JP2006246676A - 電力変換装置、この電力変換装置を用いた自励式無効電力補償システム及び電力供給システム - Google Patents

Abstract

【課題】
高電圧化、大容量化と共に、低損失且つ高性能を実現することができる電力変換装置を提供することである。
【解決手段】
直流電圧を３相交流電圧に変換して、各相にパルス幅変調制御された３レベルの電圧を出力する３相３レベルインバータ回路１１と、前記３相３レベルインバータ回路１１の出力側の各相それぞれにおいて、前記３相３レベルインバータ回路１１のそれぞれの相の出力に直列に接続され、単相電圧を出力する電源回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃと、前記３相３レベルインバータ回路１１及び前記電源回路１２ａ、１２ｂ、１２ｃを制御して、それらの出力電圧の合計値として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置７と、を備えた電力変換装置。
【選択図】図１

Description

この発明は、直流電圧を３相交流電圧に変換して出力する電力変換装置及びこの電力変換装置を用いた自励式無効電力補償システムや電力供給システムに関するものである。

従来、高電圧で大容量用途の電力変換装置を、低損失に実現するための研究がなされている。そして例えば特許文献１に示すような、３レベルインバータ装置は高電圧の直流電源との組み合わせが容易であり、電力変換装置の高圧化や大容量化に適している。ところが、この３レベルインバータ装置は、系統連系のように出力電圧に高い品質を求められる場合には、多パルス化、すなわち電力変換装置を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング回数を増やす必要があるが、これにより半導体スイッチ素子による電力損失が増加し、高効率化を図ることができないという問題がある。

一方、例えば特許文献２に示すように、単相インバータ装置を直列に接続した回路を３相分用いる方法は、単相インバータの直列数を増やすほど出力電圧が正弦波に近づき、より少ないパルス数でも高品質な出力電圧が得られる。ところがこの方法は、インバータ毎に直流電源が絶縁されていなければならないため、インバータの数だけ独立した直流電源を設置する必要がある。そしてさらに、それぞれの直流電源がエネルギを出力する機能が必要なため、直流電源システムが大規模化するという問題がある。
特開２０００−１６６２５２ 特開２０００−０５０６４３

そこで本発明は、上記問題点を一挙に解決するためになされたものであり、高効率且つ高性能を実現することができる高電圧・大容量電力変換装置を提供することをその主たる所期課題とするものである。

すなわち本発明に係る電力変換装置は、直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、前記３相３レベルインバータ回路の出力側の各相それぞれに直列に接続され、単相交流電圧を出力する電源回路と、前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備えたことを特徴とするものである。

このようなものであれば、３相３レベルインバータ回路を用いているので、高電圧化及び大容量化に適すると共に、目標電圧と３相３レベルインバータ回路とからの出力電圧との差の電圧を、電源回路に補正させるようにしているので、３相３レベルインバータ回路を多パルス化することなく高品質な電圧を出力できるため、３相３レベルインバータ回路のみを用いたシステムと比べ、高性能化、高効率化を図ることができる。

本発明の効果を一層顕著にするための具体的な実施の態様としては、前記電源回路が、単相インバータと直流電源を組み合わせた回路を、単相インバータの出力側で１乃至複数組を直列に接続して構成されるものであり、当該単相インバータが、前記制御装置によりパルス幅変調制御されるものであることが望ましい。

前記制御装置が、前記電力変換装置より出力される電圧の零相電圧成分のうち、第３次高調波の波高値を調整して、前記３相３レベルインバータ回路からの出力電圧のパルス幅を変更することにより、前記３相３レベルインバータ回路が出力するエネルギと前記電源回路が出力するエネルギとの比を制御するものであることが望ましい。

前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路からの出力電圧のパルス幅を変更することにより、前記電源回路の出力エネルギの累積値を可及的にゼロにするものであることが考えられる。

また、本発明に係る自励式無効電力補償システムは、電力系統に接続され、その電力系統に無効電力を供給することにより、当該電力系統の電圧調整や負荷の力率改善を行う自励式無効電力補償システムであって、コンデンサに充電された直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、前記３相３レベルインバータ回路の出力側のそれぞれの相に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサとは異なるコンデンサ、及び当該コンデンサに充電された直流電圧をパルス幅変調制御された単相交流電圧に変換して出力する単相インバータからなる回路を、２組直列に接続して構成された電源回路と、前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電エネルギと、前記電源回路のコンデンサの充電エネルギとの合計が所望の値となるようにし、且つ前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサと、前記電源回路の２つのコンデンサとの充電電圧の比を４：４：２：１の関係に維持するように、前記３相３レベルインバータ回路及び前記電源回路を制御するものである。

このようなものであれば、本発明に係る電力変換装置の効果により、３相３レベルインバータ回路を多パルス化することなく高品質な電圧を出力できるため、高電圧・大容量の自励式無効電力補償システムを、高性能且つ高効率に提供することができる。

また、自励式無効電力補償システムからの出力電圧を多段階にすることにより、当該システムを高性能とするためには、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサと、前記電源回路のコンデンサとの電圧比としては、５：５：２：１あるいは６：６：２：１であっても良い。

さらに、本発明に係る電力変換装置を用いた電力供給システムは、電力系統に接続され、その電力系統に対して電力を入出力する電力供給システムであって、コンデンサに充電された直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、前記コンデンサに並列に接続され、直流電圧を出力する直流電源と、前記３相３レベルインバータ回路の出力側のそれぞれの相に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサとは異なるコンデンサ、及びこのコンデンサに充電された直流電圧をパルス幅変調制御された単相交流電圧に変換して出力する単相インバータからなる回路を、２組直列に接続して構成された電源回路と、前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備え、前記直流電源から出力される電圧が、前記電力系統の定格電圧の波高値との比が概ね１２／７であり、前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電エネルギと、前記電源回路のコンデンサの充電エネルギとの合計が所望の値となるようにし、前記所望の３相交流電圧の零相電圧成分のうち、第３次高調波の波高値を調整して、前記３相３レベルインバータ回路からの出力電圧のパルス幅を変更することにより、前記３相３レベルインバータ回路が出力するエネルギと前記電源回路が出力するエネルギとの比を制御するものであり、且つ前記直流電源から出力される直流電圧と、３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電電圧と、前記電源回路の２つのコンデンサの充電電圧との比を１２：６：６：２：１の関係に維持するように、前記３相３レベルインバータ回路及び前記電源回路を制御することを特徴とする。

