JP2018019374A - 基地局およびアンテナキャリブレーション方法 - Google Patents

基地局およびアンテナキャリブレーション方法 Download PDF

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Abstract

【課題】アンテナ間の位相誤差を精度よく補正すること。
【解決手段】第１のＦＦＴ演算部２３は、アナログ回路３０毎に、送信信号d(t)がアナログ回路３０を経由した後の時間領域のフィードバック信号x(t)を周波数領域のフィードバック信号X(f)に変換する。第２のＦＦＴ演算部２４は、時間領域の送信信号d(t)を周波数領域の送信信号D(f)に変換する。位相誤差算出部２５は、アナログ回路３０毎に、フィードバック信号X(f)および送信信号D(f)に基づいて、周波数領域での位相誤差C(f)を算出する。ＩＦＦＴ演算部２６は、アナログ回路３０毎に、位相誤差C(f)に基づいてＦＩＲフィルタ２１のタップ係数c(t)を算出する。ＦＩＲフィルタ２１は、アナログ回路３０毎に、ＩＦＦＴ演算部２６によって算出されたタップ係数c(t)に基づいてアナログ回路３０に入力される送信信号d(t)をフィルタリングする。
【選択図】図１

Description

本発明は、基地局およびアンテナキャリブレーション方法に関する。
無線通信システムの基地局では、複数のアンテナの指向性を制御して電波を特定の方向に鋭く放射することが可能となるビームフォーミング技術開発が進んでいる。ビームフォーミング技術を用いれば、端末間の電波干渉を低減し、より遠くの端末との無線通信が可能となる。ビームフォーミング技術では、複数のアンテナ間の位相誤差が揃えることにより、高い精度でビームを形成することができる。そのため、複数のアンテナ間の位相誤差を補正するためのアンテナキャリブレーションが行われる。
例えば、ＯＦＤＭ無線装置において、送信信号を参照信号として用い、参照信号をＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換し、周波数領域においてアンテナのキャリブレーションを実行する技術が知られている。
特開２００５−３４８２３５号公報
しかし、上記の技術では、信号の全周波数領域における位相を一律に制御することでキャリブレーションを行っているため、周波数毎に位相誤差が異なる場合には、アンテナ間の位相誤差を精度よく補正することが難しい。例えば、周波数毎に信号が断続的に発生する場合には、信号が存在しない周波数の信号に対しても位相誤差が算出されてしまう場合があり、位相誤差の算出精度が低下し、アンテナ間の位相誤差を精度よく補正することが困難となる。
本願に開示の技術は、アンテナ間の位相誤差を精度よく補正することができる基地局およびアンテナキャリブレーション方法を提供することを目的とする。
１つの側面では、基地局は、複数のアンテナと、アンテナ毎に設けられた複数のアナログ回路とを有する。また、基地局は、第１の変換部と、第２の変換部と、第１の算出部と、第２の算出部と、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとを有する。第１の変換部は、アナログ回路毎に、所定信号がアナログ回路を経由した後の時間領域の信号を周波数領域の第１の信号に変換する。第２の変換部は、時間領域の信号を周波数領域の第２の信号に変換する。第１の算出部は、アナログ回路毎に、第１の信号および第２の信号に基づいて、周波数領域での位相特性の逆特性を算出する。第２の算出部は、アナログ回路毎に、位相特性の逆特性に基づいてフィルタのタップ係数を算出する。ＦＩＲフィルタは、アナログ回路毎に、第２の算出部によって算出されたタップ係数に基づいてアナログ回路に入力される所定信号をフィルタリングする。
１実施形態によれば、アンテナ間の位相誤差を精度よく補正することができる。
図１は、実施例１における基地局の一例を示すブロック図である。 図２は、実施例１におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図３は、実施例２における基地局の一例を示すブロック図である。 図４は、実施例２におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図５は、ＢＰＦの特性の一例を説明する図である。 図６は、置換処理の一例を説明する図である。 図７は、実施例３における基地局の一例を示すブロック図である。 図８は、実施例３におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図９は、周波数応答の一例を説明する図である。 図１０は、スムージング処理の一例を説明する図である。 図１１は、実施例４における基地局の一例を示すブロック図である。 図１２は、実施例４におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図１３は、実施例５における基地局の一例を示すブロック図である。 図１４は、実施例５におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図１５は、実施例６における基地局の一例を示すブロック図である。 図１６は、実施例６におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図１７は、実施例７における基地局の一例を示すブロック図である。 図１８は、実施例７におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。 図１９は、基地局のハードウェアの一例を示す図である。
以下に、本願が開示する基地局およびアンテナキャリブレーション方法の実施例を、図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施例は開示の技術を限定するものではない。
［基地局１０の構成］
図１は、実施例１における基地局１０の一例を示すブロック図である。基地局１０は、デジタル処理部２０、複数のアナログ回路３０−１〜３０−ｎ、複数のアンテナ４０−１〜４０−ｎ、複数の移相器４１−１〜４１−ｎ、および複数のカプラ４２−１〜４２−ｎを有する。また、基地局１０は、セレクタ４３、発振器４４、ダウンコンバータ４５、ＢＰＦ（Band Pass Filter）４６、およびＡＤＣ（Analog to Digital Converter）４７を有する。複数のアンテナ４０−１〜４０−ｎは、アレイアンテナを構成し、移相器４１−１〜４１−ｎにより送信信号の位相差が調整されることにより、所定の方向に指向性を有するビームを形成する。
なお、以下では、複数のアナログ回路３０−１〜３０−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に単にアナログ回路３０と記載し、複数のアンテナ４０−１〜４０−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に単にアンテナ４０と記載する。また、以下では、複数の移相器４１−１〜４１−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に単に移相器４１と記載し、複数のカプラ４２−１〜４２−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に単にカプラ４２と記載する。
基地局１０では、１つのアンテナ４０に対応付けて、１つのアナログ回路３０、１つの移相器４１、および１つのカプラ４２が設けられている。それぞれのアナログ回路３０は、デジタル処理部２０から出力された送信信号に所定の処理を施して、対応する移相器４１へ出力する。それぞれの移相器４１は、対応するアナログ回路３０から出力された信号の位相を調整して、対応するアンテナ４０へ出力する。それぞれのアンテナ４０は、対応する移相器４１によって位相が調整された信号を電波として放射する。それぞれのカプラ４２は、対応するアナログ回路３０から出力された送信信号の一部をセレクタ４３へフィードバックする。
それぞれのアナログ回路３０は、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）３１、アップコンバータ３２、ＰＡ（Power Amplifier）３３、およびＢＰＦ３４を有する。ＤＡＣ３１は、デジタル処理部２０から出力された送信信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。アップコンバータ３２は、ＤＡＣ３１によってアナログ信号に変換された送信信号に対して、発振器４４から出力された局発信号を用いて直交変調およびアップコンバート等の処理を施す。ＰＡ３３は、アップコンバータ３２によって直交変調等が施された送信信号を増幅する。ＢＰＦ３４は、ＰＡ３３によって増幅された送信信号の周波数帯域を、所定の周波数帯域に制限する。そして、ＢＰＦ３４は、帯域制限された送信信号を、対応する移相器４１へ出力する。
