JP2007027987A - 無線受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低い消費電力で受信エラーの発生を防止しうる無線受信装置を提供する。
【解決手段】 Ａ／Ｄ変換器は、同期捕捉モードと同期追従モードとにおいて受信信号ｘ（ｉ）のサンプリングタイミングを変更する。Ａ／Ｄ変換器は、同期捕捉モードにおいて、クロック制御部の制御によりシンボルレートの８倍のサンプリング周波数の内部クロックを生成する。一方、Ａ／Ｄ変換器は、同期追従モードにおいて、クロック制御部の制御によりシンボル点とその前後各一点をサンプリングタイミングとする内部クロックを生成する。Ａ／Ｄ変換器は、さらに、同期追従モードにおいて、受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値の最大値および最大値の前後の相関値の大きさの二乗に基づいて、シンボル点のサンプリングタイミングを補正する。
【選択図】 図２

Description

この発明は、無線受信装置に関し、より特定的には、データ通信のような高速かつ大容量の通信を実現する移動体通信システムにおいて、例えばその基地局に用いられる無線受信装置に関する。

移動体通信システム（例えば、ＰＨＳ：Personal Handyphone System）においては、所定の変調方式、例えば周知のπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式を用いて、移動端末装置（以下、端末）と無線基地装置（以下、基地局）との間で通信が行なわれる。

特に、移動体通信システムの受信側においては、送信側で採用された所定の変調方式に対応する所定の復調方式を用いて受信した信号の復調を行なう（たとえば特許文献１参照）。

図８は、π／４シフトＱＰＳＫ方式を採用した従来のＰＨＳの無線受信装置（例えば基地局）の構成を示す機能ブロック図である。

図８を参照して、図示しない他の無線装置からの無線周波数（ＲＦ）の送信信号は、アンテナ１００によって受信され、ＲＦ受信回路１０２に与えられる。ＲＦ受信回路１０２は、図示しない増幅器および周波数変換回路を含み、受信信号に増幅、周波数変換など必要なアナログ処理を施して、中間周波数（ＩＦ）のアナログ受信信号に変換する。この中間周波数のアナログ受信信号は、その後アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０４によって所定のサンプリング周波数のデジタル受信信号に変換される。

さらに、このデジタル受信信号は、同期信号処理部１０６に与えられる。同期処理部１０６は、所定の信号長の同期推定区間について、相関法により相関値ピークを求め、その相関値ピークに対応する位置を同期位置と推定する。同期位置に関する情報および受信信号のデジタルデータは、復調・検波処理部１０８に渡される。

復調・検波処理部１０８では、得られた同期位置を基準に、同期推定区間長の受信信号を復調し、その結果をエラー判定部１１０に与える。

エラー判定部１１０では、復調された同期推定区間長の受信信号と、予め主制御部１１２内に保持されている参照信号とを対比し、一致しているか否か、すなわちエラーが有るか否かを判定し、その結果を主制御部１１２に知らせる。

エラー判定部１１０の判定の結果、両信号が一致し、エラーが無いと判定されると、復調・検波処理部１０８は、同期位置を真の同期位置とみなして当該同期位置を基準に受信信号全体（１スロット分のデータ）の復調を行ない、その復調出力がエラー判定部１１０を介してビット出力として出力される。

このような構成において、Ａ／Ｄ変換器１０４がアナログ受信信号をサンプリングするタイミングを示すサンプリング周波数は、クロック制御部１１４からの指示に応じて決められる。より詳細には、Ａ／Ｄ変換器１０４は、クロック制御部１１４からの制御信号に応じて、内部で生成する内部クロックの周波数とタイミングとを調整する。さらに、この内部クロックのタイミングでアナログ受信信号のサンプリングする。すなわち、内部クロックの周波数がＡ／Ｄ変換器１０４のサンプリング周波数となる。

ここで、無線受信装置においては、シンボル点を正確にサンプリングして後段の信号処理部における受信エラーの発生を回避するために、サンプリング周波数をシンボルの周波数（以下、シンボルレートとも称する）よりも高くするオーバーサンプリングが行なわれる。

図９は、π／４シフトＱＰＳＫ方式の信号空間ダイヤグラム（遷移図）である。図９において、遷移可能なシンボル点は、直線で結ばれている。変調多値数が相対的に少ないπ／４シフトＱＰＳＫ方式では、遷移可能なシンボル点間の距離は、後に示すより変調多値数の多い変調方式よりも相対的に長い。このようなπ／４シフトＱＰＳＫ方式を採用する従来の移動体通信システムにおいて、通常、サンプリング周波数は、シンボルレートの４倍が採用されている。

ここで、従来の移動体通信システムにおいては、シンボルレートの４倍でオーバーサンプリングしたときに、サンプリングされたシンボル点のタイミングが本来のタイミングからずれていても、信号処理時に受信エラーを発生する頻度が極めて少なかった。

