JP2006238573A - 周波数変換装置の絶縁抵抗測定方法とその装置 - Google Patents

Abstract

【課題】絶縁監視装置を用いて絶縁抵抗を測定するとき、監視対象電路中に例えばインバータのような周波数を変換する機器が設置されていると、漏れ電流計測用の電圧が設置点以上には伝播されない。
【解決手段】インバータの電圧指令に零相電圧を重畳する手段と、インバータの出力線を一括貫通させて鎖交させた磁性環を有して漏れ電流を計測する漏れ電流計測手段と、前記零相電圧と計測された漏れ電流を入力して零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段で構成し、零相電圧成分と同相の漏れ電流成分を計測することで絶縁抵抗を推定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、周波数変換装置の絶縁抵抗測定方法とその装置に関するものである。

監視対象の電路に絶縁監視装置を設置し、この絶縁監視装置により常時漏れ電流を検出して配線の絶縁抵抗を計測しておき、漏れ電流が増加した場合に絶縁抵抗が低下したものと看做して警報信号を発生するものとして、特許文献１が公知となっている。この特許文献１による検出器は、電源端子と接地端子との間の差電圧を検出してこの差電圧と漏れ電流とをそれぞれ離散フーリェ変換し、電圧信号を基準ベクトルとしたときの漏れ電流ベクトルから基準ベクトルと同相ベクトル成分のみを抽出してベクトル和を求めることで、対地絶縁抵抗の不平衡に起因する電流成分igr のみの抽出が可能となり、対地静電容量の不平衡に起因するigcの影響を受けないようにしたものである。
特開２０００−２８６７１号公報

特許文献１のような絶縁監視装置を使用すると、活線中でも絶縁抵抗の監視ができる予防保全機能の実現ができる。しかし、図９で示すように監視対象電路中に例えばインバータのような周波数を変換する機器が設置されていると、漏れ電流計測用の電圧が設置点以上には伝播されない。このため、本来ならばモータまでの監視要望に対して、その途中までの監視範囲となる問題を有している。

したがって、本発明が目的とするところは、周波数変換装置自体に絶縁計測装置を内蔵させることにより、変換装置から先の配線やモータ絶縁を監視する方法とその装置を提供することにある。

本発明の第１は、直流リンク及びインバータを有して交流電源とは異なる周波数を出力する周波数変換装置において、
前記インバータの電圧指令に零相電圧を重畳する手段と、インバータの出力線を一括貫通させて鎖交させた磁性環を有して漏れ電流を計測する漏れ電流計測手段と、前記零相電圧と計測された漏れ電流を入力して零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段を備え、前記インバータの出力する交流零相電圧成分と同相の漏れ電流成分を計測することで絶縁抵抗を推定することを特徴としたものである。

本発明の第２は、前記計測された交流零相電圧成分と同相の漏れ電流成分値を記録し、記録された過去の漏れ電流成分値と現在の漏れ電流成分値とを比較判断し、増加分が所定値を超えたとき警報信号を出力するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の第３は、前記漏れ電流計測手段は、インバータの３相出力線の合成電流部分で計測することを特徴としたものである。

本発明の第４は、前記漏れ電流計測手段は、アース線の漏れ電流を検出することを特徴としたものである。

本発明の第５は、前記漏れ電流計測手段は、インバータの３相出力線とアース線の４本を鎖交させた磁性環を有した漏れ電流計測手段であることを特徴としたものである。

本発明の第６は、前記インバータはスター結線され、中性点をアース線を介して対地に接地構成し、このアース線の漏れ電流を計測することを特徴としたものである。

本発明の第７は、直流リンク及びインバータを有して交流電源とは異なる周波数を出力する周波数変換装置を介してモータを制御するものにおいて、
前記インバータの電圧指令に零相電圧を重畳する手段と、インバータの出力線を一括貫通させて鎖交させた磁性環を有して漏れ電流を計測する漏れ電流計測手段と、前記零相電圧と計測された漏れ電流を入力して零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段を備え、前記インバータの電圧指令を零に設定して重畳用の零相電圧に特定周波数の波形として前記零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段に出力し、この演算手段で前記モータを停止若しくは低速運転状態で漏れ電流を測定することを特徴としたものである。

本発明の第８は、前記インバータを複数設置し、前記漏れ電流計測手段による計測を複数の周波数について実行し、特定周波数成分のみの増加分データは回り込みとみなして増加評価を低くすることを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、インバータは零相電圧成分を自由に出力てき、また、インバータが発生している電圧はインバータ自身が把握できていることを利用して、漏れ電流計測回路を追加するだけで、インバータからモータまでの配電櫓モータと対地間の漏れインピーダンスのうち、絶縁抵抗成分をＩgr方式で計測することができる。その結果、低価格で且つ簡単に構成することができ、絶縁に関する予防保全の強化が可能となって、システムの信頼性を向上させることができる。