このようなものであれば、本発明に係る電力変換装置の効果により、３相３レベルインバータ回路を多パルス化することなく高品質な電圧を出力できるため、高電圧・大容量の電力供給システムを、高性能且つ高効率に提供することができる。

また、このようなものであれば、本発明を用いて３相３レベルインバータ回路から出力される電圧のパルス幅を調整することにより、３相３レベルインバータ回路の出力電力を、所望の出力電力に可及的に近づけることができる。すなわち、前記電源回路から出力される電力を可及的にゼロに近づけることができ、前記電源回路の直流電源において、エネルギの充電・回生するための補助回路を省略、もしくは極小化できる。したがって、３相３レベルインバータ回路以外のインバータには、大規模な直流電源を配置する必要がなくなり、単相インバータのみを直列に接続し、それぞれに相当規模の直流電源を配置する方法と比べ、小型・低コストな電力供給システムを提供することができる。

このように構成した本発明によれば、３相３レベルインバータ回路を用いているので、高電圧化及び大容量化に適すると共に、目標電圧と３相３レベルインバータ回路とからの出力電圧との差の電圧を、電源回路に補正させるようにしているので、３相３レベルインバータ回路を多パルス化することなく高品質な電圧を出力できるため、３相３レベルインバータ回路のみを用いたシステムと比べ、高性能化、高効率化を図ることができる。

さらに、本発明に係る電力変換装置を、高電圧・大容量の自励式無効電力補償システムや、負荷平準化、停電対策、直流送電等を目的とした高電圧・大容量の電力供給システムに適用することにより、高性能且つ高効率なシステムを提供することができる。

＜第１実施形態＞

次に、本発明に係る電力変換装置１を自励式無効電力補償システムＳＳに用いた場合の第１実施形態ついて図面を参照して説明する。

本実施形態の自励式無効電力補償システムＳＳは、図１に示すように、３相交流電源２と３相交流負荷３とを含む、ａ相３１、ｂ相３２及びｃ相３３からなる３相交流電力系統において、３相交流負荷３と並列に３相交流電源２に接続され、当該電力系統に無効電力を供給することにより、当該電力系統の系統電圧Ｖｔｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）が目標電圧Ｖ_ｒｅｆとなるよう調整を行うものである。そして、後述するように、３相３レベルインバータ回路１１及び電源回路１２ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の単相インバータ回路１２１ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）、１２２ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）に接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）、Ｃ４ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）、Ｖｌｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の比を４：４：２：１に維持するよう制御し、例えば図２に示すように、所定のタイミングで動作させ、所望の無効電力を出力し系統電圧Ｖｔｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の調整を行う。

なお、以下では前記の添字ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）を省略した際には、ａ相、ｂ相、ｃ相とも共通に成り立つ、または必要な事項として取り扱う。

この自励式無効電力補償システムＳＳの構成は、電力変換装置１と、連系リアクトルＸ_ＳＶＧと、後述するコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌを測定するためのコンデンサ電圧測定手段５と、系統電圧Ｖｔを測定するための系統電圧測定手段６と、それらからの測定データに基づいて出力電圧Ｖ_ＳＶＧの波高値と位相を調整するための制御装置７と、を備えている。なお、図１においては、コンデンサ電圧測定手段５と、系統電圧測定手段６と、制御装置７とは省略している。

以下にこれらについて詳述する。

電力変換装置１は、直流電圧を３相交流電圧に変換して、各相に３レベルの電圧を出力する３相３レベルインバータ回路１１と、前記３相３レベルインバータ回路１１の出力側の各相それぞれにおいて、前記３相３レベルインバータ回路１１に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路１１からの出力電圧Ｖ_１１と所望の電圧Ｖ_ＳＶＧとの差分の電圧を出力する電源回路１２と、前記３相３レベルインバータ回路１１及び前記電源回路１２を制御して、所望の電圧Ｖ_ＳＶＧを出力させる制御装置７とを備えている。

３相３レベルインバータ回路１１は、コンデンサＣ１もしくはＣ２の直流電圧を３相交流電圧に変換して出力するものであり、４つ直列に接続された半導体スイッチ素子１１１と、その半導体スイッチ素子１１１にそれぞれに逆並列接続されたダイオード１１２と、４つ直列に接続された半導体スイッチ素子１１１の内側の２つの半導体スイッチ素子に並列接続された２つのダイオードＤ１、Ｄ２とからなる３レベルインバータ回路１１０と、を備えている。そして、ダイオードＤ１とダイオードＤ２との相互接続点Ｎ１がコンデンサＣ１、Ｃ２の相互接続点（中性点）Ｎ２に接続されている。本実施形態では半導体スイッチ素子１１１として、自己消弧能力を有するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いている。この３相３レベルインバータ回路１１は、後述する制御装置７により、ゲートへの駆動信号によりオンオフ制御され、動作パターン（スイッチパターン）が制御されるようにしている。

電源回路１２は、単相インバータ回路１２１、１２２を直列に接続して構成したものである。単相インバータ回路１２１、１２２は、コンデンサＣ３、Ｃ４と、単相インバータＩ１、Ｉ２と、からなる。

単相インバータＩ１、Ｉ２は、半導体スイッチ素子とそれに逆並列されたダイオードから構成したフルブリッジインバータであり、コンデンサＣ３、Ｃ４に接続して、そのコンデンサＣ３、Ｃ４の直流電圧を交流電圧に変換して各相に出力するものである。半導体スイッチ素子として、前記３相３レベルインバータ回路１１と同様に、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いている。この電源回路１２は、後述する制御装置７の回路制御部７４を用いて、ゲートへの駆動信号によりオンオフ制御され、動作パターン（スイッチパターン）が制御されるようにしている。

そして、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌは、後述する制御装置７により、電圧比が、Ｖｈ_１＝Ｖｈ_２＝２×Ｖｍ＝２×２×Ｖｌの関係となるように制御される。