セレクタ４３は、それぞれのカプラ４２からフィードバックされた信号を順次選択してダウンコンバータ４５へ出力する。ダウンコンバータ４５は、発振器４４から出力された信号を用いて、セレクタ４３を介してフィードバックされた信号に対して、ダウンコンバートおよび同期検波等の処理を施す。ＢＰＦ４６は、ダウンコンバータ４５によって同期検波等が施されたフィードバック信号の周波数帯域を、所定の周波数帯域に制限する。ＡＤＣ４７は、ＢＰＦ４６によって帯域制限されたフィードバック信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、ＡＤＣ４７は、デジタル信号に変換されたフィードバック信号をデジタル処理部２０へ出力する。ＡＤＣ４７から出力されるフィードバック信号をx(t)と定義する。フィードバック信号x(t)は、送信信号がアナログ回路３０を経由した後の時間領域の信号である。
デジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ（Base Band）処理部２２、第１のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、およびＩＦＦＴ（Inverse FFT）演算部２６を有する。なお、以下では、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に、単にＦＩＲフィルタ２１と記載する。
ＢＢ処理部２２は、ベースバンドの送信信号d(t)を生成し、生成した送信信号d(t)を、それぞれのＦＩＲフィルタ２１および第２のＦＦＴ演算部２４へ出力する。それぞれのＦＩＲフィルタ２１は、１つのアナログ回路３０に対して１つ設けられている。それぞれのＦＩＲフィルタ２１は、ＩＦＦＴ演算部２６から出力されたタップ毎のタップ係数c(t)に基づいて、ＢＢ処理部２２から出力された送信信号d(t)をフィルタリングして、対応するアナログ回路３０へ出力する。送信信号d(t)は、所定信号の一例である。
第１のＦＦＴ演算部２３は、ＡＤＣ４７から出力された時間領域のフィードバック信号x(t)に対してＦＦＴを実行することにより、時間領域のフィードバック信号x(t)を周波数領域のフィードバック信号X(f)に変換する。第１のＦＦＴ演算部２３には、セレクタ４３によって選択されたカプラ４２からフィードバックされたフィードバック信号x(t)が入力される。第１のＦＦＴ演算部２３は、時間領域のフィードバック信号x(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントでＦＦＴを実行する。Ｎの値は、例えば２５６である。第１のＦＦＴ演算部２３は、第１の変換部の一例である。また、周波数領域のフィードバック信号X(f)は、第１の信号の一例である。
第２のＦＦＴ演算部２４は、ＢＢ処理部２２から出力された時間領域の送信信号d(t)に対してＦＦＴを実行することにより、時間領域の送信信号d(t)を周波数領域の送信信号D(f)に変換する。第２のＦＦＴ演算部２４は、時間領域の送信信号d(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントでＦＦＴを実行する。第２のＦＦＴ演算部２４は、第２の変換部の一例である。また、周波数領域の送信信号D(f)は、第２の信号の一例である。なお、時間領域の送信信号d(t)およびフィードバック信号X(f)に対して、ＮポイントでＦＦＴが実行されるため、周波数領域において、隣接するＦＦＴポイントの周波数間隔Δｆは、サンプリング周波数ｆsを用いてｆs／Ｎと表される。従って、ＦＦＴポイントは、周波数領域において所定の周波数間隔Δｆ毎に存在する。また、各ＦＦＴポイントは、所定の周波数に対応する。
位相誤差算出部２５は、周波数領域の送信信号D(f)とフィードバック信号X(f)とに基づいて、ＦＦＴポイント毎に位相誤差C(f)を算出する。そして、位相誤差算出部２５は、算出した位相誤差C(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。本実施例において、位相誤差算出部２５は、ＦＦＴポイント毎に、送信信号D(f)にフィードバック信号X(f)の逆数を乗算することにより、ＦＦＴポイント毎の位相誤差C(f)を算出する。フィードバック信号X(f)の逆数は、周波数領域におけるアナログ回路３０の位相特性の逆特性を表すため、位相誤差C(f)は、送信信号D(f)を基準とする、周波数領域におけるアナログ回路３０の位相特性の逆特性を表す。位相誤差算出部２５は、第１の算出部の一例である。
ＩＦＦＴ演算部２６は、位相誤差算出部２５から出力されたＦＦＴポイント毎の位相誤差C(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する。そして、ＩＦＦＴ演算部２６は、算出したタップ係数c(t)を、セレクタ４３によって選択されたカプラ４２に対応するアナログ回路３０に入力される送信信号をフィルタリングするＦＩＲフィルタ２１へ出力する。ＩＦＦＴ演算部２６は、第２の算出部の一例である。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図２は、実施例１におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図２に示す処理を実行する。
まず、セレクタ４３は、アンテナ４０を１つ選択する（Ｓ１００）。そして、セレクタ４３は、選択したアンテナ４０に対応するカプラ４２から出力された信号を、ダウンコンバータ４５へ出力する。セレクタ４３から出力された信号は、ダウンコンバータ４５、ＢＰＦ４６、およびＡＤＣ４７を介して、フィードバック信号x(t)として第１のＦＦＴ演算部２３に入力される。
次に、第１のＦＦＴ演算部２３は、フィードバック信号x(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントのＦＦＴを実行することにより、時間領域のフィードバック信号x(t)を、周波数領域のフィードバック信号X(f)に変換する（Ｓ１０１）。
次に、第２のＦＦＴ演算部２４は、ベースバンドの送信信号d(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントのＦＦＴを実行することにより、時間領域の送信信号d(t)を、周波数領域の送信信号D(f)に変換する（Ｓ１０２）。
次に、位相誤差算出部２５は、ＦＦＴポイント毎に、周波数領域の送信信号D(f)に周波数領域のフィードバック信号X(f)の逆数を乗算することにより、ＦＦＴポイント毎の位相誤差C(f)を算出する（Ｓ１０３）。
次に、ＩＦＦＴ演算部２６は、位相誤差算出部２５によって算出されたＦＦＴポイント毎の位相誤差C(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する（Ｓ１０４）。そして、ＩＦＦＴ演算部２６は、算出したタップ係数c(t)を、セレクタ４３によって選択されたカプラ４２に対応するアナログ回路３０に入力される送信信号をフィルタリングするＦＩＲフィルタ２１へ出力する。
次に、ＦＩＲフィルタ２１は、ＩＦＦＴ演算部２６から出力されたタップ係数c(t)に基づいて、ＢＢ処理部２２から出力された送信信号d(t)をフィルタリングして、対応するアナログ回路３０へ出力するフィルタリング処理を開始する（Ｓ１０５）。
次に、セレクタ４３は、全てのアンテナ４０を選択したか否かを判定する（Ｓ１０６）。未選択のアンテナ４０がある場合（Ｓ１０６：Ｎｏ）、セレクタ４３は、再びステップＳ１００に示した処理を実行する。一方、全てのアンテナ４０を選択した場合（Ｓ１０６：Ｙｅｓ）、基地局１０は、本フローチャートに示したアンテナキャリブレーションを終了する。
［実施例１の効果］
上記説明から明らかなように、本実施例の基地局１０は、複数のアンテナ４０と、複数のアナログ回路３０と、第１のＦＦＴ演算部２３と、第２のＦＦＴ演算部２４と、位相誤差算出部２５と、ＩＦＦＴ演算部２６と、複数のＦＩＲフィルタ２１とを有する。第１のＦＦＴ演算部２３は、アナログ回路３０毎に、送信信号d(t)がアナログ回路３０を経由した後の時間領域のフィードバック信号x(t)を周波数領域のフィードバック信号X(f)に変換する。第２のＦＦＴ演算部２４は、時間領域の送信信号d(t)を周波数領域の送信信号D(f)に変換する。位相誤差算出部２５は、アナログ回路３０毎に、フィードバック信号X(f)および送信信号D(f)に基づいて、周波数領域での位相特性の逆特性を示す位相誤差C(f)を算出する。ＩＦＦＴ演算部２６は、アナログ回路３０毎に、位相誤差C(f)に基づいてＦＩＲフィルタ２１のタップ係数c(t)を算出する。ＦＩＲフィルタ２１は、アナログ回路３０毎に、ＩＦＦＴ演算部２６によって算出されたタップ係数c(t)に基づいてアナログ回路３０に入力される送信信号d(t)をフィルタリングする。