実施例の説明に先立って、本発明についての考えを説明する。
本発明が適用される周波数変換機器としては、交流を直流に変換する整流器や、一旦直流に変換した後に交流に変換するインバータ装置などがあり、また、出力周波数が一定であるＣＶＣＦ装置や周波数を可変とするＶＶＶＦ装置が含まれるが、以下は図６で示すようにインバータ装置を例に説明する。

図６において、１はインバータ、２は順変換部で、ダイオードブリッジなどで構成されて交流を整流して直流に変換する。３は変換された直流電圧の脈動を抑制するための電解コンデンサ、４は逆変換部で、電力用半導体スイッチング素子などで構成され、直流電圧のＨ／Ｌをスイッチングにより選択して直流を交流に変換する。５はインバータ制御部で、インバータ出力である交流電圧の指令を発生するとともに、逆変換部４のスイッチング指令を作成する。これら各部によって構成されたインバータ１は、入力トランス１０とモータ８間の線路中に設置されている。６はインバータの内部漏れ静電容量、７は配電線の漏れインピーダンス、９はモータ内の漏れインピーダンスである。

図７はインバータ制御部５の構成図を示したものである。５１は交流電圧発振部でＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を発振する。５２は零相電圧の補償器で、この補償器からの零相電圧成分ＶｚとＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は電圧指令補正用加算器５４において加算される。５３はＰＷＭキャリア発生器、５５は比較器で、加算器からの交流電圧とＰＷＭキャリア発生器からのキャリア信号とが比較されてＰＷＭ信号が生成される。５６は短絡防止のために設けられたデッドタイム発生器で、この発生器よりゲート駆動信号として出力される。

ここで、交流電圧発振部５１からの交流電圧指令は、図８（ａ）で示すように正弦波状のＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*となっているが、一般には、出力電圧範囲を拡大させるために、図８（ｂ）で示すような零相電圧成分Ｖｚを正弦波状のＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に補正信号として加えている。零相電圧成分Ｖｚは3次高調波成分となっており、（ａ）図のＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*で示される3相正弦波指令に3次高調波Ｖｚ成分を重畳すると、図８（ｃ）のＶｕｚ，Ｖｖｚ，Ｖｗｚのように最大振幅の電圧波形がへこんでくる。これにより低い直流電圧でもＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と同じ線間電圧が出力できるようになって電圧の利用率が改善でき、同一の直流電源において出力電圧を１５％程度増加させることができる。
零相電圧成分は、対地に対しての電圧変動になるが、３相とも同じ値を加えるため、線間電圧の成分は変化しないことになる。

本発明のポイントの一つは、この点を利用したものである。また、後述するように、インバータには零相電圧を自由に制御できる機能が搭載されている。この機能を有効利用して、インバータが駆動する負荷装置の漏れ電流（絶縁抵抗）を計測することを本発明の他のポイントとしたものである。

図１は、本発明の実施例を示したもので、図６および図７と同一部分若しくは相当する部分に同一符号を付してその説明を省略する。１００は漏れ電流検出回部で、Ａ／Ｄ変換器などよりなって入力されたアナログ信号をディジタル量に変換する。 １１０は漏れ電流検出用の変流器で、インバータ出力の３相分成分貫通する鉄心と二次巻線より構成された３相貫通形変流器となっている。図２は漏れ電流検出部１００の構成図を示したもので、１０１はＤＦＴ（離散的フーリェ変換）演算部で、このＤＦＴ演算部は、変流器１１０によって検出された漏れ電流検出信号Ｉ₀-ｄｅｔと零相電圧の補償器５２からのＶｚ位相信号を導入して漏れ電流成分Ｉ₀-ｒから零相電圧と同期した3次高調波成分Ｉ₀-ｊを抽出し、さらに、電圧と同相成分と直交成分に分離する。ここでの電圧と同相成分とすることは、従来の対地絶縁抵抗の不平衡に起因するＩｇｒ方式に相当する。

インバータのＰＷＭ制御回路５は、通常図２で示すように零相電圧の補償器５２が用いられて３次零相電圧成分を発生しているが、本発明はこの零相電圧を利用して漏れ電流を計測するものである。計測された漏れ電流は図示省略された記憶部において記録し、過去の漏れる電流成分値と現在の値とを比較し、その大きさによりケーブルから漏れる電流成分のインピーダンスの変化を推定することができ、且つ絶縁状態を推定して所定値となったときに警報を発することができる。