なお、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４は、あらかじめ、図示しない初期充電回路により、それぞれ定格交流電圧の波高値の、概ね、６０［％］、６０［％］、３０［％］、１５［％］に充電されているものとする。例えば３相６．６ｋＶ交流系統への適用の場合には、順に０．６×６．６×√2／√3［ｋＶ］、０．６×６．６×√2／√3［ｋＶ］、０．３×６．６×√2／√3［ｋＶ］、０．１５×６．６×√2／√3［ｋＶ］、である。充電が完了すれば、前記初期充電回路は、図示しないスイッチにより前記コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４から電気的に切り離され、自励式無効電力補償システムＳＳの動作には、なんら影響を与えない。

コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４は、後述する制御装置７により、概ね４：４：２：１の電圧比に維持されているので、図２、図６及び図７に示すとおり、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンを選択の仕方により、正側７レベル、負側７レベル、零出力レベルの合計１５レベルの電圧Ｖ_ＳＶＧを出力することができる。以下では、出力電圧の昇順にレベル−７，レベル−６，…，レベル０，…，レベル７と呼ぶ。

なお、図６及び図７においては、電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌのみが表記されているが、これらはコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧である。また、表中の１、０、−１はそれぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４が接続された３レベルインバータ回路１１０及び単相インバータ回路１２１、１２２からの電圧出力の有無および出力電圧の極性を表す。

また図６には、同一レベルの電圧Ｖ_ＳＶＧを出力するにあたり３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンが複数通り記載されている場合があるが、このうちのどれを選択するかは、後述する。

系統電圧測定手段６は、系統電圧Ｖｔの波高値および位相を測定するものであり、その測定結果を示すデータを制御装置７に出力するものである。

コンデンサ電圧測定手段５は、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４に充電されている電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌを測定するためのものであり、その電圧測定データを制御装置７に出力するものである。

なお、系統電圧測定手段６およびコンデンサ電圧測定手段５は、ごく一般的なものであるため、構成の詳細な説明は省略する。

制御装置７は、図３に示すように、その機器構成はＣＰＵ７０１、メモリ７０２、入出力インターフェイス７０３、ＡＤ変換器７０４等を備えた汎用乃至専用のコンピュータであり、前記メモリ７０２の所定領域に記憶させた所定プログラムにしたがってＣＰＵ７０１、周辺機器等を協働させることにより、図４に示すように、受付部７１、出力電圧算出部７２、回路制御部７４等としての機能を発揮する。

受付部７１は、前述した各測定手段５、６からその測定データを受信して、出力電圧算出部７２および回路制御部７４に出力するものである。

出力電圧算出部７２は、受付部７１が受信した各測定データに基づいて、系統電圧Ｖｔを目標値Ｖ_ｒｅｆに制御するために自励式無効電力補償システムＳＳが出力すべき電圧Ｖ_ＳＶＧを算出し、その算出データを回路制御部７４に出力するものである。

具体的には、出力電圧算出部７２は、自励式無効電力補償システムＳＳが出力すべき電圧Ｖ_ＳＶＧを以下の式および図５のブロック線図により計算して、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２を制御する。

ここで、ωは電力系統の基本周波数、Ｖｐ_ＳＶＧは出力電圧Ｖ_ＳＶＧの波高値、φは系統電圧Ｖｔに対する出力電圧Ｖ_ＳＶＧの位相差である。

図５のブロック線図において、伝達関数Ｇ（ｓ）は目標電圧Ｖ_ｒｅｆと系統電圧Ｖｔの差が定常状態においてゼロとなるように波高値Ｖｐ_ＳＶＧを決定する。コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電エネルギの目標値Ｅ_ｒｅｆは、コンデンサＣ１、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧の合計Ｖｈ_１＋Ｖｍ＋Ｖｌ、およびコンデンサＣ２、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧の合計Ｖｈ_２＋Ｖｍ＋Ｖｌが、波高値Ｖｐ_ＳＶＧと等しくなるよう決定される。伝達関数Ｈ（ｓ）はコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電エネルギＥ_Ｃと目標値Ｅ_ｒｅｆの差が定常状態においてゼロとなるようにコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４に入出力する有効電力Ｐを決定する。そして、定数Ｋ_７による換算により、有効電力Ｐを自励式無効電力補償システムＳＳと電力系統との間でやりとりするための系統電圧Ｖｔと出力電圧Ｖ_ＳＶＧの位相差φが決定される。

なお図５において、Ｃ_１は、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の静電容量、Ｃ_３は、コンデンサＣ３の静電容量、Ｃ_４は、コンデンサＣ４の静電容量である。

以上のようにして、出力電圧算出部７２は、系統電圧Ｖｔおよびコンデンサ電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌの測定データより、系統電圧Ｖｔを目標値Ｖ_ｒｅｆに制御するための無効電力を電力系統に供給し、且つコンデンサ充電エネルギと初期充電エネルギとの差に応じて電力系統との間で有効電力の入出力を行い、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電エネルギＥ_Ｃが目標値Ｅ_ｒｅｆとなるように、すなわち前記電力系統とコンデンサＣ１、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧の合計Ｖｈ_１＋Ｖｍ＋Ｖｌ、およびコンデンサＣ２、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧の合計Ｖｈ_２＋Ｖｍ＋Ｖｌが、出力電圧Ｖ_ＳＶＧの波高値Ｖｐ_ＳＶＧと速やかに一致するように制御するための、出力電圧Ｖ_ＳＶＧを算出する。

回路制御部７４は、受信した出力電圧算出データ、図６の表、図７の表およびコンデンサ電圧測定データから、出力電圧Ｖ_ＳＶＧに最も近い値となるよう、出力レベルを選択する。

さらに回路制御部７４は、前記それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４間の充電電圧の比を所定の値（Ｖｈ_１：Ｖｈ_２：Ｖｍ：Ｖｌ＝４：４：２：１）に可及的に近づけるように、同一レベルの電圧Ｖ_ＳＶＧを出力するにあたり３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンが複数通り存在する中から、適切な動作パターンを選択し、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２に駆動信号を出力するものである。

