JP2006304386A - モータ駆動装置と冷蔵庫 - Google Patents

Abstract

【課題】小型・低コスト且つ低速駆動時の効率低下の抑制を実現するとともに、回路の設置場所フリーを可能としたモータ駆動装置を提供する
【解決手段】実効電圧が１４０Ｖ以下の交流電源１を入力として小容量のコンデンサ４を持ち入力電圧を全波整流する整流回路２と、整流回路２の出力を入力とするインバータ５と、インバータ５により駆動されるモータ６と、インバータ５を制御するインバータ制御部３３とを備え、インバータを構成するスイッチング素子に電界効果トランジスタとすることで、平滑回路には大容量の電解コンデンサが不要となり、電源電流に含まれる高調波成分を抑制できることから高調波対応回路が不要または小型化できる様になり、モータ駆動システムの小型・低コスト化設置場所フリーが実現できる。また、低速時はインバータ回路損失を低減できることから、モータの全回転範囲において高効率な駆動ができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電動機のＰＷＭ制御を用いた回転数制御を行うモータ駆装置と、それを備えた冷蔵庫に関するものである。

従来この種のモータ駆動装置は、商用電源を整流平滑した直流電圧を、インバータ回路の片側の半導体スイッチを、駆動周波数より高いチョッピング周波数でオン／オフし、チョッピングデューティのオン対オフの比を調整するＰＷＭ制御で、モータに印加する電圧を制御し回転数を可変する（例えば特許文献１参照）。

また、モータを低回転で駆動するときは、商用電源を低い電圧に整流し、高回転で駆動するときは倍電圧整流により高い電圧で駆動する様に、整流回路を切り替えることで、低回転時の効率低下を抑制している（例えば特許文献２参照）。

図９は特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置のブロック図である。図９に示すように、交流電源１は一般の商用電源であり、日本国内ではＡＣ１００Ｖで５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。交流電源１の交流電圧を直流電圧に変換する倍電圧整流回路１０２は、ダイオード１０２ａ，１０２ｂとコンデンサ１０２ｃ，１０２ｄが接続された構成となっている。

インバータ回路１０３は半導体スイッチ（トランジスタ）１０３ａ〜１０３ｆが３相ブリッジ接続されており、かつ各々のトランジスタに並列・逆方向でダイオード１０３ｇ〜１０３ｌが接続されている。モータ１０４は、インバータ回路１０３の出力により駆動される。

位置検出回路１０５は、モータ１０４の回転子（図示せず）の回転位置を検出するとともに、回転パルスを発生する位置検出回路であり、モータ１０４の逆起電圧から位置を検出する方式である。

転流回路１０６は、位置検出回路１０５の出力からインバータ回路１０３の半導体スイッチ１０３ａ〜１０３ｆを転流させる信号をつくりだす。回転数指令回路１０７は、モータ１０４の回転数指令信号を発生する。回転数検出回路１０８は、位置検出回路１０５の回転パルスを一定期間（例えば０．５秒など）カウントする。

デューティ設定回路１０９は、回転数指令回路１０７の回転数指令信号と、回転数検出回路１０８で検出された実際の回転数との差から、両者が一致するようにデューティ値を出力する。チョッピング信号発生回路１１０は、モータ１０４の回転数を可変にするために、デューティ値に従い一定周波数でオン／オフ比率の異なる波形を作り出す。

合成回路１１１は、転流回路１０６の出力とチョッピング信号発生回路１１０の出力とを合成し、インバータ回路１０３の片側アームのみをチョッピングする。ドライブ回路１１２は、合成回路１１１の出力に従って、インバータ回路１０３の半導体スイッチ１０３ａ〜１０３ｆを動作させる。

図１０は特許文献２に記載された従来のモータ駆動装置のブロック図である。図１０に示す様に、交流電圧１を複数の直流電圧に変換する整流回路１２１と、複数個の半導体スイッチ１０３ａ〜１０３ｆ及びダイオード１０３ｇ〜１０３ｌをブリッジ結線したインバータ回路１０３と、インバータ回路１０３により動作するモータ１０４と、モータ１０４の回転子の位置を検出する位置検出回路１０５と、位置検出回路１０５の出力を基にインバータ回路１０３の半導体スイッチ１０３ａ〜１０３ｆの動作を決定する転流回路１０６と、モータ１０４の回転数を可変にするチョッピングを行うための信号を発生するチョッピング信号発生回路１１０と、転流回路１０６の出力とチョッピング信号発生回路１１０の出力とを合成する合成回路１１１と、合成回路１１１の出力によりインバータ回路１０３の半導体スイッチ１０３ａ〜１０３ｆをオン／オフさせるドライブ回路１１２と、モータ１０４の回転数が低回転数のときには整流部の低い直流電圧変換を選択し、モータ１０４の回転数が高回転数のときには整流部の高い直流電圧変換を選択する整流部切り替え回路１２２という構成を有し、モータ１０４の回転数により整流部切替回路１２２により整流電圧を切り替えることで、低速駆動時はモータ１０４を低い電圧で駆動することで、ＰＷＭデューティのオン比を大きくしモータ１０４の鉄損を低減し駆動装置の効率低下を抑制している。
特開昭６３−２３４８９３号公報 特開平６−１４５８２号公報