なお、図２では、図８（ｃ）で示す３アーム変調と呼称される３次高調波の零相電圧をＤＦＴ演算部１０１に加算した場合を示しているが、この他、零相電圧成分に交流成分さえ含んでいれば漏れ電流を計測することは可能である。例えば、２アーム変調と呼称される方式においても、３次高調波以外の周波数成分が含まれているが、一番低次の３次成分を抽出すれば同様にして計測が可能となる。したがって、この発明によれば、従来のような高調波の発生回路を必要とすることなく、３次高調波成分が含まれていれば、零相電圧波形は様々なものが利用できるものである。

図１で示す実施例１の漏れ電流I₀-ｄｅｔには、絶縁抵抗に漏れる電流成分以外にインバータのＰＷＭ電圧による高周波成分も含まれる。ＰＷＭ出力は、方形波状の電圧波形を出力するため、配線路やモータの漏れ静電容量成分にスイッチング時のリプル電流が流れる。これを漏れ電流としてサンプリングすると計測誤差が発生する虞れがある。

そこで、第２の実施例として、本発明ではＰＷＭキャリア発生器５３からのＰＷＭキャリアの三角波の頂点時刻で漏れ電流をサンプリングする。三角波の頂点時刻でサンプリングすることによって、ＰＷＭ電圧パターンは、（ＨＨＨ）または（ＬＬＬ）の３相ともＨまたはＬのどちらかの同一電圧レベルとなり、漏れ電流サンプリング時にスイッチングしなくなるためＰＷＭの影響を受けにくくすることができ、正確に漏れ電流を計測することができる。

図１で示す実施例１の場合には、インバータ１が通常の運転状態であり、十分な電圧が出力されている常態を想定している。しかし、モータ８の運転が停止中のままで絶縁抵抗のみを計測したい場合もある。

本発明における第３の実施例は、このような要求に対応するものである。そのためには、交流電圧発振部５１からの交流電圧指令（図８ａ）Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の３相とも零に設定し、零相電圧成分Ｖｚに任意の交流電圧を発生させることで可能となる。すなわち、３相交流成分Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を零とし、零相電圧成分Ｖｚのみを特定の周期を有する波形として比較器５５、デッドタイム発生器５６を介して逆変換部４のスイッチング素子に出力する。そして、このときの漏れ電流を漏れ電流検出回路１００にて計測し、零相電圧の基本波成分と同相の漏れ電流成分を抽出する。

したがって、この実施例によれば、モータ８を回転させることなく、絶縁抵抗を測定することができる。また、この測定方法によれば、モータ停止中だけでなく、モータ８が低速で運転している状態での適用が可能となる。低速運転中の場合には出力電圧が低いため、インバータ１の出力電圧に十分な余裕がある。この電圧余裕を用いて大きな零相電圧成分を出力できるため、より正確な計測が可能となる。

システムによっては、インバータ１が複数設置されている場合がある。複数のインバータが動作しているとき、隣り合ったインバータが同一の零相電圧成分を出力することも考えられる。その場合、異なるインバータ間に漏れ電流の干渉が発生するため正確な測定ができなくなる。この実施例は、その対策を考慮したものである。

すなわち、実施例３による計測を複数の周波数について実行し、特定の周波数成分のみの漏れ電流が増加した場合には、他のインバータが発生した漏れ電流が回り込んでいるものとみなして当該データの信憑性を低く設定する。そして、残りの周波数成分について増加／減少の変動を調べることにより絶縁対向の変化を推定し、絶縁低下の異常を判断するものである。したがって、この実施例によれば、インバータが複数台設置された場合においてもインバータ間の漏れ電流の干渉を抑制しながら精度のよい絶縁監視が可能となる。

図３は、第５の実施例を示す構成図である。上記した実施例１〜４における漏れ電流の検出は、図１で示すインバータ１の３相出力線に鎖交する鉄心を有する変流器１１０を用いた場合の例である。しかし、インバータ容量が大きくなってくると、インバータ１とモータ８間を結ぶケーブルの太さも大きくなるため、変流器１１０の鉄心も大きなものが必要となってくる。本来、漏れ電流は小さいものであるにも拘わらず鉄心が大きくなってくると、変流器自体の励磁電流分が多く必要になるため計測電流成分が減少するため正確な電流が計測できなくなる。

実施例５は、このような課題に基づいてなされたもので、変流器は図３で示す１１１のように、モータ８のアース端子とインバータ１のアース端子間を接続するアース線に設置したものである。アース線用変流器１１１を設置することで、このアース線は３相のケーブルよりも細いため、漏れ電流を計測するアース線用変流器１１１の鉄心径は小さいものを使用することができ、小型化が可能となるばかりでなく、変流器の励磁電流成分が少なくなるため検出精度が改善できる。