具体例として、出力レベル１および出力レベル−１の電圧をＶ_ＳＶＧとして出力する場合の動作パターンの選択の方法を示す。ここで出力電流Ｉ_ＳＶＧは正極性とする。

［１］出力レベル１を出力するためのインバータ動作および充放電関係としては、図８に示すように、

（１−１）単相インバータ回路１２２より電圧Ｖｌを出力する。この際コンデンサＣ４は、放電する。

（１−２）単相インバータ回路１２１より電圧Ｖｍを出力、単相インバータ回路１２２より電圧−Ｖｌを出力する。この際コンデンサＣ３は放電し、コンデンサＣ４は充電される。

（１−３）３レベルインバータ回路１１０より電圧Ｖｈ_１を出力、単相インバータ回路１２１より電圧−Ｖｍを出力、単相インバータ回路１２２より電圧−Ｖｌを出力する。この際コンデンサＣ１は放電し、コンデンサＣ３およびコンデンサＣ４は充電される。

の３通りがある。

これらの充放電関係を活用し、例えば２Ｖｍ≧Ｖｈ_１＞４Ｖｌのタイミングで出力レベル１を出力する場合には、（１−２）の動作パターンを選択する。

［２］出力レベル−１を出力するためのインバータ動作および充放電関係は、図９に示すように、

（２−１）単相インバータ回路１２２より電圧−Ｖｌを出力する。この際コンデンサＣ４は充電される。

（２−２）単相インバータ回路１２１より電圧−Ｖｍを出力、単相インバータ回路１２２より電圧Ｖｌを出力する。この際コンデンサＣ３は充電され、コンデンサＣ４は放電する。

（２−３）３レベルインバータ回路１１０より電圧−Ｖｈ_２を出力、単相インバータ回路１２１より電圧Ｖｍを出力、単相インバータ回路１２２より電圧Ｖｌを出力する。この際コンデンサＣ１は充電され、コンデンサＣ３およびコンデンサＣ４は放電する。

の３通りがある。

これらの充放電関係を活用し、例えばＶｈ_２≦２ＶｍかつＶｈ_２≦４Ｖｌのタイミングで出力レベル−１を出力する場合には、（２−３）の動作パターンを選択する。

出力レベル±２、±３などにおいても同様であり、一般的に図６の表及び図７の表において、出力電流Ｉ_ＳＶＧと出力電圧Ｖ_ＳＶＧとが同じ極性の場合には、動作パターンが「１」の場合には、対応するコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４から放電し、「−１」の場合には、対応するコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４が充電される。なお、出力電流Ｉ_ＳＶＧと出力電圧Ｖ_ＳＶＧとが逆極性の場合は充放電関係が逆になる。さらに、この場合には、同じ出力レベルにおける動作パターンを選択するためのコンデンサ電圧条件の不等号の向きも反対になる。

以上の原理を用いて、回路制御部７４は、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンが複数存在する出力レベルにおいて、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４のそれぞれの充電電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌの状態が、コンデンサ電圧条件のいずれの関係に当てはまるかにより、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターン動作パターンを選択、つまり放電及び充電を決定する。そして、これにより、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌの比が調整可能となる。

次に、このように構成した本実施形態に係る自励式無効電力補償システムＳＳの動作を以下に述べる。

まず、自励式無効電力補償システムＳＳを起動すると、系統電圧測定手段６が系統電圧Ｖｔを測定し、コンデンサ電圧測定手段５がコンデンサ電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌを測定して、それぞれ測定データを制御装置７に出力する。そして、その測定データを制御装置７が受信して、回路制御部７４からの駆動信号に応じて３相３レベルインバータ回路１１及び電源回路１２が動作し、自励式無効電力補償システムＳＳは、系統電圧Ｖｔが、あらかじめ設定された目標値Ｖ_ｒｅｆになるよう、電力系統に所定の無効電力を供給し始める。

自励式無効電力補償システムＳＳの動作中は、制御装置７中の出力電圧算出部７２は、系統電圧測定データ及びコンデンサ電圧測定データに基づいて、図５の制御ブロック線図に示される制御手法により、系統電圧Ｖｔを目標値Ｖ_ｒｅｆに一致させ、且つコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電エネルギの総和Ｅ_Ｃが目標値Ｅ_ｒｅｆと一致するよう出力電圧Ｖ_ＳＶＧを演算し、回路制御部７４に出力する。

回路制御部７４は、受信した出力電圧算出データ、図６の表、図７の表およびコンデンサ電圧測定データにより、出力電圧Ｖ_ＳＶＧに最も近い値になるよう出力レベルを選択し、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電エネルギの合計であるＥ_Ｃが目標値Ｅ_ｒｅｆと一致し、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の電圧比を所定の値（Ｖｈ_１：Ｖｈ_２：Ｖｍ：Ｖｌ＝４：４：２：１）に維持するよう、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２を動作させる。

このように構成した自励式無効電力補償システムＳＳによれば、３相３レベルインバータ回路１１を多パルス化することなく高品質な電圧を出力できるため、３相３レベルインバータ回路１１のみを用いたシステムと比べ、高性能化、高効率化を図ることができる。

＜第２実施形態＞

以下に本発明の電力変換装置１を負荷平準化システムＨＳに用いた場合の第２実施形態について図面を参照して説明する。

本実施形態に係る負荷平準化システムＨＳは、図１０に示すように、３相交流電源２と３相交流負荷３を含む、ａ相３１、ｂ相３２、及びｃ相３３からなる３相交流電力系統において、３相交流負荷３と並列に３相交流電源２に接続され、当該電力系統と有効電力を入出力することにより、３相交流電源２から３相交流負荷３へ供給される電力を、例えば昼間の重負荷時と深夜の軽負荷時の差を、平準化し、３相交流電源２などの設備容量の軽減を図るものである。そして、後述するように、３相３レベルインバータ回路１１及び電源回路１２ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の単相インバータ回路１２１ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）、１２２ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）のコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）、Ｃ４ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）、Ｖｌｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）の比を６：６：２：１に維持するよう制御し、例えば図１１に示すように、所定のタイミングで動作をさせ所望の電力を出力し、負荷平準化を行う。