このように、本実施例の基地局１０は、周波数領域においてアナログ回路３０の位相特性の逆特性を示す位相誤差C(f)を算出する。これにより、本実施例の基地局１０は、周波数毎に位相誤差が異なる場合であっても、各周波数において位相誤差を精度よく補正することができる。これにより、基地局１０は、各アナログ回路３０において、基準となる送信信号d(t)に対する位相誤差を精度よく補正することができ、送信信号d(t)の位相を基準として、各アンテナ４０に接続されたアナログ回路３０間の位相誤差を小さくすることができる。従って、本実施例の基地局１０は、アンテナキャリブレーションの精度を向上させることができる。
通信トラフィックが発生していない場合、基地局１０からは信号が送信されない期間が発生する。アンテナキャリブレーションが実行されるタイミングで、基地局１０から信号が送信されていなければ、各アナログ回路３０の位相誤差を精度よく算出することが困難となる。また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division multiplexing）等のように、周波数毎に信号が断続的に送信される方式では、信号が送信されていない周波数については、位相誤差を精度よく算出することが困難となる。そこで、本実施例では、所定の周波数毎に送信信号の有無を判定し、送信信号が存在しない周波数については、前回算出した位相誤差を引き続き使用する。これにより、信号が送信されていない周波数における位相誤差の算出精度の劣化を低く抑えることができる。
［基地局１０の構成］
図３は、実施例２における基地局１０の一例を示すブロック図である。なお、以下に説明する点を除き、図３において、図１と同一の符号を付したブロックは、図１に示したブロックと同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。
本実施例におけるデジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、ＩＦＦＴ演算部２６、電力算出部２００、および平均処理部２０１を有する。
電力算出部２００は、ＦＦＴポイント毎に、第２のＦＦＴ演算部２４から出力された周波数領域の送信信号D(f)の電力|D(f)|2を算出する。なお、電力算出部２００は、周波数領域のフィードバック信号X(f)の電力|X(f)|2を算出してもよい。
平均処理部２０１は、周波数領域において、ＦＦＴポイント毎に、送信信号D(f)が存在するか否かを判定する。本実施例において、平均処理部２０１は、電力算出部２００から出力された電力|D(f)|2が、予め定められた閾値より大きい場合に、送信信号D(f)が存在すると判定し、電力|D(f)|2が閾値以下の場合に、送信信号D(f)が存在しないと判定する。
そして、平均処理部２０１は、送信信号D(f)が存在すると判定した場合に、位相誤差算出部２５から出力された位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)を算出する。一方、平均処理部２０１は、送信信号D(f)が存在しないと判定した場合に、前回算出された平均値CAVE(f)を今回の平均値CAVE(f)として算出し、位相誤差算出部２５から出力された位相誤差C(f)を平均値CAVE(f)の算出に用いない。そして、平均処理部２０１は、算出した平均値CAVE(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。平均処理部２０１は、出力部の一例である。
なお、平均処理部２０１は、フィードバック信号X(f)の電力|X(f)|2が閾値より大きい場合に、位相誤差算出部２５から出力された位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)を算出してもよい。また、平均処理部２０１は、電力|X(f)|2が閾値以下の場合に、位相誤差算出部２５から出力された位相誤差C(f)を平均値CAVE(f)の算出に用いないようにしてもよい。
ここで、送信信号D(f)が存在しない周波数において算出された位相誤差C(f)は、対応するアナログ回路３０が有する実際の位相誤差C(f)に対して精度が低くなる。そのため、送信信号D(f)が存在しない周波数で算出された位相誤差C(f)を用いて算出されたタップ係数c(t)により、各ＦＩＲフィルタ２１が送信信号d(t)をフィルタリングしても、各アナログ回路３０の出力端での送信信号d(t)の位相ずれを小さくすることは難しい。
これに対して、本実施例の基地局１０は、送信信号D(f)が存在する周波数では、位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)を算出し、送信信号D(f)が存在しない周波数では、前回算出された平均値CAVE(f)が用いられ、位相誤差C(f)を平均値CAVE(f)の算出に用いない。これにより、送信信号D(f)が存在する場合にのみ、算出された位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)が算出される。そのため、算出された平均値CAVE(f)は、対応するアナログ回路３０が有する実際の位相誤差C(f)に対して精度が高くなる。従って、通信トラフィックに変動により送信が断続的に行われる運用中においても、本実施例の基地局１０は、高い精度のアンテナキャリブレーションを実行することができる。特に、ＯＦＤＭ等のように、周波数毎に信号が断続的に送信される方式においても、本実施例の基地局１０は、周波数毎に送信信号が存在するか否かを判定できるため、高い精度のアンテナキャリブレーションを実行することができる。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図４は、実施例２におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図４に示す処理を実行する。
まず、セレクタ４３は、アンテナ４０を１つ選択する（Ｓ２００）。そして、セレクタ４３は、選択したアンテナ４０に対応するカプラ４２から出力された信号を、ダウンコンバータ４５へ出力する。セレクタ４３から出力された信号は、ダウンコンバータ４５、ＢＰＦ４６、およびＡＤＣ４７を介して、フィードバック信号x(t)として第１のＦＦＴ演算部２３に入力される。
次に、平均処理部２０１は、平均回数を示す変数ｍを１に初期化する（Ｓ２０１）。そして、第１のＦＦＴ演算部２３は、フィードバック信号x(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントのＦＦＴを実行することにより、時間領域のフィードバック信号x(t)を、周波数領域のフィードバック信号X(f)に変換する（Ｓ２０２）。
次に、第２のＦＦＴ演算部２４は、ベースバンドの送信信号d(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントのＦＦＴを実行することにより、時間領域の送信信号d(t)を、周波数領域の送信信号D(f)に変換する（Ｓ２０３）。
次に、位相誤差算出部２５は、ＦＦＴポイント毎に、周波数領域の送信信号D(f)に周波数領域のフィードバック信号X(f)の逆数を乗算することにより、ＦＦＴポイント毎の位相誤差C(f)を算出する（Ｓ２０４）。
次に、電力算出部２００は、ＦＦＴポイント毎に、第２のＦＦＴ演算部２４から出力された周波数領域の送信信号D(f)の電力|D(f)|2を算出する（Ｓ２０５）。
平均処理部２０１は、ＦＦＴポイントを１つ選択し（Ｓ２０６）、選択したＦＦＴポイントにおける電力|D(f)|2が予め定められた閾値より大きいか否かを判定する（Ｓ２０７）。電力|D(f)|2が閾値より大きい場合（Ｓ２０７：Ｙｅｓ）、平均処理部２０１は、下記の（１）式に基づいて、位相誤差算出部２５から出力された位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)を算出する（Ｓ２０８）。そして、平均処理部２０１は、ステップＳ２１０に示す処理を実行する。
CAVE(f)＝A×CAVE(f)＋(1-A)×C(f) ・・・（１）
上記（１）式において、Ａは忘却係数である。忘却係数Ａは、１より小さい正の値であり、本実施例では、例えば０．５である。
一方、電力|D(f)|2が閾値以下である場合（Ｓ２０７：Ｎｏ）、平均処理部２０１は、位相誤差算出部２５から出力された位相誤差C(f)を用いることなく、前回算出された平均値CAVE(f)を、引き続き今回の平均値CAVE(f)として用いる（Ｓ２０９）。
次に、平均処理部２０１は、ＦＦＴポイントを全て選択したか否かを判定する（Ｓ２１０）。未選択のＦＦＴポイントがある場合（Ｓ２１０：Ｎｏ）、平均処理部２０１は、再びステップＳ２０６に示した処理を実行する。
一方、ＦＦＴポイントを全て選択した場合（Ｓ２１０：Ｙｅｓ）、平均処理部２０１は、変数ｍが平均回数を示す定数ｍAVEに達したか否かを判定する（Ｓ２１１）。定数ｍAVEの値は、例えば１０である。変数ｍが定数ｍAVEに達していない場合（Ｓ２１１：Ｎｏ）、平均処理部２０１は、変数ｍの値を１増やす（Ｓ２１２）。そして、第１のＦＦＴ演算部２３は、再びステップＳ２０２に示した処理を実行する。