これは、π／４シフトＱＰＳＫ方式では、図８に示すように、ＩＱ座標平面上でのシンボル点同士が比較的離れていることから、たとえシンボル点のタイミングが若干ずれていても、シンボル点が本来のシンボル点と正しく認識され、信号処理に受信エラーが生じないことによる。
特開２００３−１５８５５７号公報

ところで、最近の移動体通信システムでは、データ通信のように、従来の音声通信に比べて高速、大容量のデータ伝送が要求されるようになってきており、そのため、上述のπ／４シフトＱＰＳＫ方式に比べてより多値数の多い変調方式が開発されている。この種の多値変調方式の一例として、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式が知られており、既にある種のデータ通信で実用化されている。

図１０は、１６ＱＡＭ方式の信号空間ダイヤグラム（遷移図）を示す。１６ＱＡＭ方式では、ＩＱ座標平面上で各象限ごとに４個格子型に配置された、座標平面全体で合計１６個の信号点のいずれかに受信信号のシンボル点が対応している。このため、１６個の信号のいずれかを示す４ビットのデータを一度に送信することができる。

一方、１６ＱＡＭ方式は、シンボル点同士の間隔が短く密集しているため、ＰＨＳの変調方式として採用した場合、シンボル点のサンプリングのタイミングが不適切であれば、シンボル点を誤って認識する可能性があり、信号処理において受信エラーを生じるという問題がある。

そこで、多値変調方式におけるこのようなサンプリングタイミングのずれに起因する受信エラーを防ぐためには、図８のＡ／Ｄ変換器１０４において、サンプリング周波数を上げることが有効である。

しかしながら、サンプリング周波数を上げることによって、後段の同期処理部１０６におけるデジタル信号処理量が増大し、処理に非常な時間を要することになる。また、信号処理に費やされる消費電力が増加するという不具合も起きてしまう。

それゆえ、この発明の目的は、低消費電力で受信エラーの発生を防止しうる、無線受信装置を提供することである。

この発明のある局面によれば、変調された信号を受信し復調処理する無線受信装置は、同期捕捉モードまたは同期追従モードを設定するモード設定手段と、同期捕捉モードにおいて、受信信号を第１のサンプリング数を有する第１のデジタル信号に変換する信号変換手段と、同期捕捉モードにおいて、変換後の第１のデジタル信号の同期位置を検出する同期位置検出手段と、同期捕捉モードにおいて、検出された同期位置を記憶する記憶手段と、同期捕捉モードにおいて、検出された同期位置に基づいて、第１のデジタル信号の復調処理を行なう復調処理手段と、復調された第１のデジタル信号に受信エラーがあるか否かを判定するエラー判定手段とを備える。モード設定手段は、エラー判定手段が受信エラー無しと判定したことに応じて、同期追従モードに設定する。信号変換手段は、同期追従モードにおいて、受信信号を第１のサンプリング数よりも少ない第２のサンプリング数を有する第２のデジタル信号に変換する。復調処理手段は、同期追従モードにおいて、記憶手段に記憶されている同期位置に基づいて、第２のデジタル信号の復調処理を行なう。

好ましくは、第２のサンプリング数は、受信信号から、少なくともシンボル点とシンボル点の前後とがサンプリングタイミングに含まれるように設定される。

好ましくは、無線受信装置は、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手段と、検出されたずれに応じて、第２のサンプリング数のサンプリングタイミングを補正するタイミングずれ補正手段とをさらに備える。タイミングずれ検出手段は、第２のデジタル信号と所定の参照信号との相関値が最大値となるタイミングを、第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する手段と、最大値の前後の相関値の大きさと、最大値の大きさとの関係に基づいて、ずれの大きさおよび方向を算出する手段とを含む。タイミングずれ補正手段は、算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて、第２のサンプリング数のサンプリングタイミングを補正する。

好ましくは、ずれの大きさおよび方向の算出手段は、最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を最大値の大きさの二乗で除算する手段と、除算の結果得られた値を所定の閾値と比較する手段と、得られた値が閾値よりも大きければ、得られた値に基づいてずれの大きさおよび方向を決定する手段とを含む。

好ましくは、ずれの大きさおよび方向の算出手段は、最大値と最大値の前後の相関値とを通る放物線を導出し、導出された放物線の極大値を与えるタイミングと第２のデジタル信号のシンボル点のタイミングと差に基づいて、ずれの大きさおよび方向を決定する手段を含む。

この発明によれば、ＰＨＳのような移動体通信システムにおいて、過剰なオーバーサンプリングによる電力消費を抑えながら、良好な受信性能を得ることができる。

以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、この発明の実施の形態に係る、例えばＰＨＳのような移動体通信システムの基地局に適用される無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。

図１を参照して、無線受信装置は、アンテナ１と、ＲＦ受信回路１０と、Ａ／Ｄ変換器２０と、同期処理部３０と、復調・検波処理部４０と、エラー判定部５０と、主制御部６０と、クロック制御部７０とを備える。