なお、以下では前記の添字ｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）を省略した際には、ａ相、ｂ相、ｃ相とも共通に成り立つ、または必要な事項として取り扱う。

この負荷平準化システムＨＳの構成は、主直流電源１０と、当該主直流電源１０に接続された電力変換装置１と、連系リアクトルＸ_ＨＳと、後述するコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌを測定するためのコンデンサ電圧測定手段５と、系統電圧Ｖｔを測定するための系統電圧測定手段６と、負荷平準化システムＨＳから入出力する電力を測定する手段４と、それらの測定データに基づいて出力電圧Ｖ_ＨＳの波高値と位相を調整するための制御装置７と、を備えている。なお、図１０においては、入出力電力測定手段４と、コンデンサ電圧測定手段５と、系統電圧測定手段６と、制御装置７とは省略している。

以下にこれらについて詳述する。

本実施形態においては、電力変換装置１の基本構成は、前記第１実施形態と同様である。

主直流電源１０は、出力する直流電圧は電力系統の定格電圧の波高値との比が概ね１２／７であり、且つ鉛電池のようにエネルギの入出力が可能な直流電圧源である。

そして、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の充電電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌは、後述する制御装置７により、電圧比が、Ｖｈ_１＝Ｖｈ_２＝３×Ｖｍ＝２×３×Ｖｌの関係となるように制御される。

なお、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４は、あらかじめ、図示しない初期充電回路により、それぞれ定格交流電圧の波高値の、概ね、６／７［ｐｕ］、６／７［ｐｕ］、２／７［ｐｕ］、１／７［ｐｕ］に充電されているものとする。例えば３相６．６ｋＶ交流系統への適用の場合には、順に６／７×６．６×√2／√3［ｋＶ］、６／７×６．６×√2／√3［ｋＶ］、２／７×６．６×√2／√3［ｋＶ］、１／７×６．６×√2／√3［ｋＶ］、である。充電が完了すれば、前記初期充電回路は、図示しないスイッチにより前記コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４から電気的に切り離され、負荷平準化システムＨＳの動作には、なんら影響を与えない。

３相３レベルインバータ回路１１及び電源回路１２の構成は実施形態１と同様であるため、説明は省略する。

入出力電力測定手段４は、負荷平準化システムＨＳが系統に出力する電力Ｐ_ＨＳを測定し、その測定結果を示す系統電圧測定データを制御装置７に出力するものである。なお、入出力電力測定手段４は、ごく一般的なものであるため、構成の詳細な説明は省略する。

系統電圧測定手段６と、コンデンサ電圧測定手段５は実施形態１と同様であるため、説明は省略する。

制御装置７は、前記第１実施形態と機器構成が同じ汎用乃至専用のコンピュータであり、メモリ７０２の所定領域に記憶させた所定プログラムにしたがってＣＰＵ７０１、周辺機器等を協働させることにより、図１２に示すように、受付部７１、位相算出部７３、零相電圧算出部７５、回路制御部７４等としての機能を発揮する。

受付部７１は、前述した各測定手段４、５、６からその測定データを受信して、位相算出部７３及び零相電圧算出部７５に出力するものである。

位相算出部７３は、受付部７１が受信した各測定に基づいて、負荷平準化システムＨＳが目標電力Ｐ_ｒｅｆを入出力するために負荷平準化システムＨＳが出力すべき電圧の位相、すなわちＶ_ＨＳのうちの正相電圧成分の系統電圧Ｖｔとの位相差φを算出し、その算出データを回路制御部７４に出力するものである。

零相電圧算出部７５は、受付部７１が受信した各測定に基づいて、３レベルインバータ回路１１０より電力Ｐ_ＨＳを出力し、電源回路１２から入出力される電力をゼロにするために負荷平準化システムＨＳが出力すべき電圧、すなわちＶ_ＨＳの零相電圧成分のうちの第３次高調波成分の波高値Ｖｐ_０を算出し、その算出データを回路制御部７４に出力するものである。

なお、３相交流系統において、出力電圧Ｖ_ＨＳの零相電圧成分は、線間電圧に影響しないため、負荷平準化システムＨＳの出力電力Ｐ_ＨＳや出力電流Ｉ_ＨＳに影響しないことは、一般的な事項であり、説明は省略する。

具体的には、位相算出部７３と、零相電圧算出部７５は、負荷平準化システムＨＳの出力電圧Ｖ_ＨＳｊ（ｊ＝ａ，ｂ，ｃ）を以下の式および図１３、図１４により計算して、３相３レベルインバータ回路１１及び電源回路１２を制御する。

ここで、ωは電力系統の基本周波数、Ｖｎは電力系統の定格電圧の波高値、φは系統電圧Ｖｔに対する出力電圧Ｖ_ＨＳのうちの正相電圧成分の位相差、Ｖｐ_０は出力電圧Ｖ_ＨＳのうち第３次高調波成分の波高値である。なお、上の３つの式の右辺第１項のφが位相算出部７３の演算結果であり、第４式のＶｐ_０が零相電圧算出部７５の演算結果である。

位相φは図１３のブロック線図に示すように、波高値Ｖｐ_０は図１４のブロック線図に示すように決定する。伝達関数Ｘ（ｓ）は負荷平準化システムＨＳの出力電力Ｐ_ＨＳと目標値Ｐ_ｒｅｆの差が定常状態において０となるように有効電力Ｐを決定する。そして、定数Ｋ_１１による換算により、有効電力Ｐを負荷平準化システムＨＳと電力系統との間でやりとりするための系統電圧Ｖｔと出力電圧Ｖ_ＨＳのうちの正相電圧成分との位相差φが決定される。

伝達関数Ｙ（ｓ）はコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の充電電圧の平均値（Ｖｈ_１＋Ｖｈ_２）／２と、コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧の和の３相分の平均値｛（Ｖｍａ＋Ｖｌａ）＋（Ｖｍｂ＋Ｖｌｂ）＋（Ｖｍｃ＋Ｖｌｃ）｝／３との比が、定常状態において２：１となるように、零相電圧成分のうちの第３次高調波の波高値Ｖｐ_０を決定する。

