JP2006203369A - 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法 - Google Patents

Abstract

【課題】周期的なデジタルノイズが外乱要因となる場合であっても、良好な電圧−周波数変換精度を保持する。
【解決手段】コンデンサが充電を行うための可変電流源と、前記コンデンサが充電を行うための前記可変電流源の電流量を、第１電圧及び第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整部と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較部と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧を放電させる放電部と、を有し、前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を得る電圧−周波数変換装置であって、前記基準電圧を変動させる基準電圧変動部、を備えたことを特徴とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば二次電池に充電されている残量電圧を検出するために好適である、電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法に関する。

＝＝＝従来の電圧−周波数変換装置の構成＝＝＝
＜＜＜全体構成＞＞＞
図３を参照しつつ、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図３は、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。

図３に示す電圧−周波数変換装置１００は、誤差増幅器１０２、可変電流源１０４、基準電圧源１０６、コンパレータ１０８、コンデンサ１１０、スイッチ素子１１２、制御ロジック回路１１４を有するものである。

誤差増幅器１０２は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）が印加され、当該電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電位（誤差）に応じた出力電圧を発生するものである。即ち、誤差増幅器１０２は、当該電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差が大きい程、大きい出力電圧を発生する。

可変電流源１０４から発生する電流量は、誤差増幅器１０２の出力電圧に応じて制御される。即ち、可変電流源１０４は、誤差増幅器１０２の出力電圧が大きい程、大きい電流を発生する。可変電流源１０４及びコンデンサ１１０は、電源ＶＤＤと接地との間に直列接続されており、コンデンサ１１０は、可変電流源１０４から発生する電流を充電することとなる。即ち、コンデンサ１１０は、可変電流源１０４から発生する電流が大きい程、急速な充電を行うことが可能となり、一方、可変電流源１０４から発生する電流が小さい程、低速な充電を行うことが可能となる。

コンパレータ１０８は、コンデンサ１１０の非接地側の一端に現れる充電電圧と、基準電圧源１０６から発生する一定の基準電圧ＶＲＥＦとを比較するものである。図３においては、コンパレータ１０８の＋（非反転入力）端子にはコンデンサ１１０の充電電圧が印加され、コンパレータ１０８の−（反転入力）端子には基準電圧ＶＲＥＦが印加されている。そのため、コンパレータ１０８は、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さい場合にはローレベルを出力し、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合にはハイレベルを出力する。即ち、コンパレータ１０８は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた周波数信号を出力することとなる。

スイッチ素子１１２は、コンデンサ１１０と並列接続されている。尚、スイッチ素子１１２としては、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を採用することができる。

制御ロジック回路１１４は、コンパレータ１０８の出力と接続されており、スイッチ素子１１２のオンオフを制御するものである。即ち、制御ロジック回路１１４は、コンパレータ１０８の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１２をオンする。この一定期間、コンデンサ１１０は、スイッチ素子１１２を介して放電を行うこととなる。

＝＝＝従来の電圧−周波数変換装置の動作＝＝＝
図３及び図６を参照しつつ、電圧−周波数変換装置１００の動作について説明する。図６は、電圧−周波数変換装置１００において、コンデンサ１１０の一端に現れる充電電圧と、コンパレータ１０８から出力される周波数信号との関係を示す波形図である。尚、コンデンサ１１０の充電電圧が上昇する度合い（傾斜）は、可変電流源１０４から供給される電流の大きさに応じて異なる。即ち、コンデンサ１１０の充電電圧が上昇する際の傾斜は、可変電流源１０４から供給される電流が小さくなる程、破線→実線→一点鎖線へと緩やかとなる方向へ変化することとなる。周波数信号Ａ、Ｂ、Ｃは、破線、実線、一点鎖線の充電電圧に１対１に対応して発生する信号である。

先ず、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がＶＡである場合、可変電流源１０４は電流ＩＡを発生し、コンデンサ１１０は当該電流ＩＡが供給されて破線の如く充電を行う。尚、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さい状態の場合、コンパレータ１０８の出力はローレベルである。その後、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合、コンパレータ１０８の出力はハイレベルとなる。制御ロジック回路１１４は、コンパレータ１０８の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１２をオンする。即ち、コンデンサ１１０のための放電経路が形成される。従って、コンデンサ１１０はスイッチ素子１１２を介して破線の如く直ちに放電を行う。尚、制御ロジック回路１１４がスイッチ素子１１２をオンする一定期間は、コンデンサ１１０が放電を完了するために要する期間であって、コンデンサ１１０の容量等を考慮して制御ロジック回路１１４内に予め定められるものである。そして、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さくなった場合、コンパレータ１０８の出力は再びローレベルとなる。従って、コンパレータ１０８は、破線の充電電圧に対して周波数信号Ａを出力する。