しかしながら、上記の様な従来の特許文献１の構成では、商用電源１を整流した整流電圧を大容量の平滑コンデンサ１０２ｃ，１０２ｄで平滑するため、インバータ回路１０３の大型化およびコストアップが伴うという課題を有していた。

また、従来の特許文献２の構成は、特許文献１におけるモータ１０４の低速駆動時の効率低下を抑制できるが、整流部切り替え回路１２２が必要であり、さらに回路の大型化が伴う。

また、従来の両構成では、大容量の平滑コンデンサの充電にり入力電流に高調波成分を含むため、高調波電流を抑制するためにはパッシブフィルタやアクティブフィルタ等の回路が必要となり、さらにシステムの大型化とコストアップが伴う課題を有している。

また、電解コンデンサは、周囲温度や経年劣化による容量抜け等の寿命を考慮する必要があり、雰囲気温度が高温となる場所への設置は不適であるとともに、長期寿命を保証するためには劣化を考慮した容量の選定が必要であり、さらに装置の大型化・コストアップが伴うという課題を有していた。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、小型・低コスト且つ低速駆動時の効率低下の抑制を実現するとともに、回路の設置場所フリーを可能としたモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明のモータ駆動装置は、実効電圧が１４０Ｖ以下の交流電源と、前記交流電源を入力として全波整流をする小容量のコンデンサを持つ整流回路と、前記整流回路の出力を入力とするインバータと、前記インバータにより駆動されるモータと、前記インバータを制御するインバータ制御部とを備え、前記インバータを構成するスイッチング素子が電界効果トランジスタで構成されているのである。

これにより、インバータは低出力時ほど低損失である特性を持つパワー素子で構成するため、整流回路の小型化・低コスト化が可能となり、インバータ回路の小型・低コスト化が実現できる。また入力電流に高調波成分を含まず、高調波電流抑制回路が不要であり、モータ駆動装置トータルでの小型・低コスト化が可能となる。

本発明のモータ駆動装置は、整流回路のコンデンサが小容量であるため、インバータ回路の小型・低コスト化が実現できると共に、入力電流に高調波成分を含まないため、高調波電流抑制回路が不要であり、モータ駆動装置トータルでの小型・低コスト化が可能となる。

また、インバータは低出力時ほど低損失である特性を持つパワー素子で構成するため、整流回路の小型化・低コスト化が可能となり、インバータ回路の小型・低コスト化が実現できる。また入力電流に高調波成分を含まず、高調波電流抑制回路が不要であり、モータ駆動装置トータルでの小型・低コスト化が可能となる。

また、モータの回転子に永久磁石を用いたブラシレスＤＣモータとすることで、装置の高効率化が図れる。

また、モータ回転子の永久磁石を希土類磁石とすることで、フェライト磁石と同重量の磁石を使用した場合、装置の効率を更に向上することが出き、フェライト磁石使用時のモータと同等性能とする場合には、磁石重量を低減することが可能となり装置の軽量化が実現できる。

また、モータ駆動装置が冷凍空調システムを構成する圧縮機を駆動するものであり、圧縮機がレシプロ型の構成である場合、インバータに大きなリプルを含む電圧を入力した場合でも、振動・騒音の影響を受けにくく、低騒音・低振動の駆動システムを低価格で提供することができる。

また、冷凍空調システムの冷媒が、冷凍能力が低いＲ６００ａである場合、所定の冷凍能力を確保するためには、圧縮機のピストンが大きくなることからモータの慣性モーメント（イナーシャ）が大きく、整流回路コンデンサの小容量化によりインバータ入力電圧に大きなリプルを含む場合でも、モータの回転ムラによる振動増大や、振動に伴う騒音増大の影響を受けず、小型・低コストの圧縮機駆動システムを構成することが可能となる。

また、圧縮機が冷蔵庫の冷却システムを構成する場合、冷蔵庫の冷却状態は１日の大半で扉開閉等無く庫内が安定した冷却状態にあることから、圧縮機（即ちモータ）は低回転で運転しており、電界効果トランジスタで構成されたインバータとすることで、圧縮機の低速時の効率を上げることができる結果、低消費電力の冷蔵庫を提供することができ、さらに回路の小型化に伴い庫内の容積を大きくすることが可能である。