図４は、第６の実施例を示す構成図である。対地側のインピーダンスが小さい場合、対地側に漏れる電流成分が多くなってアース線に流れる漏れ電流が少なくなる。この実施例はこのような場合に適用できるようにしたものである。
すなわち、図３で示す実施例に、更にモータ８への３相ケーブルとアース線の４本を貫通する鉄心を有する変流器１１２を追加したものである。この変流器の４本線を鎖交する鉄心は、常に磁束が零となるように働くため、３相線からの漏れ電流分相当をアース線に流す効果がある。これを利用することによって、漏れ電流のうちアース線を通って帰還する成分が増加するため、電流検出精度が更に向上する効果がある。

図５は、直接多重高圧インバータに適用した第７実施例の構成図を示したものである。Ｔｒは入力トランス、１ｕ₁〜１ｕ₃、１ｖ₁〜１ｖ₃及び１ｗ₁〜１ｗ₃
は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の単相インバータユニットで、各相の単相インバータユニットはそれぞれ直列に接続構成されてモータ８に高電圧を出力する。また、反モータ側の単相インバータユニットはスター結線されて中性点が形成されて接地される。

実施例７は、直接多重高圧インバータの中性点を接地し、この中性点と接地されたモータの中性点間の漏れ電流を検出し、上記各実施例と同様の漏れ電流検出回路１００を用いて絶縁抵抗を計測するものである。

本発明の実施例を示す構成図。 本発明に使用される漏れ電流検出回路の構成図。 本発明の他の実施例を示す構成図（実施例５）。 本発明の他の実施例を示す構成図（実施例６）。 本発明の他の実施例を示す構成図（実施例７）。 ＰＷＭインバータの構成図。 ＰＷＭ制御回路の構成図。 説明のための波形図。 従来の絶縁監視装置の構成図。

符号の説明

１… インバータ
２… 順変換部
３… 電解コンデンサ
４… 逆変換部
５… インバータ制御部
６… 漏れ静電容量
７、９… 漏れインピーダンス
８… モータ
１００… 漏れ電流検出回路
１０１… ＤＦＴ演算部
１１０、１１１、１１２… 変流器

Claims (8)

1. 直流リンク及びインバータを有して交流電源とは異なる周波数を出力する周波数変換装置において、
   前記インバータの電圧指令に零相電圧を重畳する手段と、インバータの出力線を一括貫通させて鎖交させた磁性環を有して漏れ電流を計測する漏れ電流計測手段と、前記零相電圧と計測された漏れ電流を入力して零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段を備え、前記インバータの出力する交流零相電圧成分と同相の漏れ電流成分を計測することで絶縁抵抗を推定することを特徴とした周波数変換装置の絶縁抵抗測定装置。
2. 前記計測された交流零相電圧成分と同相の漏れ電流成分値を記録し、記録された過去の漏れ電流成分値と現在の漏れ電流成分値とを比較判断し、増加分が所定値を超えたとき警報信号を出力するよう構成したことを特徴とした請求項１記載の周波数変換装置の絶縁抵抗測定装置。
3. 前記漏れ電流計測手段は、インバータの３相出力線の合成電流部分で計測することを特徴とした請求項１又は２記載の周波数変換装置の絶縁抵抗測定装置。
4. 前記漏れ電流計測手段は、アース線の漏れ電流を検出することを特徴とした請求項１又は２記載の周波数変換装置の絶縁抵抗測定装置。
5. 前記漏れ電流計測手段は、インバータの３相出力線とアース線の４本を鎖交させた磁性環を有した漏れ電流計測手段であることを特徴とした請求項４記載の周波数変換装置の絶縁抵抗測定装置。
6. 前記インバータはスター結線され、中性点をアース線を介して対地に接地構成し、このアース線の漏れ電流を計測することを特徴とした請求項1乃至５記載の周波数変換装置の絶縁抵抗測定装置。
7. 直流リンク及びインバータを有して交流電源とは異なる周波数を出力する周波数変換装置を介してモータを制御するものにおいて、
   前記インバータの電圧指令に零相電圧を重畳する手段と、インバータの出力線を一括貫通させて鎖交させた磁性環を有して漏れ電流を計測する漏れ電流計測手段と、前記零相電圧と計測された漏れ電流を入力して零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段を備え、前記インバータの電圧指令を零に設定して重畳用の零相電圧に特定周波数の波形として前記零相電圧と同じ周波数成分を抽出する演算手段に出力し、この演算手段で前記モータを停止若しくは低速運転状態で漏れ電流を測定することを特徴とした周波数変換装置の絶縁抵抗測定方法。
8. 前記インバータを複数設置し、前記漏れ電流計測手段による計測を複数の周波数について実行し、特定周波数成分のみの増加分データは回り込みとみなして増加評価を低くすることを特徴とした請求項７記載の周波数変換装置の絶縁抵抗測定方法。
   
   

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