図示しない他の無線装置からの送信信号は、アンテナ１で受信され、ＲＦ受信回路１０において増幅・周波数変換などの必要なアナログ処理が施される。受信信号は、その後Ａ／Ｄ変換器２０において、デジタルのサンプリングデータに変換され、同期処理部３０に与えられる。

今、図１の無線受信装置において、多値変調方式として１６ＱＡＭ方式が採用された場合を考える。

Ａ／Ｄ変換器２０は、１６ＱＡＭ方式が採用されたときであっても、これまでのπ／４シフトＱＰＳＫ方式のときと同様に、クロック制御部７０からの制御信号に応答して、所定のサンプリング周波数でアナログ受信信号をサンプリングする。但し、このときのサンプリング周波数は、正確な同期位置を検出するために、π／４シフトＱＰＳＫ方式に適用されるシンボルレートの４倍よりも高く、シンボルレートの８倍とされる。

Ａ／Ｄ変換器２０において、アナログ受信信号がデジタル受信信号に変換されると、変換後のデジタル受信信号は、同期処理部３０に伝達され、同期位置の推定が行なわれる。

同期位置の推定とは、基地局が端末から時分割多重で信号を受信した場合、受信信号のうちの最初の不要部分を除いて絶対時間軸上のどの位置から信号の情報部分が始まるか（ＰＨＳではスタートシンボル：以下、ＳＳ）を特定することをいう。本実施の形態では、同期位置の推定方法として、いわゆる相関法を採用する。

相関法では、まず、端末からの受信信号をすべてのユーザに対して共通の既知の参照信号を含むことに鑑み、この参照信号を予め基地局のメモリに記憶させておく。なお、参照信号としては、例えばＰＨＳでは、プリアンブルとユニークワードとの組合せが用いられ、プリアンブルは”１００１”の繰り返しのビット列で構成され、ユニークワードは端末側からの送信と基地局側からの送信とで異なる所定のビット列で構成される。

図２は、本実施の形態における同期位置推定方法における、参照信号ｒ（ｉ）（ｉ＝０〜Ｐ−１）と受信信号ｘ（ｉ）との関係を模式的に示すタイミング図である。

参照信号ｒ（ｉ）は、信号区間長がＰシンボルあり、図中の斜線部分に相当するシンボル点にのみ情報を有する。

これに対し、受信信号ｘ（ｉ）は、精度良く取り込むために、シンボルレートよりも高い周波数でサンプリングするオーバーサンプリングが施される。図２では、シンボル−シンボル間に８個のサンプル数が含まれる８倍オーバーサンプリングとする。

基地局は、受信信号ｘ（ｉ）の信号列のうち、参照信号長（Ｐシンボル）に相当する受信信号をずらしながら切出して、メモリ（図示せず）に予め記憶されている参照信号との相関値を計算する。

このとき、切出した受信信号ｘ（ｉ）と参照信号とが一致すれば、相関値が高くなり、一致しなければ低くなる。受信信号ｘ（ｉ）の時間軸上の信号と参照信号ｒ（ｉ）との一致が実現した時間位置において、両者の相関値は鋭くピーク値をとることになる。このときの時間位置を検出することにより、時間軸上の同期位置を特定することができる。

なお、以上のように、受信信号の同期位置が確立されておらず、相関法を用いて同期位置を検出し、同期を確立しようとする動作モードを、「同期捕捉モード」と称する。同期捕捉モードにおいて特定された同期位置は、復調・検波処理部４０に与えられるとともに、主制御部６０の内部のメモリに記憶される。

復調・検波処理部４０は、与えられた同期位置を受信信号のフレームの開始位置として復調処理を行ない、その結果をエラー判定部５０に与える。

エラー判定部５０は、復調された同期推定区間長の受信信号と、予め主制御部６０内に保持されている参照信号とを対比し、一致しているか否か、すなわちエラーが有るか否かを判定し、その結果を主制御部６０に知らせる。

エラー判定部５０の判定の結果、両信号が一致し、エラーが無いと判定されると、復調・検波処理部４０は、同期位置を真の同期位置とみなして当該同期位置を基準に受信信号全体（１スロット分のデータ）の復調を行ない、その復調出力がエラー判定部５０を介してビット出力として出力される。

このように、エラー判定部５０においてエラーが無いことが判定されれば、同期が確立する。一旦同期が確立すると、エラーが連続して発生しない限り、無線受信装置は、確立した同期を維持しようとする。上記の「同期捕捉モード」に対して、この動作モードを「同期追従モード」と称する。

同期追従モードでは、先述の同期位置の推定動作は行なわず、主制御部６０内の図示しないメモリに記憶されている同期位置を開始位置として、新たに受信した信号のフレームの復調処理を行なう。これは、同期位置は、５ミリ秒単位のフレームごとに高速で変動することはないという前提に基づいた動作である。