請求項１に記載のモータ駆動装置の発明は、実効電圧が１４０Ｖ以下の交流電源と、前記交流電源を入力として全波整流をする小容量のコンデンサを持つ整流回路と、前記整流回路の出力を入力とするインバータと、前記インバータにより駆動されるモータと、前記インバータを制御するインバータ制御部とを備え、前記インバータを構成するスイッチング素子が電界効果トランジスタで構成されているのである。

これにより、インバータは低出力時ほど低損失である特性を持つパワー素子で構成するため、整流回路の小型化・低コスト化が可能となり、インバータ回路の小型・低コスト化が実現できる。また入力電流に高調波成分を含まず、高調波電流抑制回路が不要であり、モータ駆動装置トータルでの小型・低コスト化が可能となる。

請求項２に記載のモータ駆動装置の発明は、請求項１に記載の発明におけるモータが、回転子に永久磁石を有するブラシレスＤＣモータであるものであり、モータ効率を上げることが出来、装置の消費電力を低減することが可能となる。

請求項３に記載のモータ駆動装置の発明は、請求項２に記載の発明における回転子の永久磁石が、希土類磁石であるものであり、回転子の永久磁石に希土類磁石を用いることで、フェライト磁石と同重量の磁石を使用した場合、モータ効率をさらに上げることが可能となり、装置の消費電力量を低減することが出きる。またフェライト磁石を使用したモータと同等性能（効率）を求める場合には、磁石使用重量を低減することが可能となり装置の軽量化が実現できる。

請求項４に記載のモータ駆動装置の発明は、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の発明におけるモータが、冷凍空調システムを構成する圧縮機を駆動するものであり、前記圧縮機がレシプロ構成であるものであり、モータが冷凍空調システムを構成する圧縮機を駆動するもので、圧縮機が慣性モーメント（イナーシャ）が大きいレシプロ型の構成である場合、整流回路のコンデンサが小容量である故にインバータの入力電圧に大きなリプルを含む場合でも、モータの回転ムラによる振動増大や騒音増大等の影響を受けず、大容量の平滑コンデンサを整流回路に使用したモータ駆動装置と同等の振動・騒音で有りながら、モータ駆動装置の小型・低コストの圧縮機駆動システムを提供することが可能である。

請求項５に記載のモータ駆動装置の発明は、請求項４に記載の発明における圧縮機の冷媒が、Ｒ６００ａであるものであり、冷凍空調システムの冷媒が、冷凍能力が低いＲ６００ａである場合、所定の冷凍能力を確保するためには、圧縮機のピストンが大きくなることからモータの慣性モーメント（イナーシャ）がＲ１３４ａ等の冷凍能力が高い冷媒を使用した圧縮機より大きくなり、入力リプル電圧の影響をさらに受けにくく、小容量コンデンサ駆動において非常に安定した駆動が実現できる。

請求項６に記載のモータ駆動装置の発明は、請求項１から請求項５に記載の発明において、インバータを構成するスイッチング素子が、シリコンカーバイトをベースとしたものである。

請求項７に記載の冷蔵庫の発明は、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のモータ駆動装置を有するものであり、モータ駆動装置が、冷蔵庫の冷却システムを構成する圧縮機を駆動する場合、冷蔵庫の冷却状態は１日の大半で扉開閉等無く庫内が安定した冷却状態にあり、圧縮機（即ちモータ）は低回転で運転していることから、電界効果トランジスタで構成されたインバータとすることで、圧縮機の低速時の効率を上げることができ、低消費電力量の冷蔵庫を提供することができる。また回路の小型化により同一外観で庫内の容量を大きくすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照にしながら説明するが、従来例または先に説明した実施の形態と同一構成については同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。なお、本実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図であり、図２は本発明の実施の形態１における圧縮機の断面図を示している。

図１において、交流電源１は整流回路２に接続している。整流回路２は、ブリッジ接続された４個のダイオード３ａ〜３ｄと、小容量のコンデンサ４で構成され、ブリッジ接続されたダイオード３ａ〜３ｄで全波整流した電圧を小容量コンデンサ４に入力する。なお小容量コンデンサ４は、１μＦの積層セラミックコンデンサである。

積層セラミックコンデンサは、近年高耐圧で大容量のコンデンサがチップで実現できるようになってきている。従来このコンデンサには、主には大容量(２００Ｗ出力の場合には数百μＦ)の電解コンデンサが使われていたため、これにより非常に小型の駆動装置が実現できることになる。

さらに電解コンデンサは、使用周囲温度や経年劣化等による容量抜けによる寿命を考慮する必要があるが、本実施の形態では、電解コンデンサを使用しないことで、装置の信頼性を向上することができる。