以下に、波高値Ｖｐ_０の調整により、コンデンサＣ１（またはＣ２）の充電電圧Ｖｈ_１（またはＶｈ_２）と、Ｃ３及びＣ４の充電電圧の合計Ｖｍ+Ｖｌとの比を制御する原理を説明する。

まず、負荷平準化システムＨＳの出力レベルと、３レベルインバータ回路１１０の動作の関係について説明する。

図１６に示すように、零相電圧Ｖ_０（ｔ）を用いない場合には、３レベルインバータ回路１１０からは出力レベル３以上で電圧を出力することが可能である。本実施形態では、概ねＶｈ₁＝Ｖｈ₂＝６／７ｐｕ、Ｖｍ＝２／７ｐｕ、Ｖｌ＝１／７ｐｕであるため、出力電圧Ｖ_ＨＳが約０．３５７ｐｕ（＝（Ｖｍ＋Ｖｌ）／２）となる位相、すなわちｓｉｎθ=約０．３５７となる位相θで３レベルインバータ回路１１０の電圧出力を開始することが可能である。ここで単位に用いたｐｕ(per unit)は、電力系統の定格電圧の波高値を基準とする。

次に３レベルインバータ回路１１０の出力する電力と位相θとの関係を説明する。

３レベルインバータ回路１１０を位相θで電圧出力動作させた場合、３レベルインバータ回路１１０から出力される電力Ｐ_３は、次式のとおりである。ここで位相αは負荷平準化システムＨＳの出力電流Ｉ_ＨＳと出力電圧Ｖ_ＨＳの位相差であったとする。

このように、３レベルインバータ回路１１０から出力される電力Ｐ_３は、位相θにより変化する。

一方、電源回路１２にエネルギを出力させないためには、３レベルインバータ回路１１０より負荷の全エネルギを供給できればよい。すなわち、

を満たせばよいので、もし３レベルインバータ回路１１０の電圧出力開始位相を次式のθ’にできれば、電源回路１２からはエネルギが入出力されなくなる。

ここで、Ｖｈ＝６／７ｐｕとすると、ｓｉｎθ’＝約０．３５５となる。このようにＶｈ＝６／７ｐｕとすれば、３レベルインバータ回路１１０の電圧出力開始が可能な位相θ（ｓｉｎθ＝約０．３５７）と、３レベルインバータ回路１１０より負荷の全エネルギを供給するために電圧出力を開始しなければならない位相θ’は極めて近い値をとることになる。

次に、図１５を参照して、位相θを制御できることを説明する。

図１５の中図（イ）は零相電圧成分がゼロとした場合である。一方、図１５の上図（ア）および下図（ウ）のように出力電圧Ｖ_ＨＳの零相電圧成分のうちの第３次高調波の波高値Ｖｐ_０を調整すれば、３レベルインバータ回路１１０が電圧出力する位相θを制御できることがわかる。

また、図１５に示すようにＶｐ_０を、−０．１５≦Ｖｐ_０≦０．１５の範囲で変化させれば、位相θは０．３５７±０．１［ｒａｄ］程度調整できるため、先の３レベルインバータ回路１１０より負荷の全エネルギを供給するために電圧出力を開始しなければならない位相θ’（ｓｉｎθ’＝約０．３５５）と３レベルインバータ回路１１０の電圧出力開始が可能な位相θと一致させるためのＶｐ_０の調整幅は十分にある。さらに、位相θはＶｐ_０の増加とともに単調に増加するため、図１４のブロック線図のように、Ｖｐ_０がＶｈ―（Ｖｍ＋Ｖｌ）×２に単調増加となるようにフィードバック制御してやれば、定常状態においては、３レベルインバータ回路１１０より負荷の全エネルギを供給するために電圧出力を開始しなければならない位相θ’と、３レベルインバータ回路１１０の電圧出力開始が可能な位相θと一致させることができる。すなわち、負荷平準化システムＨＳにおいて、電源回路１２の出力エネルギをゼロに制御できる。

回路制御部７４は、受信した位相算出データ、零相電圧算出データから負荷平準化システムＨＳの出力電圧Ｖ_ＨＳを演算し、さらに図１６の表およびコンデンサ電圧測定データから、出力電圧Ｖ_ＨＳに最も近い値となる出力レベルを選択し、且つ前記それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４間の電圧比を所定の値（Ｖｈ_１：Ｖｈ_２：Ｖｍ：Ｖｌ＝６：６：２：１）に可及的に近づけるように、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンを選択し、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２に駆動信号を出力するものである。

なお、出力レベルが負およびゼロについては、説明および図示を省略する。

次に、このように構成した負荷平準化システムＨＳの動作について以下に述べる。

まず、負荷平準化システムＨＳを起動すると、系統電圧測定手段６と、入出力電力測定手段４と、コンデンサ電圧測定手段５とが、それぞれ測定を行い、その測定データを制御装置７に出力する。そして、その測定データを制御装置７が受信して、回路制御部７４からの駆動信号に応じて３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２が動作し、負荷平準化システムＨＳは、あらかじめ設定された負荷平準化パターンに基づいて、電力系統に所定の電力Ｐ_ｒｅｆを供給し始める。

負荷平準化システムＨＳの動作中は、制御装置７の位相算出部７３は入出力電力測定データに基づいて、図１３の制御ブロック線図に示される制御手法により、目標電力Ｐ_ｒｅｆを入出力するために負荷平準化システムＨＳが出力すべき電圧の位相、すなわちＶ_ＨＳのうちの正相成分の系統電圧Ｖｔとの位相差φを算出し、その算出データを回路制御部７４に出力する。

零相電圧算出部７５は、コンデンサ電圧測定データに基づいて、図１４の制御ブロック線図に示される制御手法により、電源回路１２から入出力される電力をゼロにするために負荷平準化システムＨＳが出力すべき電圧Ｖ_ＨＳの内の零相電圧成分の第３次高調波成分の波高値Ｖｐ_０を算出し、その算出データを回路制御部７４に出力する。