なお、固定された同期位置に基づく復調処理により得られた出力信号にエラーが検出された場合、エラーの回数が所定の閾値を超えない限り、同期追従モードが維持される。

一方、連続して生じたエラーの回数が当該閾値を超えた場合は、同期追従モードから同期捕捉モードに遷移され、再び相関法による同期位置の検出が行なわれる。

このように、無線受信装置が一旦同期追従モードに移行すると、受信信号ｘ（ｉ）のうちのシンボル点の信号のみが抽出されて、後段の回路により復調処理を受けることとなる。

したがって、同期追従モードにおいても、同期捕捉モードと同様に、高いサンプリング周波数でオーバーサンプリングを継続することは、復調処理に不要なサンプリング点をも同時に産出することから、後段の回路におけるデジタル信号処理量を必要以上に増大させることとなる。結果として、信号処理に要する時間が冗長されるとともに、無駄に電力が消費されることになる。

そこで、本実施の形態では、無線受信装置が同期捕捉モードから同期追従モードへ移行したときには、クロック制御部７０により、同期捕捉モード時よりもより少ないサンプリング数でＡ／Ｄ変換器２０を動作させるよう制御する構成とする。

詳細には、図２の最下段に示すように、同期追従モードにおいては、受信信号ｘ（ｉ）から、シンボル点とその前後一点ずつとをサンプリングする構成とする。

これによれば、信号処理に必要なシンボル点の信号のみがサンプリングされ、信号処理に不要なサンプリング点については除かれることから、サンプリング数が格段に減少する。したがって、これまで過剰なオーバーサンプリングによって無駄に消費されてきた電力の発生を抑え、信号処理に要する時間および電力消費量を著しく低減することができる。

このように、本実施の形態では、同期追従モードにおけるサンプリングタイミングをシンボル点に加えて、その前後一点ずつをサンプリングすることを特徴とする。本特徴は、サンプリング数の低減による低消費電力を実現することに加えて、以下に述べるサンプリングタイミングのずれを補正し、同期追従モードを継続させる効果をも奏する。

かかる効果を述べるにあたり、最初に、Ａ／Ｄ変換器２０において生じるサンプリングタイミングのずれについて簡単に説明する。

図３は、図１の同期処理部３０で算出される相関値の二乗のピーク部分を拡大して示す図である。白丸は、各相関値の二乗に対応するサンプリング点である。

図３（Ａ）は、Ａ／Ｄ変換器２０において正しいタイミングでサンプリングがなされた場合の相関値の二乗のピーク部分を示している。この図では、最大値を示す点ａ２が相関値の二乗のピークにあり、したがって、その前後の相関値の二乗の点ａ１，ａ３がほぼ同じ大きさを有している。

一方、図３（Ｂ）は、Ａ／Ｄ変換器２０でずれたタイミングでサンプリングがなされた場合の相関値の二乗のピーク部分を示している。この図では、最大値を示す点ｂ２が相関値の二乗のピークにはなく、したがって、その前後の相関値の二乗の点ｂ１，ｂ３は異なる大きさを有している。

このことから、相関値の二乗の最大値（ａ２，ｂ２）の前後の２つの相関値の二乗（ａ１およびａ３，ｂ１およびｂ３）の差の大きさおよび変化の方向を検出することによって、相関値の最大値がピークの位置からどちらの方向にどれだけずれているか、すなわち、サンプリングのタイミングが本来のタイミングからどちらの方向にどれだけずれているかを判定することができる。

そこで、本実施の形態では、確立した同期位置から推定される所望のシンボル点とその前後各１点とをサンプリングし、当該サンプリング点における相関値の二乗の大きさからサンプリングのタイミングのずれの大きさおよび方向を求め、このずれを補正することで、正しいタイミングでシンボル点の抽出を可能とし、同期追従モードの維持を図るものとする。

具体的には、同期処理部３０において、シンボル点およびその前後各一点からなるサンプリング点のそれぞれについて、受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との複素乗算および複素加算により、相関値およびその大きさの二乗値が計算される。

次に、算出した結果から、相関値の大きさの二乗値の最大値、当該最大値を与える時間位置が検出される。さらに、最大値を与える時間位置前後のサンプリング点での相関値の大きさの二乗値が取得される。

次に、最大値となる時間位置前後の相関値の二乗値の大きさの差が求められ、その差が最大値で除算される。このときの商は、αとされる。

得られた商αは、その大きさと符号とによって、サンプリングタイミングのずれの大きさと方向とをそれぞれ指示する。したがって、このαに基づいて、Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリングタイミングが補正される。

以上のように、本実施の形態に係る無線受信装置は、同期捕捉モードと同期追従モードとにおいて、受信信号ｘ（ｉ）のサンプリングタイミングを変更する。まず、Ａ／Ｄ変換器２０は、同期捕捉モードにおいて、同期確立に必要なタイミング（シンボルレートよりも高いサンプリング周波数）で受信信号ｘ（ｉ）をオーバーサンプリングする。続いて、同期確立後に実行される同期追従モードにおいては、Ａ／Ｄ変換器２０は、確立した同期を維持すべく、サンプリングタイミングのずれを補正するのに必要最小限のタイミングでサンプリングを行なう。