次に、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がＶＢ（＜ＶＡ）となった場合、可変電流源１０４は電流ＩＢ（＜ＩＡ）を発生し、コンデンサ１１０は当該電流ＩＢが供給されて実線の如く充電を行う。尚、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さい状態の場合、コンパレータ１０８の出力はローレベルである。その後、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合、コンパレータ１０８の出力はハイレベルとなる。制御ロジック回路１１４は、コンパレータ１０８の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１２をオンする。従って、コンデンサ１１０はスイッチ素子１１２を介して実線の如く直ちに放電を行う。そして、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さくなった場合、コンパレータ１０８の出力は再びローレベルとなる。従って、コンパレータ１０８は、実線の充電電圧に対して周波数信号Ｂを出力する。

次に、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がＶＣ（＜ＶＢ）となった場合、可変電流源１０４は電流ＩＣ（＜ＩＢ）を発生し、コンデンサ１１０は当該電流ＩＣが供給されて一点鎖線の如く充電を行う。尚、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さい状態の場合、コンパレータ１０８の出力はローレベルである。その後、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦを超えた場合、コンパレータ１０８の出力はハイレベルとなる。制御ロジック回路１１４は、コンパレータ１０８の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１２をオンする。従って、コンデンサ１１０はスイッチ素子１１２を介して一点鎖線の如く直ちに放電を行う。そして、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦより小さくなった場合、コンパレータ１０８の出力は再びローレベルとなる。従って、コンパレータ１０８は、一点鎖線の充電電圧に対して周波数信号Ｃを出力する。

以上より、電圧−周波数変換装置１００は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧を、当該差電圧に対応する周波数信号に変換することとなる。

＝＝＝電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の適用例＝＝＝
電圧−周波数変換装置１００は、例えば二次電池に充電されている残量電圧等を求めるための装置として採用することができる。

図４は、二次電池を内蔵するバッテリーパックを示す概略構成図である。図４において、バッテリーパック２００は、二次電池２０１、検出抵抗２０２、マイクロコンピュータ２０３（又はロジック集積回路でもよい）等を内蔵している。二次電池２０１及び検出抵抗２０２は、二次電池２０１を電源として用いる電子機器と電気接続される＋端子と−端子との間に直列接続される。二次電池２０１が充電又は放電を行うことによって、検出抵抗２０２はその両端に電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）を発生することとなる。例えば、バッテリーパック２００が電子機器に装着された場合、二次電池２０１は当該電子機器に電源を与えるために放電を行い、検出抵抗２０２のａ方向（紙面上方向）に向かって放電電流が流れる。即ち、二次電池２０１が放電を行う場合、電圧ＶＩＮ（＋）は電圧ＶＩＮ（−）より低くなる。更に、二次電池２０１の放電量が少ない程、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧は大きくなる。一方、バッテリーパック２００が充電器（不図示）に装着された場合、二次電池２０１は充電を行い、検出抵抗２０２のｂ方向（紙面下方向）に向かって充電電流が流れる。即ち、二次電池２０１が充電を行う場合、電圧ＶＩＮ（＋）は電圧ＶＩＮ（−）より高くなる。更に、二次電池２０１の充電量が多い程、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧は大きくなる。

上記の電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）は、二次電池２０１が放電を行っている際の残量電圧や、二次電池２０１が充電を行っている際の充電電圧を求めるための基となる電圧情報として、マイクロコンピュータ２０３に供給される。マイクロコンピュータ２０３は、電圧−周波数変換装置１００を内蔵している。そして、マイクロコンピュータ２０３は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の大小と、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧と、を考慮した周波数信号を得ることができる。更に、マイクロコンピュータ２０３は、得られた周波数信号に対して適宜のプログラム処理を実行し、二次電池２０１が電子機器に装着されている際の残量電圧や当該残量電圧の使用可能時間、充電中の充電電圧等を算出することができる。
特開２００２−１０７４２８

図５は、電圧−周波数変換装置の入出力特性を示す特性図である。尚、図５において、横軸は誤差増幅器１０２に入力される電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧［Ｖ］を示し、縦軸はコンパレータ１０８から出力される周波数信号［Ｈｚ］を示している。そして、上記の電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧と周波数信号とは、理想的には実線の如く比例関係を有することとなる。