回路制御部７４は、受信した位相算出データ、零相電圧算出データから負荷平準化システムＨＳの出力電圧Ｖ_ＨＳを演算し、さらに図１６の表およびコンデンサ電圧測定データから、電圧Ｖ_ＨＳに最も近い値となる出力レベルを選択し、且つ前記それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４間の電圧比を所定の値（Ｖｈ_１：Ｖｈ_２：Ｖｍ：Ｖｌ＝６：６：２：１）に維持するように、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２を動作させる。

このように構成した負荷平準化システムＨＳによれば、３相３レベルインバータ回路１１を多パルス化することなく高品質な電圧を出力できるため、３相３レベルインバータ回路のみを用いたシステムと比べ、高性能化、高効率化を図ることができる。

さらに、電源回路１２の直流電源Ｃ３、Ｃ４には、小型・低コストなコンデンサを用いることができるため、単相インバータのみを直列に接続し、それぞれに相当規模の直流電源を配置する方法と比べ、小型・低コストな負荷平準化システムＨＳを提供することができる。

＜その他の変形実施形態＞

なお、本発明は前記実施形態に限られるものではない。

例えば、本発明に係る電力変換装置１を自励式無効電力補償システムＳＳに用いた場合において、それぞれの充電電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌの比率をＶｈ_１：Ｖｈ_２：Ｖｍ：Ｖｌ＝５：５：２：１としたものでも良い。

この場合には、図１７に示すように、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンを選択の仕方により、正側８レベル、負側８レベル、零出力レベルの合計１７レベルの電圧Ｖ_ＳＶＧを出力することができる。

さらに、本発明に係る電力変換装置１を自励式無効電力補償システムＳＳに用いた場合において、それぞれの充電電圧Ｖｈ_１、Ｖｈ_２、Ｖｍ、Ｖｌの比率をＶｈ_１：Ｖｈ_２：Ｖｍ：Ｖｌ＝６：６：２：１としたものでも良い。このとき、図１８に示すように、３レベルインバータ回路１１０及び電源回路１２の動作パターンを選択の仕方により、正側９レベル、負側９レベル、零出力レベルの合計１９レベルの電圧Ｖ_ＳＶＧを出力することができる。

また、本発明に係る電力変換装置を自励式直流送電システムＴＳに用いることもできる。具体的には、図１９に示すように、３相交流系統２Ａに接続され交流電圧を直流電圧に変換する第１の電力変換装置ＴＳ１と、この第１の電力変換装置ＴＳ１に直列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して３相交流系統２Ｂに出力する第２の電力変換装置ＴＳ２とから構成している。前記第１の電力変換装置ＴＳ１と第２の電力変換装置ＴＳ２は、交流電圧及び直流電圧の入出力関係が逆で、その構成はともに、３相３レベルインバータ回路１１及び電源回路１２からなる。

上記に加えて、前記それぞれの実施形態では、電源回路は各相単相インバータ回路を２個直列に接続することにより構成したが、１つあるいは３つ以上直列に接続して構成しても良い。

前記第２実施形態では主直流電源２の直流電圧を固定値として取り扱ったが、

例えば直流電圧を可変制御できるＤＣ−ＤＣコンバータのような補助回路を用いれば、出力電圧Ｖ_ＨＳの最大値を大きく変化させることが出来るため、第１実施形態のような無効電力補償機能を兼ね備えた電力供給装置が実現できる。

前記第２実施形態では、電源回路１２の直流電源を小型・低コストなコンデンサにするための直流電源の電圧値やコンデンサの電圧比を用いたが、逆に直流側から外部とエネルギを入出力するための補助回路を設ければ、直流電圧値や電圧比の制約を受けることがなくなる。

すなわち、例えば、９／１３ｐｕ、３／１３ｐｕ、１／１３ｐｕといった電圧の直流電源を用いることもでき、負荷平準化システムＨＳの出力電圧は正側１３レベル、負側１３レベル、零出力レベルの合計２７レベルと飛躍的に精度が向上する。

この場合にも、本発明により、３レベルインバータ回路１１０からの出力電圧のパルス幅を変更し、３レベルインバータ回路１１０からの出力を可能な限り負荷平準化システムＨＳの出力エネルギに近づけることにより、電源回路１２の前記補助回路の容量、すなわち装置規模を小さくするような応用もできる。

この他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能であることは言うまでもない。

第１実施形態に係る自励式無効電力補償システムの概略構成図。 同実施形態における３レベルインバータ回路及び電源回路の動作タイミングを示す図。 同実施形態における制御装置の機器構成図。 同実施形態における制御装置の機能構成図。 同実施形態における自励式無効電力補償システムの出力電圧の演算方法を示すブロック線図。 同実施形態における出力レベル０〜７／７に応じたスイッチングパターン、タイミング及びその時のコンデンサ電圧条件を示す表。 同実施形態における出力レベル０〜−７／７に応じたスイッチングパターン、タイミング及びその時のコンデンサ電圧条件を示す表。 同実施形態における出力レベル１の電圧を出力する際の３レベルインバータ回路及び電源回路の充電及び放電を示す図。 同実施形態における出力レベル−１の電圧を出力する際の３レベルインバータ回路及び電源回路の充電及び放電を示す図。 第２実施形態に係る負荷平準化システムの概略構成図。 同実施形態における３レベルインバータ回路及び電源回路の動作タイミングを示す図。 同実施形態における制御装置の機能構成図。 同実施形態における負荷平準化システムの出力電圧の演算方法を示すブロック線図。 同実施形態における負荷平準化システムの出力電圧の演算方法を示すブロック線図。 同実施形態における負荷平準化システムの出力電圧のうち、零相電圧成分の波高値を変化させたときの、出力電圧の変化及び３レベルインバータ回路の動作タイミングの変化を示す図。 同実施形態における出力レベルに応じたスイッチングパターンを示す表。 その他の実施形態に係る自励式無効電力補償システムにおける出力レベルの組み合わせ及びその時のコンデンサ電圧条件を示す表。 その他の実施形態に係る自励式無効電力補償システムにおける出力レベルの組み合わせ及びその時のコンデンサ電圧条件を示す表。 その他の実施形態に係る自励式直流送電システムの模式図。