Ａ／Ｄ変換器２０におけるサンプリングのタイミングの制御は、図１のクロック制御部７０により行なわれる。クロック制御部７０は、主制御部６０から同期モードを指示する信号ＳＭＤと、タイミングずれを指示する信号ＴＩＭとを受けると、これらの信号の指示内容に応じて、Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリングタイミングを制御する。

詳細には、クロック制御部７０は、主制御部６０から同期捕捉モードを指示する信号ＳＭＤを受けると、たとえば図２の中段に示すように、シンボルレートの８倍のサンプリング周波数の内部クロック（以下において、同期捕捉モードにおける内部クロックをクロックＳＣＬ１とも称する）を生成するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する。一方、クロック制御部７０は、主制御部６０から同期追従モードを指示する信号ＳＭＤを受けると、シンボル点とその前後各一点をサンプリングタイミングとする内部クロック（以下において、同期追従モードにおける内部クロックをクロックＳＣＬ２とも称する）を生成するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する。このとき、シンボル点とその前後各一点との間の間隔は、たとえば図２の最下段に示すように、同期捕捉モードでのオーバーサンプリングにおけるサンプリングの間隔に等しくなるように設定される。

クロック制御部７０は、さらに、同期追従モードにおいて、タイミングのずれの大きさおよび方向を指示する信号ＴＩＭに応じて、Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリングタイミングを補正する。このようにして、Ａ／Ｄ変換器２０は、調整後の内部クロックにより、正しいタイミングでアナログ受信信号をサンプリングすることになる。

図４および図５は全体で、図１の無線受信装置にて行なわれる復調方法を説明するためのフローチャートである。なお、実際の処理は、主制御部６０と、クロック制御部７０と、デジタル信号処理部分（同期処理部３０，復調検波処理部４０，エラー判定部５０）とを一体化したＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）によって、図４および図５に示すフローにしたがってソフトウェアで実行される。

図４を参照して、まず、クロック制御部７０は、主制御部６０からの信号ＳＭＤに基づいて、同期モードを判別する（ステップＳ０１）。

ステップＳ０１において、同期モードが同期捕捉モードであると判定されると、クロック制御部７０は、所望のサンプリング周波数（たとえばシンボルレートの８倍）を有するクロックＳＣＬ１を生成するように、Ａ／Ｄ変換器２０を制御する。これにより、Ａ／Ｄ変換器２０は、生成したクロックＳＣＬ１で、ＲＦ受信回路１０から伝送された受信信号ｘ（ｉ）をサンプリングする（ステップＳ０２）。サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）は、同期処理部３０に与えられる。

次に、同期処理部３０は、受信信号ｘ（ｉ）に対して、相関法に基づく同期位置の推定を行なう。具体的には、同期処理部３０は、受信信号ｘ（ｉ）と所定の参照信号ｒ（ｉ）との相関値を算出し、算出した相関値がピークとなるときの時間位置を検出する。検出した時間位置は、同期位置Ｓｙｎｃとして、主制御部６０および復調・検波処理部４０に送られる（ステップＳ０３）。

復調・検波処理部４０は、与えられた同期位置Ｓｙｎｃを受信信号ｘ（ｉ）のフレームの開始位置として復調処理を行ない、その結果をエラー判定部５０に与える。

エラー判定部５０は、復調された同期推定区間長の受信信号と、予め主制御部６０内に保持されている参照信号ｒ（ｉ）とを対比し、一致しているか否か、すなわちエラーが有るか否かを判定し、その結果を主制御部６０に知らせる（ステップＳ０５）。

ステップＳ０５において、エラー無しと判定されると、主制御部６０は、同期位置Ｓｙｎｃを真の同期位置とみなして、内部のメモリ（図示せず）に記憶するとともに、同期モードを同期捕捉モードから同期追従モードへと遷移させる（ステップＳ０６、図４の矢印１）。

一方、ステップＳ０５において、エラー有りと判定されると、同期捕捉モードが維持され、受信エラー無しと判定されるまで上記のステップＳ０１〜Ｓ０４の動作が繰り返される。

次に、図５を参照して、同期モードが同期捕捉モードから同期追従モードへ遷移すると、クロック制御部７０は、主制御部６０から同期モードが同期追従モードであることを指示する信号ＳＭＤを受ける（ステップＳ１０）。このとき、主制御部６０内部のメモリ（図示せず）に格納される同期位置Ｓｙｎｃについても、クロック制御部７０へ与えられる。

クロック制御部７０は、信号ＳＭＤと同期位置Ｓｙｎｃの情報とを受けると、これらに基づいて、シンボル点とその前後各一点とをサンプリングタイミングとするクロックＳＣＬ２を生成するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する。これにより、Ａ／Ｄ変換器２０は、この生成したクロックＳＣＬ２で、受信信号ｘ（ｉ）をサンプリングする（ステップＳ１１）。サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）は、同期処理部３０に与えられる。