変数ｍが定数ｍAVEに達した場合（Ｓ２１１：Ｙｅｓ）、平均処理部２０１は、ＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。ＩＦＦＴ演算部２６は、平均処理部２０１から出力されたＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する（Ｓ２１３）。そして、ＩＦＦＴ演算部２６は、算出したタップ係数c(t)を、セレクタ４３によって選択されたカプラ４２に対応するアナログ回路３０に入力される送信信号をフィルタリングするＦＩＲフィルタ２１へ出力する。
次に、ＦＩＲフィルタ２１は、ＩＦＦＴ演算部２６から出力されたタップ係数c(t)に基づいて、ＢＢ処理部２２から出力された送信信号d(t)をフィルタリングして、対応するアナログ回路３０へ出力するフィルタリング処理を開始する（Ｓ２１４）。
次に、セレクタ４３は、全てのアンテナ４０を選択したか否かを判定する（Ｓ２１５）。未選択のアンテナ４０がある場合（Ｓ２１５：Ｎｏ）、セレクタ４３は、再びステップＳ２００に示した処理を実行する。一方、全てのアンテナ４０を選択した場合（Ｓ２１５：Ｙｅｓ）、基地局１０は、本フローチャートに示したアンテナキャリブレーションを終了する。
［実施例２の効果］
上記説明から明らかなように、実施例２において、第１のＦＦＴ演算部２３は、ＦＦＴポイント毎に、周波数領域の送信信号D(f)に、周波数領域のフィードバック信号X(f)の逆数を乗算することにより、周波数領域での位相特性の逆特性を示す位相誤差C(f)を算出する。また、実施例２における基地局１０は、アナログ回路３０毎に、ＦＦＴポイント毎に送信信号D(f)が存在するか否かを判定し、送信信号D(f)が存在すると判定したＦＦＴポイントについては、第１のＦＦＴ演算部２３によって算出された位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)を算出し、送信信号D(f)が存在しないと判定したＦＦＴポイントについては、前回算出された平均値CAVE(f)を今回の平均値CAVE(f)をとして算出し、算出した平均値CAVE(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する平均処理部２０１を有する。ＩＦＦＴ演算部２６は、ＦＦＴポイント毎に平均処理部２０１から出力されたアナログ回路３０の位相特性の逆特性の平均値CAVE(f)を用いてタップ係数c(t)を算出する。
これにより、各周波数において、送信信号D(f)が存在する場合の位相誤差C(f)を用いて平均値CAVE(f)が算出される。そのため、算出された平均値CAVE(f)は、対応するアナログ回路３０が有する実際の位相誤差C(f)に近い値となる。従って、通信トラフィックに変動により送信が断続的に行われる運用中においても、本実施例の基地局１０は、高い精度のアンテナキャリブレーションを実行することができる。特に、ＯＦＤＭ等のように、周波数毎に信号が断続的に送信される方式においても、本実施例の基地局１０は、周波数毎に送信信号が存在するか否かを判定できるため、高い精度のアンテナキャリブレーションを実行することができる。
それぞれのアナログ回路３０には、ＢＰＦ３４が設けられている。それぞれのＢＰＦ３４は、例えば図５（ａ）に示すように、基地局１０に割り当てられた送信信号帯域に合わせた通過帯域を有している。ここで、各基地局１０では、送信信号帯域外に漏洩する電力が法律により厳しく制限されている。これを満たすため、各基地局１０では、送信信号帯域外で急峻な減衰特性となるように設計されたＢＰＦ３４が設けられる。
しかし、このようなＢＰＦ３４では、送信信号帯域外の減衰特性が急峻であるため、送信信号帯域の両端の周波数付近で、例えば図５（ｂ）に示すように、位相誤差が急激に増加する場合がある。その場合、ＢＰＦ３４に起因する位相誤差を精度よく算出することが困難となる。そのため、算出された位相誤差と、アナログ回路３０の実際の位相誤差との乖離が大きくなり、送信信号に対するアナログ回路３０の位相誤差を精度よく補正することが困難となる。なお、複数のアナログ回路３０間で位相誤差が等しければ、複数のアナログ回路３０の出力端において、送信信号の位相が揃うとも考えられる。しかし、ＢＰＦ３４は、アナログ部品であるため、送信信号帯域の両端の周波数付近における位相誤差の急激な増加のカーブは、一般的にそれぞれのＢＰＦ３４で異なる。そのため、複数のアナログ回路３０間で送信信号の位相が異なることになる。従って、送信信号帯域の両端の周波数付近において、各アナログ回路３０間での位相誤差を小さくすることが困難となる。
ここで、例えば、図６（ａ）に示すように、送信信号帯域の両端の周波数付近において、ＢＰＦ３４の特性を含むアナログ回路３０の位相誤差C(f)の特性が曲線５０のように変化する場合を考える。この場合、送信信号帯域内で最も外側の周波数に対応するＦＦＴポイントf0において、位相誤差算出部２５よって算出された位相誤差C(f)は、ＦＦＴの分解能等の影響により、曲線５０上の値から離れた値（例えば図６（ａ）に示す点５１）として算出される場合がある。この場合、デジタル処理部２０の位相誤差算出部２５よって算出された位相誤差C(f)は、アナログ回路３０の本来の位相誤差C(f)とは異なる値となる。そのため、位相誤差算出部２５よって算出された位相誤差C(f)をそのまま用いた場合には、アナログ回路３０の位相誤差を精度よく補正することが困難となる。
これに対し、本実施例では、送信信号帯域内で、ＦＦＴポイントf0に隣接するＦＦＴポイントf1の位相誤差C(f)の値と、ＦＦＴポイントf1に隣接するＦＦＴポイントf2の位相誤差C(f)の値とに基づいて、ＦＦＴポイントf0の位相誤差C(f)の値が推定される。具体的には、例えば図６（ｂ）に示すように、ＦＦＴポイントf1の位相誤差C(f)の値（点５２）と、ＦＦＴポイントf2の位相誤差C(f)の値（点５３）とを結ぶ直線５４上の値（点５５）が、ＦＦＴポイントf0の位相誤差C(f)の値として推定される。そして、ＦＦＴポイントf0において、算出された位相誤差C(f)の値（点５１）が、推定された位相誤差C(f)の値（点５５）に置き換えられる置換処理が行われる。これにより、推定された位相誤差C(f)は、アナログ回路３０の本来の位相誤差C(f)により近い値となり、アナログ回路３０の位相誤差を精度よく補正することが可能となる。なお、本実施例では、位相誤差C(f)を平均化した平均値CAVE(f)について、置換処理が行われる。
［基地局１０の構成］
図７は、実施例３における基地局１０の一例を示すブロック図である。なお、以下に説明する点を除き、図７において、図３と同一の符号を付したブロックは、図３に示したブロックと同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。
本実施例におけるデジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、およびＩＦＦＴ演算部２６を有する。また、本実施例におけるデジタル処理部２０は、電力算出部２００、平均処理部２０１、および置換部２０２を有する。
置換部２０２は、平均処理部２０１からＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)を取得する。そして、置換部２０２は、送信信号帯域内の最も外側の２つの周波数に対応するＦＦＴポイントのそれぞれについて、以下の置換処理を実行する。置換部２０２は、まず、送信信号帯域内の最も外側の周波数に対応するＦＦＴポイントf0に隣接するＦＦＴポイントf1およびＦＦＴポイントf1に隣接するＦＦＴポイントf2を特定する。ＦＦＴポイントf0は、第１の周波数の一例であり、ＦＦＴポイントf1は、第２の周波数の一例であり、ＦＦＴポイントf2は、第３の周波数の一例である。
次に、置換部２０２は、ＦＦＴポイントf1の平均値CAVE(f)（例えば図６（ｂ）の点５２）と、ＦＦＴポイントf2の平均値CAVE(f)（例えば図６（ｂ）の点５３）とを結ぶ直線（例えば図６（ｂ）の直線５４）を特定する。そして、置換部２０２は、特定した直線上の値（例えば図６（ｂ）の点５５）を、ＦＦＴポイントf0の平均値CAVE(f)として推定する。そして、置換部２０２は、平均処理部２０１から出力されたＦＦＴポイントf0の平均値CAVE(f)（例えば図６（ｂ）の点５１）を、推定された平均値CAVE(f)（例えば図６（ｂ）の点５５）に置き換える。なお、送信信号帯域内の最上端の周波数に対応するＦＦＴポイントfN-1の平均値CAVE(f)についても、ＦＦＴポイントfN-3の平均値CAVE(f)と、ＦＦＴポイントfN-2の平均値CAVE(f)を結ぶ直線上の値に置き換えられる。そして、置換部２０２は、送信信号帯域内の最も外側の周波数に対応するＦＦＴポイントの平均値CAVE(f)が置き換えられた平均値CAVE'(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。ＩＦＦＴ演算部２６は、置換部２０２から出力された平均値CAVE'(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図８は、実施例３におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図８に示す処理を実行する。なお、図８では、図４に示したアンテナキャリブレーションのフローチャートと異なる処理について示している。