符号の説明

１・・・電力変換装置
１１・・・３相３レベルインバータ回路
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ・・・電源回路
Ｖｔ・・・系統電圧
Ｖ_ｒｅｆ・・・電力系統の目標電圧
Ｖ_ＳＶＧ・・・自励式無効電力補償装置の出力電圧
Ｖ_ＨＳ・・・負荷平準化システムの出力電圧
Ｖ_１１・・・３相３レベルインバータ回路の出力電圧
７・・・制御装置
Ｖ_０・・・交流周波数の第３次高調波の電圧成分
ＳＳ・・・自励式無効電力補償システム
Ｃ１、Ｃ２・・・３相３レベルインバータ回路の直流電源
Ｃ３ａ、Ｃ４ａ、Ｃ３ｂ、Ｃ４ｂ、Ｃ３ｃ、Ｃ４ｃ・・・電源回路の直流電源
Ｉ１ａ、Ｉ２ａ、Ｉ１ｂ、Ｉ２ｂ、Ｉ１ｃ、Ｉ２ｃ・・・単相インバータ
ＨＳ・・・負荷平準化システム

Claims (8)

1. 直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路の出力側の各相それぞれに直列に接続され、単相交流電圧を出力する電源回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備えた電力変換装置。
2. 前記電源回路が、単相インバータと直流電源を組み合わせた回路を、単相インバータの出力側で１乃至複数組を直列に接続して構成されるものであり、当該単相インバータが、前記制御装置によりパルス幅変調制御されるものである請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置が、前記電力変換装置より出力される電圧の零相電圧成分のうち、第３次高調波の波高値を調整して、前記３相３レベルインバータ回路からの出力電圧のパルス幅を変更することにより、前記３相３レベルインバータ回路が出力するエネルギと前記電源回路が出力するエネルギとの比を制御するものである請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路からの出力電圧のパルス幅を変更することにより、前記電源回路の出力エネルギの累積値を可及的にゼロにするものである請求項３記載の電力変換装置。
5. 電力系統に接続され、その電力系統に無効電力を供給することにより、当該電力系統の電圧調整や負荷の力率改善を行う自励式無効電力補償システムであって、
   コンデンサに充電された直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路の出力側のそれぞれの相に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサとは異なるコンデンサ、及び当該コンデンサに充電された直流電圧をパルス幅変調制御された単相交流電圧に変換して出力する単相インバータからなる回路を、２組直列に接続して構成された電源回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備え、
   前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電エネルギと、前記電源回路のコンデンサの充電エネルギとの合計が所望の値となるようにし、且つ前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサと、前記電源回路の２つのコンデンサとの充電電圧の比を４：４：２：１の関係に維持するように、前記３相３レベルインバータ回路及び前記電源回路を制御することを特徴とする自励式無効電力補償システム。
6. 電力系統に接続され、その電力系統に無効電力を供給することにより、当該電力系統の電圧調整や負荷の力率改善を行う自励式無効電力補償システムであって、
   コンデンサに充電された直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路の出力側のそれぞれの相に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサとは異なるコンデンサ、及びこのコンデンサに充電された直流電圧をパルス幅変調制御された単相交流電圧に変換して出力する単相インバータからなる回路を、２組直列に接続して構成された電源回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備え、
   前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電エネルギと、前記電源回路のコンデンサの充電エネルギとの合計が所望の値となるようにし、且つ前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサと、前記電源回路の２つのコンデンサとの充電電圧の比を５：５：２：１の関係に維持するように、前記３相３レベルインバータ回路及び前記電源回路を制御することを特徴とする自励式無効電力補償システム。
7. 電力系統に接続され、その電力系統に無効電力を供給することにより、当該電力系統の電圧調整や負荷の力率改善を行う自励式無効電力補償システムであって、
   コンデンサに充電された直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路の出力側のそれぞれの相に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサとは異なるコンデンサ、及びこのコンデンサに充電された直流電圧をパルス幅変調制御された単相交流電圧に変換して出力する単相インバータからなる回路を、２組直列に接続して構成された電源回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備え、
   前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電エネルギと、前記電源回路のコンデンサの充電エネルギとの合計が所望の値となるようにし、且つ前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサと、前記電源回路の２つのコンデンサとの充電電圧の比を６：６：２：１の関係に維持するように、前記３相３レベルインバータ回路及び前記電源回路を制御することを特徴とする自励式無効電力補償システム。
8. 電力系統に接続され、その電力系統に対して電力を入出力する電力供給システムであって、
   コンデンサに充電された直流電圧を、基本周波数１サイクルあたり正負各１パルスのパルス幅変調制御された３相交流電圧に変換して出力する３相３レベルインバータ回路と、
   前記コンデンサに並列に接続され、直流電圧を出力する直流電源と、
   前記３相３レベルインバータ回路の出力側のそれぞれの相に直列に接続され、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサとは異なるコンデンサ、及び当該コンデンサに充電された直流電圧をパルス幅変調制御された単相交流電圧に変換して出力する単相インバータからなる回路を、２組直列に接続して構成された電源回路と、
   前記３相３レベルインバータ回路及び前記それぞれの電源回路を制御して、それらの出力電圧の合計として所望の３相交流電圧を出力させる制御装置と、を備え、
   前記直流電源から出力される電圧が、前記電力系統の定格電圧の波高値との比が概ね１２／７であり、
   前記制御装置が、前記３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電エネルギと、前記電源回路のコンデンサの充電エネルギとの合計が所望の値となるようにし、前記所望の３相交流電圧の零相電圧成分のうち、第３次高調波の波高値を調整して、前記３相３レベルインバータ回路からの出力電圧のパルス幅を変更することにより、前記３相３レベルインバータ回路が出力するエネルギと前記電源回路が出力するエネルギとの比を制御するものであり、且つ前記直流電源から出力される直流電圧と、３相３レベルインバータ回路のコンデンサの充電電圧と、前記電源回路の２つのコンデンサの充電電圧との比を１２：６：６：２：１の関係に維持するように、前記３相３レベルインバータ回路及び前記電源回路を制御することを特徴とする電力供給システム。