また、従来、このコンデンサは、一般的には、インバータ５の出力容量（ＷまたはＶＡ）や駆動装置全体の入力容量（ＷまたはＶＡ）から、直流電圧のリプル含有量やリプル電流による平滑用コンデンサの耐リプル電流の特性などからコンデンサの容量を決定する。これらの条件を加味して、一般的には２〜４μＦ／Ｗ程度の容量を確保する。

すなわち２００Ｗの出力容量の場合は、４００〜８００μＦ程度の電解コンデンサを使用していた。これに対し、本実施の形態１では、コンデンサ４には０．１μＦ／Ｗ以下の容量を持つコンデンサを使用する。すなわち２００Ｗの出力容量の場合は２０μＦ以下のコンデンサを使用することとする。

インバータ５は、インバータの出力が低出力時ほど低損失なスイッチング素子５ａ〜５ｆと、逆向きに接続されたダイオード５ｇ〜５ｌをセットにした回路を、６回路３相ブリッジ接続している。なお本実施の形態ではＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を使用している。

モータ６は、インバータ５の３相出力により駆動される。モータ６の固定子には３相スター結線された巻線が施され、この巻き方は集中巻であっても、分布巻であっても構わない。また回転子は希土類永久磁石を有しており、その配置方法は表面磁石型（ＳＰＭ）でも磁石埋め込み型（ＩＰＭ）であっても構わず、また永久磁石はフェライト系磁石でもでも構わない。

なお、本実施の形態１のモータ６は、回転子に永久磁石を配置したブラシレスＤＣモータとしているが、モータ固定子の相対位置を電流検出により検出する場合、インダクションモータであっても、シンクロナスリラクタンスモータであっても構わない。

本実施の形態１において、永久磁石には希土類系磁石を用いることで、マグネット使用重量をフェライト系磁石と同量使用する場合、モータ効率を向上することができ、またフェライト系磁石を用いたモータと同等性能のモータとする場合は、マグネット重量を低減することが出きるためモータ重量を軽量化する事ができる。

圧縮要素７は、モータ６の回転子の軸に接続され、冷媒ガスを吸入し、圧縮して吐出する。このモータ６と圧縮要素７とを同一の密閉容器８に収納し、圧縮機９を構成する。圧縮機９で圧縮された吐出ガスは、凝縮器１０、減圧器１１、蒸発器１２を通って圧縮機９の吸い込みに戻るような冷凍空調システムを構成する。

なお、本実施の形態において、冷凍空調システムは冷蔵庫の庫内１３を蒸発器１２により冷却する構成としている。尚、凝縮器１０では放熱、蒸発器１２では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。必要に応じて凝縮器１０や蒸発器１２に送風機などを使い、熱交換をさらに促進することもある。

図２において、密封容器８内には、オイル１４を貯溜すると共にＲ６００ａの冷媒１５が封入され、固定子１６と回転子１７からなるブラシレスＤＣモータ６、およびこれによって駆動される圧縮要素７がスプリング等により弾性的に指示されており、モータ６の回転による振動が圧縮機外部に漏れにくい構成となっている。

圧縮要素７は回転子１７が固定された主軸部１８および偏芯軸部１９から構成されたクランクシャフト２０の主軸部１８を軸支するとともに圧縮室２１を有するシリンダ２２と、圧縮室２１内で往復運動するピストン２３と、偏芯軸部１９とピストン２３を連結する連結手段２４を備え、レシプロ型の圧縮機構を構成している。

従って、本実施の形態においては、インバータの入力電圧に大きなリプルを含む場合でも、イナーシャが大きいレシプロ型圧縮機の特徴と構造から、リプルによる振動および振動に伴う騒音が圧縮機外部に漏れにくくなっている。

尚、本実施の形態１では、Ｒ１３４ａ冷媒と比較して冷凍能力の低いＲ６００ａを用いているので、Ｒ１３４ａ用圧縮機より圧縮室容積を大きくする必要があり、ピストンが大型化する。従って、モータイナーシャが増大するため、整流回路のコンデンサを非常に小さい容量としても、インバータ入力に大きなリプル電圧を含んだ場合も振動および騒音の影響をさらに受けにくくなり、システムの小型化・低コスト化が実現できる。

図１において、位置検出手段２５は、モータ６の誘起電圧またはモータ電流からモータ６の回転子１７の回転位置を検出する。本実施の形態１では、誘起電圧から回転子の回転位置を検出する方法であり、インバータ５は１２０度通電の矩形波ＰＷＭインバータとし、常時通電されていない相から誘起電圧のゼロクロス点を検出し、回転位置を検出する方法について説明するが、通電角１２０度以上、１８０度以下の任意の波形を生成し、モータ電流から回転子の相対位置を検出する駆動方式であっても構わない。