実施例３におけるアンテナキャリブレーションでは、まず、図４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ２００からＳ２１２までの処理が実行される。そして、置換部２０２は、平均処理部２０１からＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)を取得し、図７を用いて説明した置換処理を実行する（Ｓ２２０）。そして、図４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ２１３からＳ２１５の処理が実行される。
なお、ステップＳ２２０における置換処理では、送信信号帯域の両端の周波数に対応するＦＦＴポイントについては、平均処理部２０１によって算出された平均値CAVE(f)が、推定された平均値CAVE(f)に置き換えられる。そのため、平均処理部２０１は、送信信号帯域の両端の周波数に対応するＦＦＴポイントについては、平均値CAVE(f)の算出を省略してもよい。
［実施例３の効果］
上記説明から明らかなように、実施例３の基地局１０は、置換部２０２を有する。置換部２０２は、アナログ回路３０毎に、送信信号D(f)の周波数帯域内において、平均処理部２０１からＦＦＴポイント毎に出力された平均値CAVE(f)の中で、送信信号D(f)の周波数帯域内で最も外側に位置するＦＦＴポイントf0における平均値CAVE(f)を、ＦＦＴポイントf0に隣接するＦＦＴポイントf1における平均値CAVE(f)と、ＦＦＴポイントf1に隣接するＦＦＴポイントf2における平均値CAVE(f)とを通る直線上の値に置き換える。ＩＦＦＴ演算部２６は、置換部２０２によって置き換えられた値を含む平均値CAVE(f)を用いて、タップ係数c(t)を算出する。
これにより、送信信号帯域の両端の周波数付近において、ＢＰＦ３４の特性を含むアナログ回路３０の位相誤差C(f)の特性をより忠実に推定することができる。これにより、推定された位相誤差C(f)は、アナログ回路３０の本来の位相誤差C(f)により近い値となり、アナログ回路３０の位相誤差を精度よく補正することが可能となる。
ＦＩＲフィルタ２１は、送信信号帯域内において所望の通過特性を有し、送信信号帯域外においては不要な信号が発生しないように遮断領域を有する。そのため、ＦＩＲフィルタ２１の周波数応答は、例えば図９（ａ）に示すように、送信信号帯域Δf0内において所望の通過特性を有し、送信信号帯域Δf0の外側においては急激に減衰するような矩形状の周波数応答となる。
図９（ａ）に示したＦＩＲフィルタ２１の周波数応答を時間領域におけるＦＩＲフィルタ２１の時間応答に置き換えると、例えば図９（ｂ）に示すような分布となる。ＦＩＲフィルタ２１の周波数応答が矩形状であると、多くの高周波成分が含まれるため、ＦＩＲフィルタ２１の時間応答はsinc関数のように変動し、ＦＩＲフィルタのタップ数が多くなる。この場合、例えば図９（ｂ）の破線で囲まれる範囲内の時間応答を表現するタップ数（例えば３２個）では、図９（ａ）に示す矩形状の周波数応答を再現することは難しい。
これに対して、例えば図１０（ａ）に示すように、送信信号帯域Δf0の外側において、周波数応答が緩やかに減衰するスムージング処理が行われた場合、ＦＩＲフィルタ２１の周波数応答に含まれる高周波成分が減少する。これにより、ＦＩＲフィルタ２１の時間応答は、例えば図１０（ｂ）に示すように、所定範囲内の時間に集中することになる。そのため、例えば図１０（ｂ）の破線で囲まれる範囲内の時間応答を表現するタップ数（例えば３２個）を用いた場合でも、図１０（ａ）に示したスムージング処理後の周波数応答を再現することが可能となる。これにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ数を削減することができ、ＦＩＲフィルタ２１の回路規模を削減することができる。
なお、本実施例におけるスムージング処理では、送信信号帯域Δf0の外側において、Δf1の周波数範囲において振幅が緩やかに０まで減衰する。ここで、時間領域におけるＦＩＲフィルタ２１のタップ係数が設定されるタップ数を減少させるためには、送信信号帯域Δf0の外側の全帯域において振幅を減少させることなくフラットにすることが考えられる。しかし、ＦＩＲフィルタ２１の周波数応答をフラットにすると、計算処理が増加する。そのため、送信信号帯域Δf0の外側では、振幅を緩やかに０まで減少させることが好ましい。なお、本実施例では、送信信号帯域Δf0の外側において、送信信号帯域Δf0の幅に等しい幅の周波数範囲Δf1において振幅を０まで減少させる。
［基地局１０の構成］
図１１は、実施例４における基地局１０の一例を示すブロック図である。なお、以下に説明する点を除き、図１１において、図３と同一の符号を付したブロックは、図３に示したブロックと同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。
本実施例におけるデジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、およびＩＦＦＴ演算部２６を有する。また、本実施例におけるデジタル処理部２０は、電力算出部２００、平均処理部２０１、およびスムージング部２０３を有する。
スムージング部２０３は、平均処理部２０１からＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)を取得する。そして、スムージング部２０３は、送信信号帯域Δf0の外側の周波数に対応するＦＦＴポイントについて、以下のスムージング処理を実行する。スムージング部２０３は、送信信号帯域Δf0の外側のΔf1の範囲において、送信信号帯域Δf0内の最も外側の周波数に対応するＦＦＴポイントの平均値CAVE(f)から０まで緩やかに減衰するように、ＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)を追加する。そして、スムージング部２０３は、追加したＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)を含む平均値CAVE'(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。ＩＦＦＴ演算部２６は、スムージング部２０３から出力された平均値CAVE'(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図１２は、実施例４におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図１２に示す処理を実行する。なお、図１２では、図４に示したアンテナキャリブレーションのフローチャートと異なる処理について示している。
実施例４におけるアンテナキャリブレーションでは、まず、図４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ２００からＳ２１２までの処理が実行される。そして、スムージング部２０３は、平均処理部２０１からＦＦＴポイント毎の平均値CAVE(f)を取得し、図１０を用いて説明したスムージング処理を実行する（Ｓ２３０）。そして、図４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ２１３からＳ２１５の処理が実行される。
［実施例４の効果］
上記説明から明らかなように、実施例３の基地局１０は、スムージング部２０３を有する。スムージング部２０３は、アナログ回路３０毎に、送信信号D(f)の周波数帯域の外側の周波数帯域において、平均処理部２０１からＦＦＴポイント毎に出力された平均値CAVE(f)が緩やかに減衰するようにスムージングする。ＩＦＦＴ演算部２６は、スムージング部２０３によってスムージングされた平均値CAVE'(f)を用いて、ＦＩＲフィルタ２１のタップ係数を算出する。これにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ数を削減することができ、ＦＩＲフィルタ２１の回路規模を削減することができる。
［基地局１０の構成］
図１３は、実施例５における基地局１０の一例を示すブロック図である。なお、以下に説明する点を除き、図１３において、図３と同一の符号を付したブロックは、図３に示したブロックと同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。
