、
   前記出力電圧を検出する検出回路と、
   該検出回路の出力に基づいて前記スイッチのオン／オフ制御を行う制御回路と、
   を備えたことを特徴とする電源装置。
7. 前記スイッチは、前記第１容量回路の出力側の端子と前記交流電圧の一方の入力端子との間に接続されていることを特徴とする請求項６記載の電源装置。
8. 交流電圧を全波整流する形態に接続された複数の整流素子と、
   これら複数の整流素子の間で前記交流電圧が正電圧のときに電流を流す経路上に設けられた第１容量回路と、
   前記複数の整流素子の間で前記交流電圧がマイナスのときに電流を流す経路上に設けられた第２容量回路と、
   前記複数の整流素子により全波整流された電圧が出力される端子間に接続された第３容量回路と、
   前記第１容量回路および前記第２容量回路の一端を別の接続点に電気的に接続または切断するスイッチと、
   前記スイッチのオン／オフ制御を行う制御回路とを備え、
   前記３容量回路の両端の電圧から出力電圧を生成することを特徴とする電源装置。
9. 前記スイッチは、前記第１容量回路および前記第２容量回路の出力側の端子と前記第３容量回路の一方の端子との間に接続され、
   前記スイッチと前記第１容量回路ならびに前記スイッチと前記第２容量回路の間に、これら第１容量回路および第２容量回路からの放電電流を流す整流素子がそれぞれ設けられていることを特徴とする請求項８記載の電源装置。
10. 交流電圧の入力端子間に少なくとも第１容量回路および第２容量回路とが直列に接続され、第２容量回路の両端の電圧から出力電圧を生成する電源装置であって、
    前記第１容量回路から前記第２容量回路へ放電が可能な放電手段と、
    該放電手段のオン／オフ制御を行う制御回路と、
    を備えていることを特徴とする電源装置。
11. 前記交流電圧の入力端子間で前記第１容量回路および前記第２容量回路に第１方向にのみ電流を流す整流素子を備え、
    前記放電手段は、
    前記第１容量回路に対しては前記第１方向と逆の方向で、前記第２容量回路に対しては前記第１方向と同一方向に電流を流す第１電流経路および整流素子と、
    前記第１電流経路を導通／切断するスイッチと、
    から構成されることを特徴とする請求項１０記載の電源装置。
12. 交流電圧の入力端子間に第１ダイオード、第１容量回路、第２ダイオード、第２容量回路とが順に直列に接続され、
    前記第１ダイオードおよび前記第１容量回路の接続点と前記第２ダイオードおよび前記第２容量回路の接続点との間に前記スイッチが接続され、
    前記第１容量回路と前記第２ダイオードとの接続点と前記第２容量回路の前記入力端子側の端子との間に第３ダイオードが接続され、
    前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードが第１方向にのみ電流を流す整流素子を構成し、
    前記スイッチ、前記第２容量回路、前記第３ダイオード、前記第１容量回路を直列に接続された経路が前記第１電流経路を構成し、
    前記第３ダイオードが前記第１電流経路の電流の流れる方向を規制する前記整流素子を構成することを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
13. 前記出力電圧を検出する検出回路を備え、
    前記制御回路は該検出回路の出力に基づいて前記スイッチのオン／オフ制御を行うことを特徴とする請求項８，９，１１，１２の何れかに記載の電源装置。
14. 前記制御回路は、前記交流電圧の位相に対応させて前記スイッチをオン／オフさせるタイミングを決定することを特徴とする請求項６〜１０，１２，１３の何れかに記載の電源装置。

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