位置推定手段２６は、位置検出手段２５が正常に位置検出しているときは、その検出タイミングの時間測定を行っている。このタイミング時間をベースに位置推定を行い駆動出力を出している。電圧検出手段２７は、コンデンサ４の両端電圧を検出し、その電圧値があらかじめ設定された所定値より大きいか小さいか判断を行う。切換手段２８は、電圧検出手段２７の出力を入力とし、位置検出手段２５と位置推定手段２６のいずれかを選択し出力する。

転流手段２９は、切換手段２８の出力を入力とし、インバータ５の６個のＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦを制御するものである。回転数検出手段３０は、切替手段２８の出力（即ち、位置検出手段２５または位置推定手段２６の出力）からモータ６の現在の駆動速度を検出する。

回転数指令手段３１は、外部からの入力情報等（例えば温度情報や、スイッチ入力等）からモータ６の駆動すべき回転数を決定する。速度制御手段３２は回転数指令手段３１で決定した指令回転数と、回転数検出手段３０で検出した現在のモータの駆動回転数との差により、実際の駆動回転数を、指令回転数に近づけるようにＰＷＭデューティ制御やモータ電流制御により速度制御を行う。

尚、速度制御手段３２でのモータ駆動回転数制御において、ベクトル制御を実施することで、負荷状態や運転状態等により最高トルク制御、最高効率制御、弱め磁束制御等を行うことも可能である。

インバータ制御部３３は、位置検出手段２５、位置推定手段２６、電圧検出手段２７、切換手段２８、転流手段２９、回転数検出手段３０、速度制御手段３２により構成され、モータ６をインバータで駆動する為の制御を行う。

以上のように構成されたモータの駆動装置についてその動作を説明する。

交流電源１は、整流回路２のブリッジ接続されたダイオード３ａ〜３ｄで全波整流されるが、コンデンサ４は従来に比べて非常に小容量であるため、その出力電圧（コンデンサ４の両端の電圧）は平滑されず、大きなリプルを持ったものとなる。

位置検出手段２５は、誘起電圧またはモータ電流からモータ６の回転子の回転位置を検出するものであるから、整流ブリッジ３の出力電圧が低い時、所望の電圧または電流が十分に確保できないためその位置検出は不可能となる。

一方、位置推定手段２６は、位置検出手段２５の位置検出のタイミングを常に検出しており、位置検出信号が入力されなかった場合、前のタイミングと同一のタイミングで位置推定信号を出力する。

電圧検出手段２７で検出したコンデンサ４の両端の電圧が、あらかじめ設定された所定値（本実施の形態１では５０Ｖとする）より高ければ、切換手段２８は位置検出手段２６の信号を選択・切換し、転流手段２９に出力する。逆に所定値より低ければ切換手段２８は位置推定手段２６の信号を選択・切換し、転流手段２９に出力する。

ここで図は省略しているが、コンデンサ４の両端電圧が変化するのを電圧検出手段２７で検出し、出力のＰＷＭ制御のデューティにフィードフォワード制御を行い、インバータ５の出力の電圧または電流を一定にするように制御を行う。

すなわち、速度制御で得られた基底デューティに対しコンデンサ４の両端電圧が高い場合はデューティを低くし、逆に低い場合はデューティを高くすることによって出力の電圧または電流を調整することにより、モータ６を滑らかに駆動する。

次に、コンデンサ４の両端の電圧波形について、図３および図１を用いて説明する。図３は本発明の実施の形態１におけるコンデンサ４の電圧波形を示すタイミング図である。

図３において、縦軸には電圧を示し、横軸は時間を示す。また交流電源１は１００Ｖ５０Ｈｚの交流電源とした。

点線Ａは、非常に負荷電流が小さい（ほとんど電流は流れていない）時の状態で、コンデンサ４の充電電荷がほとんど使われず電圧の低下はほとんどない。ただし、ここでいう負荷電流は整流回路２の出力電流、すなわちインバータ５への入力電流であるものとする。平均電圧は１４１Ｖであり、リプル電圧は０Ｖ、リプル含有率は０％である。なお、リプル電圧およびリプル含有率は次式の通り定義するものとする。

次に、負荷電流を大きくしていくと、コンデンサ４の充電電荷が使われ、一点鎖線Ｂに示すように瞬時最低電圧が低下してくる。ただし、電源電圧から決まる瞬時最高電圧は１４１Ｖで変わらない。一点鎖線Ｂに示す場合、瞬時最低電圧は４０Ｖであるので、平均電圧が約１１２Ｖであり、リプル電圧は１０１Ｖ、リプル含有率は９０％となる。