同期処理部３０は、受信信号ｘ（ｉ）を受けると、受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値に基づいて、サンプリングタイミングのずれを補正する。詳細には、サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値と、その相関値の大きさの二乗値とを計算する。さらに、相関値の大きさの二乗値が最大となる時間位置を検出し、この時間位置の前後に位置するサンプリング点における相関値の大きさの二乗の差を求め、その差を、相関値の二乗の大きさの最大値で割り、その商をαとする（ステップ１４）。

次に、同期処理部３０は、商αが所定の閾値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１５）。なお、このときの所定の閾値は、その後に行なわれる復調処理において、受信エラーが発生しうるときの相関値を基に設定される。

ステップＳ１５において、商αが所定の閾値よりも大きいと判定されれば、商αに所定の係数ａを乗じたａ×αの絶対値を、サンプリングタイミングの変化量、すなわちＡ／Ｄ変換器２０におけるサンプリングタイミングの補正量とする。また、αの符号をサンプリングタイミングの変化方向、すなわちＡ／Ｄ変換器２０におけるサンプリングタイミングの補正方向とする。サンプリングタイミングの補正量および補正方向に関する情報は、信号ＴＩＭとして、主制御部６０からクロック制御部７０へと与えられる。クロック制御部７０は、信号ＴＩＭに指示された補正量および補正方向だけクロックＳＣＬ２のサンプリングタイミングを補正するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する（ステップＳ１６）。

次に、補正後のクロックＳＣＬ２を用いて受信信号ｘ（ｉ）のサンプリングが行なわれると、同期位置Ｓｙｎｃを受信信号ｘ（ｉ）のフレームの開始位置として、受信信号ｘ（ｉ）の復調処理が実行される（ステップＳ１７）。これにより、正しいシンボル点が抽出され、受信エラーの発生が抑えられる。

なお、このようなサンプリングタイミングの微調整によっても追随できない程度の通信環境の変化が生じたことなどによって、復調処理により得られたビット出力に受信エラーが連続して所定の閾値を超えて検出されたときには（ステップＳ１８）、主制御部６０は、もはや同期追従モードの維持が困難であると判断して、同期捕捉モードへの遷移を決定する（ステップＳ１９）。同期捕捉モードに戻ると、先の図４で示すフローにしたがって、再度同期位置の検出が行なわれる。

一方、ステップＳ１７の復調処理において、ビット出力に受信エラーの回数が所定の閾値を超えない限り、同期追従モードは維持される（ステップＳ２０）。

以上のように、この発明の実施の形態によれば、一旦同期が確立した後の同期追従モードにおいて、サンプリングを同期維持に必要最小限なタイミングで行なうことから、過剰なオーバーサンプリングによる無駄な電力消費を抑えて、低消費電力を実現することができる。

さらに、限られたサンプリングタイミングを用いて、サンプリングタイミングのずれを補正することにより、正しいタイミングでシンボル点を抽出でき、低い消費電力で受信エラーの発生を防止することが可能となる。

［変更例］
先の実施の形態では、同期追従モードにおけるサンプリングタイミングのずれの補正を、サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値の最大値と最大値の前後の相関値との大きさの二乗の差を算出し、その算出された差を最大値の大きさの二乗で除算した商の大きさに基づいて、その補正量および補正方向を決定する構成とした。本変更例では、さらに、サンプリングタイミングのずれの補正を行なう別の構成について説明する。なお、本変更例に係る無線受信装置は、図１の無線受信装置に対して、同期処理部３０の処理方法を変更したものである。

詳細には、同期処理部３０は、サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）を受けると、受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値と、その相関値の大きさの二乗とを計算する。さらに、相関値の大きさの二乗が最大となる時間位置を検出し、この時間位置の前後に位置するサンプリング点における相関値の大きさの二乗を計算する。

次に、同期処理部３０は、図６に示す相関値の二乗の最大値（ｂ２）と、最大値の前後の２つの相関値の二乗（ｂ１およびｂ３）との関係において、これらの３点（ｂ１〜ｂ３）を通る放物線を導出する。

詳細には、図６を参照して、Ａ／Ｄ変換器２０でずれたタイミングでサンプリングがなされた場合では、最大値を示す点ｂ２は相関値の二乗のピーク部分からずれ、かつその前後の相関値の二乗の点ｂ１，ｂ３は異なる大きさを有している。そこで、同期処理部３０は、この３点ｂ１，ｂ２，ｂ３の全てが図中に点線で示す放物線上に位置すると仮定し、その仮定した放物線のピーク部分に対応する時間位置（ｘ＝ｘ０）を正しいシンボル点のタイミングであると判断する。