本実施例におけるデジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、ＩＦＦＴ演算部２６、位相誤差算出部２０４、平均処理部２０５、および正規化部２０６を有する。
位相誤差算出部２０４は、周波数領域の送信信号D(f)とフィードバック信号X(f)とに基づいて、ＦＦＴポイント毎に位相誤差Y(f)を算出する。そして、位相誤差算出部２０４は、算出した位相誤差Y(f)を平均処理部２０５へ出力する。本実施例において、位相誤差算出部２０４は、ＦＦＴポイント毎に、送信信号D(f)に、フィードバック信号X(f)の複素共役X*(f)を乗算することにより、ＦＦＴポイント毎の位相誤差Y(f)を算出する。位相誤差Y(f)は、アナログ回路３０の位相特性の逆特性を示す値であって、送信信号D(f)の大きさに応じた値である。そのため、送信信号D(f)が存在しない場合には、位相誤差Y(f)は非常に小さい値となる。位相誤差算出部２０４は、第１の算出部の一例である。
平均処理部２０５は、ＦＦＴポイント毎に、位相誤差算出部２０４から所定数の位相誤差Y(f)を平均することにより平均値YAVE(f)を算出する。そして、平均処理部２０５は、算出した平均値YAVE(f)を正規化部２０６へ出力する。ここで、送信信号D(f)が存在しない場合の位相誤差Y(f)が含まれる場合には、平均処理部２０５によって算出される平均値YAVE(f)の値は小さくなる。なお、平均処理部２０５は、忘却係数を用いて平均値YAVE(f)を算出してもよい。
正規化部２０６は、平均処理部２０５から出力された平均値YAVE(f)を、ＦＦＴポイント毎に正規化することにより、平均値YAVE'(f)を算出する。そして、正規化部２０６は、正規化後の平均値YAVE'(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。本実施例において、位相誤差算出部２０４は、ＦＦＴポイント毎に、例えば下記の（２）式に基づいて正規化後の平均値YAVE'(f)を算出する。
YAVE'(f)＝YAVE(f)／|YAVE(f)| ・・・（２）
このように、平均値YAVE(f)を正規化することにより、送信信号D(f)が存在しない場合の位相誤差Y(f)を含む平均値YAVE(f)については、送信信号D(f)が存在しない場合の位相誤差Y(f)の影響が小さくなる。そのため、正規化後の平均値YAVE'(f)は、送信信号D(f)が存在しない場合の位相誤差Y(f)の値を除外して算出された場合の平均値YAVE(f)に近い値となる。従って、正規化後の平均値YAVE'(f)には、主に、送信信号D(f)が存在する場合の位相誤差Y(f)が含まれることになり、送信が断続的に行われる場合であっても、各アナログ回路３０の位相誤差を精度よく算出することができる。
ＩＦＦＴ演算部２６は、正規化部２０６から出力されたＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図１４は、実施例５におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図１４に示す処理を実行する。
まず、セレクタ４３は、アンテナ４０を１つ選択する（Ｓ３００）。そして、セレクタ４３は、選択したアンテナ４０に対応するカプラ４２から出力された信号を、ダウンコンバータ４５へ出力する。セレクタ４３から出力された信号は、ダウンコンバータ４５、ＢＰＦ４６、およびＡＤＣ４７を介して、フィードバック信号x(t)として第１のＦＦＴ演算部２３に入力される。
次に、平均処理部２０５は、平均回数を示す変数ｍを１に初期化する（Ｓ３０１）。そして、第１のＦＦＴ演算部２３は、フィードバック信号x(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントのＦＦＴを実行することにより、時間領域のフィードバック信号x(t)を、周波数領域のフィードバック信号X(f)に変換する（Ｓ３０２）。
次に、第２のＦＦＴ演算部２４は、ベースバンドの送信信号d(t)のＮサンプルに対して、ＮポイントのＦＦＴを実行することにより、時間領域の送信信号d(t)を、周波数領域の送信信号D(f)に変換する（Ｓ３０３）。
次に、位相誤差算出部２０４は、ＦＦＴポイント毎に、フィードバック信号X(f)の複素共役X*(f)と、送信信号D(f)とを乗算することにより、位相誤差Y(f)を算出する（Ｓ３０４）。
次に、平均処理部２０５は、変数ｍが平均回数を示す定数ｍAVEに達したか否かを判定する（Ｓ３０５）。変数ｍが定数ｍAVEに達していない場合（Ｓ３０５：Ｎｏ）、平均処理部２０５は、変数ｍの値を１増やす（Ｓ３０６）。そして、第１のＦＦＴ演算部２３は、再びステップＳ３０２に示した処理を実行する。
一方、変数ｍが定数ｍAVEに達した場合（Ｓ３０５：Ｙｅｓ）、平均処理部２０５は、ＦＦＴポイント毎に、位相誤差Y(f)を平均して平均値YAVE(f)を算出する（Ｓ３０７）。そして、平均処理部２０５は、算出した平均値YAVE(f)を正規化部２０６へ出力する。
次に、正規化部２０６は、前述の（２）式に基づいて、ＦＦＴポイント毎に、平均処理部２０５から出力された平均値YAVE(f)を正規化して平均値YAVE'(f)を算出する（Ｓ３０８）。そして、正規化部２０６は、算出した平均値YAVE'(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。
次に、ＩＦＦＴ演算部２６は、正規化部２０６から出力されたＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する（Ｓ３０９）。そして、ＩＦＦＴ演算部２６は、算出したタップ係数c(t)を、セレクタ４３によって選択されたカプラ４２に対応するアナログ回路３０に入力される送信信号をフィルタリングするＦＩＲフィルタ２１へ出力する。
次に、ＦＩＲフィルタ２１は、ＩＦＦＴ演算部２６から出力されたタップ係数c(t)に基づいて、ＢＢ処理部２２から出力された送信信号d(t)をフィルタリングして、対応するアナログ回路３０へ出力するフィルタリング処理を開始する（Ｓ３１０）。
次に、セレクタ４３は、全てのアンテナ４０を選択したか否かを判定する（Ｓ３１１）。未選択のアンテナ４０がある場合（Ｓ３１１：Ｎｏ）、セレクタ４３は、再びステップＳ３００に示した処理を実行する。一方、全てのアンテナ４０が選択された場合（Ｓ３１１：Ｙｅｓ）、基地局１０は、本フローチャートに示したアンテナキャリブレーションを終了する。
［実施例５の効果］
上記説明から明らかなように、実施例５において、位相誤差算出部２０４は、所定周波数毎に、送信信号D(f)に、フィードバック信号X(f)の複素共役X*(f)を乗算することにより、周波数領域での位相特性の逆特性を示す位相誤差Y(f)を算出する。また、正規化部２０６は、アナログ回路３０毎に、それぞれのＦＦＴポイントについて、位相誤差Y(f)の平均値YAVE(f)を正規化する。ＩＦＦＴ演算部２６は、ＦＦＴポイント毎に正規化部２０６によって正規化された平均値YAVE'(f)を用いてＦＩＲフィルタ２１のタップ係数c(t)を算出する。
これにより、主に送信信号D(f)が存在する周波数における位相誤差Y(f)を含む平均値YAVE'(f)が算出されるため、算出された平均値YAVE'(f)は、対応するアナログ回路３０が有する実際の位相誤差Y(f)に近い値となる。従って、通信トラフィックに変動により送信が断続的に行われる運用中においても、本実施例の基地局１０は、高い精度のアンテナキャリブレーションを実行することができる。特に、ＯＦＤＭ等のように、周波数毎に信号が断続的に送信される方式においても、本実施例の基地局１０は、周波数毎に送信信号が存在するか否かを判定できるため、高い精度のアンテナキャリブレーションを実行することができる。
［基地局１０の構成］
実施例６は、前述の実施例３と実施例５との組み合わせにかかる実施例である。図１５は、実施例６における基地局１０の一例を示すブロック図である。なお、以下に説明する点を除き、図１５において、図１３と同一の符号を付したブロックは、図１３に示したブロックと同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。
本実施例におけるデジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、およびＩＦＦＴ演算部２６を有する。また、本実施例におけるデジタル処理部２０は、位相誤差算出部２０４、平均処理部２０５、正規化部２０６、および置換部２０７を有する。