更に負荷電流を大きくしていくと、コンデンサ４には、ほとんど充電電荷が蓄えられず、実線Ｃに示すように瞬時最低電圧がほとんど０Ｖまで低下してくる。ただし、電源電圧から決まる瞬時最高電圧は１４１Ｖで変わらない。実線Ｃに示す場合、瞬時最低電圧は０Ｖであるので、平均電圧が約１００Ｖであり、リプル電圧は１４１Ｖ、リプル含有率は１４１％となる。

このようにコンデンサ４が小容量の場合、負荷電流を取り出すとほとんど平滑されず入力の交流電源１を全波整流した波形となる。

次に、負荷電流と瞬時最低電圧、リプル含有率との関係について、図４を用いてさらに詳しく説明する。図４は本実施の形態１における負荷電流と瞬時最低電圧・リプル含有率を示す特性図である。

図４において、横軸は負荷電流であり、縦軸は瞬時最低電圧とリプル含有率を示す。また、実線は瞬時最低電圧の特性を、点線はリプル含有率の特性をそれぞれ示す。

図３において説明を行った点線Ａに示す電流波形の時は負荷電流０Ａであり、瞬時最低電圧１４１Ｖ、リプル含有率０％である。また、一点鎖線Ｂに示す電流波形の時は負荷電流０．２５Ａであり、瞬時最低電圧４０Ｖ、リプル含有率９０％である。また実線Ｃに示す電流波形の時は負荷電流０．３５Ａであり、瞬時最低電圧０Ｖ、リプル含有率１４１％である。０．３５Ａ以上の電流においては瞬時最低電圧、リプル含有率ともに変化はしない。

本発明の実施の形態１におけるモータの駆動装置では、実使用範囲は負荷電流０．２５Ａ以上１．３Ａ以下であるものとする。実使用範囲においては、リプル含有率は常に９０％以上であるような小容量のコンデンサ４を選定している。

本実施の形態１においては、前述したように５０Ｖ以下において位置検出ができない状態であり、その結果、実使用範囲のいずれにおいても位置検出が不可能な部分を含まれることとなる。

次に、図１における動作を更に詳しく図５と図１とを用いて説明する。図５は、本実施の形態１におけるインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。

まずＳＴＥＰ１において、電圧検出手段２７で直流電圧Ｖｄｃを検出する。ここでいう直流電圧Ｖｄｃはコンデンサ４の両端電圧である。次にＳＴＥＰ２において、位置検出ができなくなる電圧の所定値５０Ｖと比較し、５０Ｖ未満であれば、ＳＴＥＰ３に進む。

ＳＴＥＰ３において、切換手段２８は位置推定手段２６を選択し、切り換える。位置推定手段２６では、ＳＴＥＰ４に示すように、位置検出信号が前の変化から一定時間経過したかどうかを判断する。この一定時間は位置検出によりあらかじめ決められた時間であり、回転数によりその時間は変化するものである。

一定時間が経過していなければ、そのまま通過・完了し、一定時間が通過していれば、ＳＴＥＰ５に進み、転流すなわち位置検出を行ったものとしてインバータ５のスイッチング素子を転流手段２９で切り換える動作を行う。

また、ＳＴＥＰ２において、位置検出ができなくなる電圧の所定値５０Ｖと比較し、５０Ｖ以上であれば、ＳＴＥＰ６に進む。ＳＴＥＰ６において、切換手段２８は位置検出手段２５を選択し切り換える。位置検出手段２５では、ＳＴＥＰ７に示すように、位置検出信号が前の変化から状態が変化したかどうかを判断する。

ＳＴＥＰ７で状態が変化していなければ、そのまま通過・完了し、状態が変化していれば、ＳＴＥＰ８に進み、転流すなわち位置検出を行ったものとしてインバータ５のスイッチング素子を転流手段２９で切り換える動作を行う。

これらの動作を一定時間内に繰り返すことにより、常に電圧検出手段２７で直流電圧の状態を検出し、その状態によって位置検出手段２５と位置推定手段２６との信号を切換手段２８で切り換えることができ、直流電圧の低い位置検出ができない状態においても転流動作を行うことができ、運転を継続することができる。

以上説明した動作を行った場合の波形について、さらに図６と図１を用いて説明する。図６は、本実施の形態１の各部の波形を示すタイミング図である。図６において、（Ａ）は直流電圧であり、コンデンサ４の両端の電圧である。（Ｂ）は電圧検出であり、電圧検出手段２７の出力である。電圧検出手段２７では、（Ａ）の直流電圧を所定電圧（本実施の形態１では５０Ｖ）と比較した結果を出力し、５０Ｖ以上であればＨｉｇｈレベルを、５０Ｖ未満であればＬｏｗレベルの信号を出力する。図６においては時間Ｔ６，Ｔ７において直流電圧が５０Ｖ以下である場合を示す。