具体的には、図６に示す放物線を式（１）で表わしたときに、３点ｂ１，ｂ２，ｂ３の各々について式（２）〜式（４）が成り立つものとする。
ｆ（ｘ）＝ａｘ^２＋ｂｘ＋ｃ
＝ａ（ｘ＋ｂ／２ａ）^２＋（４ａｃ−ｂ^２）／４ａ ・・・（１）
ｆ（−α）＝ａα^２−ｂα＋ｃ ・・・（２）
ｆ（０） ＝ｃ ・・・（３）
ｆ（α） ＝ａα^２＋ｂα＋ｃ ・・・（４）
ただし、ｘ＝−α，０，αはそれぞれ、点（ｂ１，ｂ２，ｂ３）の時間位置である。

ここで、式（１）から明らかなように、放物線は、時間位置ｘ＝−ｂ／２ａ（＝ｘ０とする）においてピークとなり、その極大値ｆ（ｘ０）が（４ａｃ−ｂ^２）／４ａであることが分かる。さらに、上記の式（２）〜式（４）によれば、このピーク部分に対応する時間位置（ｘ＝ｘ０）は、式（５）で与えられる。
ｘ０＝−［ｆ（α）−ｆ（−α）］／［ｆ（α）＋ｆ（−α）−２ｆ（０）］・α／２ ・・・（５）
そこで、同期処理部３０は、式（５）から得られる時間位置ｘ０を正しいシンボル点のタイミングであると判断し、相関値の二乗の最大値（ｂ２）に対応する時間位置（ｘ＝０）と、このピーク部分に対応する時間位置（ｘ＝ｘ０）との差（すなわち、ｘ０）を、Ａ／Ｄ変換器２０におけるサンプリングタイミングの補正量とする。具体的には、差ｘ０の絶対値をサンプリングタイミングの補正量とし、差ｘ０の符号をサンプリングタイミングの補正方向とする。そして、同期処理部３０は、サンプリングタイミングの補正量および補正方向に関する情報を主制御部６０へ出力する。主制御部６０は、先述の実施の形態と同様に、これらの情報を信号ＴＩＭとしてクロック制御部７０へ与える。クロック制御部７０は、信号ＴＩＭに指示された補正量および補正方向だけクロックＳＣＬ２のサンプリングタイミングを補正するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する。

図７は、この発明の実施の形態の変更例による無線受信装置にて行なわれる復調方法を説明するためのフローチャートである。なお、本変更例による無線受信装置は、図７のフローチャートに先立つ同期捕捉モードにおいて、図４のフローチャートに従って、相関法を用いた同期位置の確立を実行している。

図７を参照して、同期モードが同期捕捉モードから同期追従モードへ遷移すると、クロック制御部７０は、主制御部６０から同期モードが同期追従モードであることを指示する信号ＳＭＤを受ける（ステップＳ２１）。このとき、主制御部６０内部のメモリ（図示せず）に格納される同期位置Ｓｙｎｃについても、クロック制御部７０へ与えられる。

クロック制御部７０は、信号ＳＭＤと同期位置Ｓｙｎｃの情報とを受けると、これらに基づいて、シンボル点とその前後各一点とをサンプリングタイミングとするクロックＳＣＬ２を生成するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する。これにより、Ａ／Ｄ変換器２０は、この生成したクロックＳＣＬ２で、受信信号ｘ（ｉ）をサンプリングする（ステップＳ２２）。サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）は、同期処理部３０に与えられる。

同期処理部３０は、受信信号ｘ（ｉ）を受けると、受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値に基づいて、サンプリングタイミングのずれを補正する。詳細には、サンプリングした受信信号ｘ（ｉ）と参照信号ｒ（ｉ）との相関値と、その相関値の大きさの二乗値とを計算する。さらに、相関値の大きさの二乗値が最大となる時間位置を検出し、この時間位置の前後に位置するサンプリング点における相関値の大きさの二乗を求める。そして、上述した方法に従って、これら３つの相関値の大きさの二乗を満足する放物線を導出する（ステップ２５）。

次に、同期処理部３０は、導出した放物線のピーク部分に対応する時間位置（ｘ＝ｘ０）と、相関値の二乗の最大値に対応する時間位置（ｘ＝０）との差ｘ０を求めると、差ｘ０の絶対値をＡ／Ｄ変換器２０におけるサンプリングタイミングの補正量とする。また、差ｘ０の符号をＡ／Ｄ変換器２０におけるサンプリングタイミングの補正方向とする。そして、サンプリングタイミングの補正量および補正方向に関する情報は、信号ＴＩＭとして、主制御部６０からクロック制御部７０へと与えられる。クロック制御部７０は、信号ＴＩＭに指示された補正量および補正方向だけクロックＳＣＬ２のサンプリングタイミングを補正するようにＡ／Ｄ変換器２０を制御する（ステップＳ２６）。

次に、補正後のクロックＳＣＬ２を用いて受信信号ｘ（ｉ）のサンプリングが行なわれると、同期位置Ｓｙｎｃを受信信号ｘ（ｉ）のフレームの開始位置として、受信信号ｘ（ｉ）の復調処理が実行される（ステップＳ２７）。これにより、正しいシンボル点が抽出され、受信エラーの発生が抑えられる。