置換部２０７は、正規化部２０６からＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)を取得する。そして、置換部２０７は、送信信号帯域Δf0内の最も外側の２つの周波数に対応するＦＦＴポイントのそれぞれについて、実施例３の置換部２０２と同様に置換処理を実行する。そして、置換部２０７は、送信信号帯域Δf0内の最も外側の周波数に対応するＦＦＴポイントの平均値YAVE'(f)が置き換えられた平均値YAVE''(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。ＩＦＦＴ演算部２６は、置換部２０７から出力された平均値YAVE''(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図１６は、実施例６におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図１６に示す処理を実行する。なお、図１６では、図１４に示したアンテナキャリブレーションのフローチャートと異なる処理について示している。
実施例６におけるアンテナキャリブレーションでは、まず、図１４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ３００からＳ３０８までの処理が実行される。そして、置換部２０７は、正規化部２０６からＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)を取得し、送信信号帯域Δf0内の最も外側の２つの周波数に対応するＦＦＴポイントのそれぞれについて置換処理を実行する（Ｓ３２０）。そして、図１４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ３０９からＳ３１１に示した処理が実行される。
なお、ステップＳ３２０における置換処理では、送信信号帯域Δf0の両端の周波数に対応するＦＦＴポイントについては、正規化部２０６によって正規化された平均値YAVE'(f)が、推定された平均値YAVE'(f)に置き換えられる。そのため、送信信号帯域Δf0の両端の周波数に対応するＦＦＴポイントについては、平均処理部２０５による平均値YAVE(f)の算出処理、および、正規化部２０６による平均値YAVE(f)の正規化処理が省略されてもよい。
［実施例６の効果］
上記説明から明らかなように、実施例６の基地局１０は、置換部２０７を有する。置換部２０７は、アナログ回路３０毎に、正規化部２０６によってＦＦＴポイント毎に正規化された平均値YAVE'(f)の中で、送信信号D(f)の周波数帯域内で最も外側に位置するＦＦＴポイントf0における平均値YAVE'(f)を、ＦＦＴポイントf0に隣接するＦＦＴポイントf1における平均値YAVE'(f)と、ＦＦＴポイントf1に隣接するＦＦＴポイントf2における平均値YAVE'(f)とを通る直線上の値に置き換える。ＩＦＦＴ演算部２６は、置換部２０２によって置き換えられた値を含む平均値YAVE''(f)を用いて、タップ係数c(t)を算出する。
これにより、送信信号帯域Δf0の両端の周波数付近において、ＢＰＦ３４の特性を含むアナログ回路３０の位相誤差Y(f)の特性をより忠実に推定することができる。これにより、推定された位相誤差Y(f)は、アナログ回路３０の本来の位相誤差Y(f)により近い値となり、アナログ回路３０の位相誤差を精度よく補正することが可能となる。
［基地局１０の構成］
実施例７は、前述の実施例４と実施例５との組み合わせにかかる実施例である。図１７は、実施例７における基地局１０の一例を示すブロック図である。なお、以下に説明する点を除き、図１７において、図１３と同一の符号を付したブロックは、図１３に示したブロックと同一または同様の機能を有するため、説明を省略する。
本実施例におけるデジタル処理部２０は、複数のＦＩＲフィルタ２１−１〜２１−ｎ、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、およびＩＦＦＴ演算部２６を有する。また、本実施例におけるデジタル処理部２０は、位相誤差算出部２０４、平均処理部２０５、正規化部２０６、およびスムージング部２０８を有する。
スムージング部２０８は、正規化部２０６からＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)を取得する。そして、スムージング部２０８は、送信信号帯域Δf0内の最も外側の２つの周波数に対応するＦＦＴポイントのそれぞれについて、実施例４のスムージング部２０３と同様にスムージング処理を実行する。具体的には、スムージング部２０８は、送信信号帯域Δf0の外側のΔf1の範囲において、送信信号帯域Δf0内の最も外側の周波数に対応するＦＦＴポイントの平均値YAVE'(f)から０まで緩やかに減衰するように、ＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)を追加する。そして、スムージング部２０８は、追加したＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)を含む平均値YAVE''(f)をＩＦＦＴ演算部２６へ出力する。ＩＦＦＴ演算部２６は、スムージング部２０３から出力された平均値YAVE''(f)に対してＩＦＦＴを実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ毎のタップ係数c(t)を算出する。
［アンテナキャリブレーションの手順］
図１８は、実施例７におけるアンテナキャリブレーションの一例を示すフローチャートである。基地局１０は、運用中の所定のタイミング毎に、図１８に示す処理を実行する。なお、図１８では、図１４に示したアンテナキャリブレーションのフローチャートと異なる処理について示している。
実施例７におけるアンテナキャリブレーションでは、まず、図１４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ３００からＳ３０８までの処理が実行される。そして、スムージング部２０８は、正規化部２０６からＦＦＴポイント毎の平均値YAVE'(f)を取得し、図１０を用いて説明したスムージング処理を実行する（Ｓ３３０）。そして、図１４に示したアンテナキャリブレーションと同様に、ステップＳ３０９からＳ３１１に示した処理が実行される。
［実施例７の効果］
上記説明から明らかなように、実施例７の基地局１０は、スムージング部２０８を有する。スムージング部２０８は、アナログ回路３０毎に、送信信号D(f)の周波数帯域の外側の周波数帯域において、正規化部２０６からＦＦＴポイント毎に出力された平均値YAVE'(f)が緩やかに減衰するようにスムージングする。ＩＦＦＴ演算部２６は、スムージング部２０８によってスムージングされた平均値YAVE''(f)を用いて、ＦＩＲフィルタ２１のタップ係数c(t)を算出する。これにより、ＦＩＲフィルタ２１のタップ数を削減することができ、ＦＩＲフィルタ２１の回路規模を削減することができる。
［ハードウェア］
上記した実施例１から７における基地局１０は、例えば図１９に示すようなハードウェアにより実現される。図１９は、基地局１０のハードウェアの一例を示す図である。基地局１０は、例えば図１９に示すように、インターフェイス回路１１、メモリ１２、プロセッサ１３、複数の無線回路１４−１〜１４−ｎ、および複数のアンテナ４０−１〜４０−ｎを有する。なお、以下では、複数の１４−１〜１４−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に単に無線回路１４と記載し、複数のアンテナ４０−１〜４０−ｎのそれぞれを区別することなく総称する場合に単にアンテナ４０と記載する。
インターフェイス回路１１は、コアネットワークとの間で有線通信を行うためのインターフェイスである。それぞれの無線回路１４にはアナログ回路３０が含まれている。また、１つの無線回路１４は、１つのアンテナ４０に対応して設けられている。それぞれの無線回路１４は、プロセッサ１３から出力された信号にアップコンバート等の処理を施し、処理後の信号を対応するアンテナ４０を介して送信する。また、複数の無線回路１４のいずれか１つは、それぞれの無線回路１４内のアナログ回路３０から出力された信号の一部にダウンコンバート等の処理を施し、処理後の信号をプロセッサ１３へフィードバックする。それぞれの無線回路１４には、例えば、アナログ回路３０、移相器４１、およびカプラ４２が含まれる。また、いずれかの無線回路１４には、例えば、セレクタ４３、発振器４４、ダウンコンバータ４５、ＢＰＦ４６、およびＡＤＣ４７が含まれる。