（Ｃ）は位置検出であり、位置検出手段２５の出力を示す。また、（Ｄ）は位置推定であり、位置推定手段２６の出力を示す。直流電圧が５０Ｖ以上の時は位置検出が可能で図６の時間Ｔ１〜Ｔ５、Ｔ８〜Ｔ１２の区間では位置検出を正常な状態で行うことができる。

一方、図６の時間Ｔ６，Ｔ７では、直流電圧が５０Ｖ未満であるので位置検出手段２５からの位置検出信号が出てこない。または出てきたとしてもタイミングの全く合っていない誤動作を引き起こす信号が発生する可能性が高い。

そこで時間Ｔ６，Ｔ７においては転流に位置推定手段２６の信号を使用する。位置推定手段では前の転流のタイミングＴ５からの時間を計測しており、あらかじめ決められた所定時間が経過すると時間Ｔ６のタイミングで転流を行う。また同様に時間Ｔ７でも時間Ｔ６から所定時間経過後に転流を行う。ここでいう所定時間は正常に位置検出ができている時間、例えば時間Ｔ４〜Ｔ５間の時間を測定し、所定時間としている。

以上のように、時間Ｔ１〜Ｔ５および時間Ｔ８〜Ｔ１２においては、切換手段２８は位置検出手段２５の出力を選択し出力する。また時間Ｔ６，Ｔ７においては、切換手段２８は位置推定手段２６の出力を選択し出力する。切換手段２８の出力は、転流手段２９に入力され、転流手段２９ではインバータ５の６個のスイッチング素子を、図６の（Ｅ）〜（Ｊ）に示すようにＯＮ／ＯＦＦさせる。尚、図６においてはＨｉｇｈレベルがＯＮ、ＬｏｗレベルがＯＦＦとする。

インバータ５の出力電圧波形の一例として、図６（Ｋ）にＵ相電圧を示す。出力の最大電圧は直流電圧により規制され、Ｕ相電圧の包絡線（破線で示す）は（Ａ）の直流電圧に一致する。

前述した通り、直流電圧の電圧レベルによりＰＷＭ制御のデューティを変更しているので、図６（Ｋ）に示すとおり、電圧の低いところ（例えば時間Ｔ５〜Ｔ６間）ではデューティを高くし、電圧の高いところ（例えば時間Ｔ１１〜Ｔ１２間）ではデューティを低くしている。これにより電圧変動による電流の不安定を未然に防止する。

図７は本実施の形態１におけるスイッチング素子の特性を示したものである。図７の横軸はスイッチング素子に流れる電流を示し、縦軸はスイッチング素子オン時の素子による電圧降下を示している。従って、グラフの傾きが小さいほどスイッチング素子による電圧降下が小さい、即ち素子による損失が少ないことになる。

図７において、実線（Ａ）と点線（Ｂ）は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の特性を示し、一点鎖線（Ｃ）は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）の特性を示している。

図７に示すように、ＩＧＢＴはバイポーラトランジスタの特徴から、半導体のＰＮ接合を介して電流を流すために、接合部の電圧降下（約０．７Ｖ）が発生する。しかし、ＦＥＴは導通時にＰＮ接合を介さないため、素子に流れる電流が小さければ素子による電圧降下は０Ｖに近づく。図７の実線（Ａ）と一点鎖線（Ｃ）はＦＥＴおよびＩＧＢＴにおいて、同一の耐圧（ＦＥＴではドレイン・ソース間電圧、ＩＧＢＴではコレクタ・エミッタ間電圧）、定格電流（ＦＥＴではドレイン電流、ＩＧＢＴではコレクタ電流）の素子であり、ある一定の電流までＦＥＴはＩＧＢＴより電圧降下が少なく、スイッチング素子による損失が少ないといえる。

特許文献１に示されているような倍電圧整流をインバータの入力とする場合、ＡＣ１００Ｖの交流電源では、一般的に５００Ｖ程度の耐圧素子を使用する。本実施の形態１では整流回路のコンデンサ容量を小容量化しているため、倍電圧整流を行うことが出来ず、インバータ入力はＡＣ１００Ｖの全波整流入力となりスイッチング素子の耐圧は２５０Ｖ程度でよい。しかし所定の出力を得るためには倍電圧整流での駆動時の２倍の電流が流れることになる。従って本実施の形態１では定格電圧１／２、定格電流２倍の素子を選定している。図７の点線（Ｂ）が本実施の形態１で選定した素子の特性である。