なお、このようなサンプリングタイミングの微調整によっても追随できない程度の通信環境の変化が生じたことなどによって、復調処理により得られたビット出力に受信エラーが連続して所定の閾値以上検出されたときには（ステップＳ２８）、主制御部６０は、もはや同期追従モードの維持が困難であると判断して、同期捕捉モードへの遷移を決定する（ステップＳ２９）。同期捕捉モードに戻ると、先の図４で示すフローにしたがって、再度同期位置の検出が行なわれる。

一方、ステップＳ２７の復調処理において、ビット出力に受信エラーの回数が所定の閾値を超えない限り、同期追従モードは維持される（ステップＳ３０）。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に係る無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態における同期位置推定方法における、参照信号ｒ（ｉ）と受信信号ｘ（ｉ）との関係を模式的に示すタイミング図である。 図１の同期処理部で算出される相関値の二乗のピーク部分を拡大して示す図である。 図１の無線受信装置にて行なわれる復調方法を説明するためのフローチャートである。 図１の無線受信装置にて行なわれる復調方法を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態の変更例に係る無線受信装置の同期処理部で算出される相関値の二乗のピーク部分を拡大して示す図である。 この発明の実施の形態の変更例に係る無線受信装置にて行なわれる復調方法を説明するためのフローチャートである。 π／４シフトＱＰＳＫ方式を採用した従来のＰＨＳの無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。 π／４シフトＱＰＳＫ方式の信号空間ダイヤグラム（遷移図）である。 １６ＱＡＭ方式の信号空間ダイヤグラム（遷移図）を示す。

符号の説明

１，１００ アンテナ、１０，１０２ ＲＦ受信回路、２０，２０Ａ，１０４ Ａ／Ｄ変換器、３０，１０６ 同期処理部、４０，１０８ 復調・検波処理部、５０，１１０ エラー判定部、６０，６０Ａ，１１２ 主制御部、７０，７０Ａ，１１４ クロック制御部。

Claims (5)

1. 変調された信号を受信し復調処理する無線受信装置であって、
   同期捕捉モードまたは同期追従モードを設定するモード設定手段と、
   前記同期捕捉モードにおいて、受信信号を第１のサンプリング数を有する第１のデジタル信号に変換する信号変換手段と、
   前記同期捕捉モードにおいて、変換後の前記第１のデジタル信号の同期位置を検出する同期位置検出手段と、
   前記同期捕捉モードにおいて、前記検出された同期位置を記憶する記憶手段と、
   前記同期捕捉モードにおいて、前記検出された同期位置に基づいて、前記第１のデジタル信号の復調処理を行なう復調処理手段と、
   前記復調された第１のデジタル信号に受信エラーがあるか否かを判定するエラー判定手段とを備え、
   前記モード設定手段は、前記エラー判定手段が受信エラー無しと判定したことに応じて、前記同期追従モードに設定し、
   前記信号変換手段は、前記同期追従モードにおいて、前記受信信号を前記第１のサンプリング数よりも少ない第２のサンプリング数を有する第２のデジタル信号に変換し、
   前記復調処理手段は、前記同期追従モードにおいて、前記記憶手段に記憶されている同期位置に基づいて、前記第２のデジタル信号の復調処理を行なう、無線受信装置。
2. 前記第２のサンプリング数は、前記受信信号から、少なくともシンボル点と前記シンボル点の前後とがサンプリングタイミングに含まれるように設定される、請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングの、正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手段と、
   検出された前記ずれに応じて、前記第２のサンプリング数のサンプリングタイミングを補正するタイミングずれ補正手段とをさらに備え、
   前記タイミングずれ検出手段は、
   前記第２のデジタル信号と所定の参照信号との相関値が最大値となるタイミングを、前記第２のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する手段と、
   前記最大値の前後の相関値の大きさと、前記最大値の大きさとの関係に基づいて、前記ずれの大きさおよび方向を算出する手段とを含み、
   前記タイミングずれ補正手段は、算出された前記ずれの大きさおよび方向に基づいて、前記第２のサンプリング数のサンプリングタイミングを補正する、請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記ずれの大きさおよび方向の算出手段は、
   前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、算出された差を前記最大値の大きさの二乗で除算する手段と、
   前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較する手段と、
   前記得られた値が前記閾値よりも大きければ、前記得られた値に基づいて前記ずれの大きさおよび方向を決定する手段とを含む、請求項３に記載の無線受信装置。
5. 前記ずれの大きさおよび方向の算出手段は、
   前記最大値と前記最大値の前後の相関値とを通る放物線を導出し、導出された前記放物線の極大値を与えるタイミングと前記第２のデジタル信号のシンボル点のタイミングと差に基づいて、前記ずれの大きさおよび方向を決定する手段を含む、請求項３に記載の無線受信装置。

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