メモリ１２には、例えばデジタル処理部２０の機能を実現するための各種プログラムやデータ等が格納される。プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、例えばデジタル処理部２０の各機能を実現する。例えば、実施例１において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、およびＩＦＦＴ演算部２６の機能を実現する。また、実施例２において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、ＩＦＦＴ演算部２６、電力算出部２００、および平均処理部２０１の機能を実現する。また、実施例３において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、ＩＦＦＴ演算部２６、電力算出部２００、平均処理部２０１、および置換部２０２の機能を実現する。また、実施例４において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、位相誤差算出部２５、ＩＦＦＴ演算部２６、電力算出部２００、平均処理部２０１、およびスムージング部２０３の機能を実現する。また、実施例５において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、ＩＦＦＴ演算部２６、位相誤差算出部２０４、平均処理部２０５、および正規化部２０６の機能を実現する。また、実施例６において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、ＩＦＦＴ演算部２６、位相誤差算出部２０４、平均処理部２０５、正規化部２０６、および置換部２０７の機能を実現する。また、実施例７において、プロセッサ１３は、メモリ１２から読み出したプログラム等を実行することにより、ＦＩＲフィルタ２１、ＢＢ処理部２２、第１のＦＦＴ演算部２３、第２のＦＦＴ演算部２４、ＩＦＦＴ演算部２６、位相誤差算出部２０４、平均処理部２０５、正規化部２０６、およびスムージング部２０８の機能を実現する。
なお、メモリ１２内のプログラムやデータ等は、必ずしも全てが最初からメモリ１２内に記憶されていなくてもよい。例えば、基地局１０に挿入されるメモリカードなどの可搬型記録媒体にプログラムやデータ等が記憶され、基地局１０がこのような可搬型記録媒体からプログラムやデータ等を適宜取得して実行するようにしてもよい。また、プログラムやデータ等を記憶させた他のコンピュータまたはサーバ装置などから、無線通信回線、公衆回線、インターネット、ＬＡＮ、ＷＡＮなどを介して、基地局１０がプログラムを適宜取得して実行するようにしてもよい。
＜その他＞
なお、開示の技術は、上記した各実施例に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。
例えば、上記した各実施例は、処理内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。例えば、置換処理を行う実施例３と、スムージング処理を行う実施例４とは、組み合わせることが可能である。同様に、置換処理を行う実施例６と、スムージング処理を行う実施例７とも、組み合わせることが可能である。
１０ 基地局
１１ インターフェイス回路
１２ メモリ
１３ プロセッサ
１４ 無線回路
２０ デジタル処理部
２１ ＦＩＲフィルタ
２２ ＢＢ処理部
２３ 第１のＦＦＴ演算部
２４ 第２のＦＦＴ演算部
２５ 位相誤差算出部
２６ ＩＦＦＴ演算部
２００ 電力算出部
２０１ 平均処理部
２０２ 置換部
２０３ スムージング部
２０４ 位相誤差算出部
２０５ 平均処理部
２０６ 正規化部
２０７ 置換部
２０８ スムージング部
３０ アナログ回路
３１ ＤＡＣ
３２ アップコンバータ
３３ ＰＡ
３４ ＢＰＦ
４０ アンテナ
４１ 移相器
４２ カプラ
４３ セレクタ
４４ 発振器
４５ ダウンコンバータ
４６ ＢＰＦ
４７ ＡＤＣ
５０ 曲線
５１ 点
５２ 点
５３ 点
５４ 直線
５５ 点

Claims (8)

  1. 複数のアンテナと、前記アンテナ毎に設けられた複数のアナログ回路とを有する基地局において、
    前記アナログ回路毎に、所定信号が前記アナログ回路を経由した後の時間領域の信号を周波数領域の第１の信号に変換する第１の変換部と、
    前記時間領域の信号を周波数領域の第２の信号に変換する第２の変換部と、
    前記アナログ回路毎に、前記第１の信号および前記第２の信号に基づいて、周波数領域での位相特性の逆特性を算出する第１の算出部と、
    前記アナログ回路毎に、前記位相特性の逆特性に基づいてフィルタのタップ係数を算出する第２の算出部と、
    前記アナログ回路毎に、前記第２の算出部によって算出されたタップ係数に基づいて前記アナログ回路に入力される前記所定信号をフィルタリングするＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタと
    を有することを特徴とする基地局。
  2. 前記第１の算出部は、
    所定周波数毎に、前記第２の信号に前記第１の信号の逆数を乗算することにより、前記位相特性の逆特性を算出し、
    前記基地局は、
    前記アナログ回路毎に、前記所定周波数毎に前記第２の信号が存在するか否かを判定し、前記第２の信号が存在すると判定した前記所定周波数については、前記第１の算出部によって算出された前記位相特性の逆特性を用いて平均値を算出し、前記第２の信号が存在しないと判定した前記所定周波数については、前回算出された前記平均値を今回の前記平均値として算出し、算出した前記平均値を前記第２の算出部へ出力する出力部を有し、
    前記第２の算出部は、
    前記所定周波数毎に前記出力部から出力された前記平均値を用いて、前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
  3. 前記アナログ回路毎に、前記所定信号の周波数帯域内において、前記出力部から前記所定周波数毎に出力された前記平均値の中で、前記周波数帯域内で最も外側に位置する前記所定周波数である第１の周波数における前記平均値を、前記周波数帯域内で前記第１の周波数に隣接する第２の周波数における前記平均値と、前記第２の周波数に隣接する第３の周波数における前記平均値とを通る直線上の値に置き換える置換部を有し、
    前記第２の算出部は、
    前記置換部によって置き換えられた値を含む前記平均値を用いて、前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項２に記載の基地局。
  4. 前記アナログ回路毎に、前記所定信号の周波数帯域の外側の周波数帯域において、前記出力部から出力された前記平均値が緩やかに減衰するようにスムージングするスムージング部を有し、
    前記第２の算出部は、
    前記スムージング部によってスムージングされた前記平均値を用いて、前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項２に記載の基地局。
  5. 前記第１の算出部は、
    所定周波数毎に、前記第２の信号に前記第１の信号の複素共役を乗算することにより、前記位相特性の逆特性を算出し、
    前記基地局は、
    前記アナログ回路毎に、それぞれの前記所定周波数について、前記第１の算出部によって算出された前記位相特性の逆特性の平均値を正規化する正規化部を有し、
    前記第２の算出部は、
    前記所定周波数毎に前記正規化部によって正規化された前記平均値を用いて前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
  6. 前記アナログ回路毎に、前記所定信号の周波数帯域内において、前記正規化部によって前記所定周波数毎に正規化された前記平均値の中で、前記周波数帯域内で最も外側に位置する前記所定周波数である第１の周波数における前記平均値を、前記周波数帯域内で前記第１の周波数に隣接する第２の周波数における前記平均値と、前記第２の周波数に隣接する第３の周波数における前記平均値とを通る直線上の値に置き換える置換部を有し、
    前記第２の算出部は、
    前記置換部によって置き換えられた値を含む前記平均値を用いて、前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項５に記載の基地局。
  7. 前記アナログ回路毎に、前記所定信号の周波数帯域の外側の周波数帯域において、前記正規化部によって正規化された前記平均値が緩やかに減衰するようにスムージングするスムージング部を有し、
    前記第２の算出部は、
    前記スムージング部によってスムージングされた前記平均値を用いて、前記タップ係数を算出することを特徴とする請求項５に記載の基地局。
  8. 複数のアンテナと、前記アンテナ毎に設けられた複数のアナログ回路とを有する基地局におけるアンテナキャリブレーション方法において、
    前記基地局が、
    前記アナログ回路毎に、所定信号が前記アナログ回路を経由した後の時間領域の信号を周波数領域の第１の信号に変換し、
    前記時間領域の信号を周波数領域の第２の信号に変換し、
    前記アナログ回路毎に、前記第１の信号および前記第２の信号に基づいて、周波数領域での位相特性の逆特性を算出し、
    前記アナログ回路毎に、前記位相特性の逆特性に基づいてフィルタのタップ係数を算出し、
    前記アナログ回路毎に、算出された前記タップ係数に基づいて前記アナログ回路に入力される前記所定信号をフィルタリングする
    処理を実行することを特徴とするアンテナキャリブレーション方法。
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