図７に示す特性において、倍電圧整流した電圧をインバータに入力してモータを駆動するとき、出力電流Ｉ１の時、ＦＥＴとＩＧＢＴの電圧降下（即ち損失）は同等である。しかし、インバータ入力を全波整流とした時、倍電圧整流時と出力を得るためにはインバータの出力電流が約２倍（Ｉ１×２）となり、このとき点線（Ｂ）に示す特性の素子は、ＩＧＢＴと比較して、スイッチング素子による電圧降下（損失）は少なく、出力電流がＩ２まで倍電圧整流でＩＧＢＴを使用したモータ駆動装置より損失を低減できる。

即ち、実使用における負荷を考慮し、最適なスイッチング素子の選定により倍電圧整流の電圧をインバータに入力してモータを駆動するシステムよりインバータ効率の高いモータ駆動システムと、整流回路を全波整流としコンデンサを小容量とすることで小型低コスト化が実現できる。

また、全ての回転数で全波整流によりモータ６を駆動することは、低回転時のモータ鉄損増加でモータ効率の低下が伴うが、スイッチング素子の損失低減による回路効率アップで、モータ６の回転数により倍電圧整流と全波整流とを切り替えるモータ駆動システムとトータル効率で同等以上の効率を確保することができる。

従って低出力時ほど損失低減効果が大きいことから、本実施の形態１のモータ駆動装置は、低出力を重視する機器への使用が非常に適している。

また、本構成では、整流回路２のコンデンサの容量が非常に小さいことから、交流電源の電流に高調波成分を抑制する事になり、高調波対応のためのリアクタ等高調波対応回路が不要または小型化する事が可能であり、さらなる装置の小型化が実現できる。

次に、本実施の形態１のモータ駆動装置で冷蔵庫用圧縮機を駆動する場合について説明する。図８は冷蔵庫の２４時間における扉開閉回数を示したものである。

図８から冷蔵庫の扉開閉は家事の時間帯に集中しいることが分かる。従って冷蔵庫は１日の殆どが扉開閉なく安定した冷却状態であり、圧縮機は低回転で運転し、庫内の冷却状態を保っている。このことから冷蔵庫の消費電力を低減するためには、圧縮機の低回転での効率を上げることが重要である。

本実施の形態１のモータ駆動装置は、前述のように出力電流が小さいとき、スイッチング素子の損失低下でインバータ効率が上がるため、冷蔵庫の消費電力を低減することができる。さらにコンデンサの小容量化による整流回路のコンパクト化と高調波対応回路の廃止または小型化で、モータ駆動装置の小型化が図れ、同一外観の冷蔵庫でも庫内容積を大きくすることができる。

以上のように本発明のモータ駆動装置は、平滑コンデンサを大幅に小容量化したことで大きなリプルを含む電圧をインバータに入力した場合でも、位置検出センサなしでモータは停止することなく安定駆動出来る上に、従来のモータ駆動システムと同等以上の効率を確保できる小型、低コスト化が図れることから、ＡＶ機器（特に小型機器）などのモータが非常に小さくてセンサをつけることが困難な場合や回路を非常に小型化したい場合などの用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 本発明の実施の形態１における圧縮機の断面図 本発明の実施の形態１におけるコンデンサ４の電圧波形を示すタイミング図 本発明の実施の形態１における負荷電流と瞬時最低電圧・リプル含有率を示す特性図 本発明の実施の形態１におけるインバータ制御部の動作を示すフローチャート 本発明の実施の形態１における各部の波形を示すタイミング図 本発明の実施の形態１におけるスイッチング素子の特性図 本発明の実施の形態１における冷蔵庫の２４時間における扉開閉回数を示すグラフ 特許文献１における従来のモータ駆動装置のブロック図 特許文献２における従来のモータ駆動装置のブロック図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
４ コンデンサ
５ インバータ
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ スイッチング素子
６ モータ
９ 圧縮機
１５ 冷媒
３３ インバータ制御部

Claims (7)

1. 実効電圧が１４０Ｖ以下の交流電源と、前記交流電源を入力として全波整流をする小容量のコンデンサを持つ整流回路と、前記整流回路の出力を入力とするインバータと、前記インバータにより駆動されるモータと、前記インバータを制御するインバータ制御部とを備え、前記インバータを構成するスイッチング素子は電界効果トランジスタで構成されていることを特徴としたモータ駆動装置。
2. モータは、回転子に永久磁石を有するブラシレスＤＣモータである請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 回転子の永久磁石は、希土類磁石である請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. モータは、冷凍空調システムを構成する圧縮機を駆動するものであり、前記圧縮機はレシプロ構成である請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
5. 圧縮機の冷媒は、Ｒ６００ａであることを特徴する請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. インバータを構成するスイッチング素子は、シリコンカーバイトをベースとした請求項１から請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のモータ駆動装置を有する冷蔵庫。

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