ところで、マイクロコンピュータ２０３（又はロジック集積回路）は、自走又は他走のクロック信号に同期して演算動作を実行するものである。また、図４の場合、電圧−周波数変換装置１００は、上記の如くマイクロコンピュータ２０３に内蔵されて動作するものである。そのため、電圧−周波数変換装置１００内のコンパレータ１０８の出力である周波数信号の周波数と、マイクロコンピュータ２０３で使用するクロック信号の周波数とが所定の関係を有した場合、前者の周波数信号は後者のクロック信号からの干渉（デジタルノイズ）を受けることとなる。上記の所定の関係としては、例えば、前者の周波数信号の周波数が後者のクロック信号の周波数の整数倍となる場合等が挙げられる。これは、周波数信号の周波数がコンデンサ１１０の充電電圧に応じて一義的な一定周波数となることに起因する。前者の周波数信号が後者のクロック信号からの干渉を受けた場合、コンパレータ１０８が出力する周波数信号の周波数は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧の変化に応答せずに一定となってしまう。即ち、電圧−周波数変換装置１００は、クロック信号からの干渉を受けることによって、周波数信号の変化が抑制される不感帯を有してしまうこととなる。この結果、電圧−周波数変換装置１００の実際の入出力特性は、一点鎖線に示す如く、本来あるべき実線の入出力特性から外れたものとなってしまう問題があった。

尚、電圧−周波数変換装置１００がクロック信号と干渉する問題は、当該電圧−周波数変換装置１００がマイクロコンピュータ２０３やロジック集積回路等に内蔵されている場合に限って発生するものではない。例えば、電圧−周波数変換装置１００と、所定周波数のクロック信号を用いる回路等（集積回路、ディスクリート回路）とが各々独立して設けられている場合であっても、クロック信号が電圧−周波数変換装置１００に対して外乱要因となる設計環境であるならば、上記の干渉問題は発生し得る。

そして、電圧−周波数変換装置１００の入出力特性が図５の一点鎖線の如くなった場合、マイクロコンピュータ２０３は、例えばバッテリーパック２００が電子機器に装着された場合の二次電池２０１の残量電圧として、本来の残量電圧よりも多い残量電圧を求めてしまうこととなる。この場合、マイクロコンピュータ２０３が二次電池２０１の残量電圧を電子機器内のディスプレイ等に表示させたとしても、二次電池２０１の残量電圧があたかも十分残存しているような表示状態から、二次電池２０１の残量電圧がいきなりゼロとなって電子機器がシャットダウンすることがあり、使用者に多大な迷惑をかける問題があった。

そこで、本発明は、周期的なデジタルノイズが外乱要因となる場合であっても、良好な電圧−周波数変換精度を保持できる電圧−周波数変換装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するための発明は、コンデンサが充電を行うための可変電流源と、前記コンデンサが充電を行うための前記可変電流源の電流量を、第１電圧及び第２電圧の電位差に応じた電流量に調整する電流量調整部と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較部と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧を放電させる放電部と、を有し、前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を得る電圧−周波数変換装置であって、前記基準電圧を変動させる基準電圧変動部、を備えたことを特徴とする。

また、コンデンサが充電を行うための可変電流源と、前記コンデンサが充電を行うための前記可変電流源の電流量を、第１電圧及び第２電圧の電位差に応じた電流量に調整する電流量調整部と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較部と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧を放電させる放電部と、を有し、前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を得る電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法であって、前記基準電圧を予め定められた電圧の範囲内で周期的に変動させる、ことを特徴とする。

本発明によれば、電圧−周波数の変換精度を向上させることが可能となる。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

＝＝＝電圧−周波数変換装置の構成＝＝＝
＜＜＜全体構成＞＞＞
図１を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図１は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。尚、図１の構成の中で図３と同一の構成については、同一番号を記すとともに説明を省略することとする。

図１に示す電圧−周波数変換装置３００は、誤差増幅器１０２（電流量調整部）、可変電流源１０４、基準電圧変動部３０２、コンパレータ１０８（比較部）、コンデンサ１１０、スイッチ素子１１２、制御ロジック回路１１４を有するものである。図１の構成が図３の構成と異なるのは、一定の基準電圧ＶＲＥＦを発生する基準電圧源１０６に代えて、一定周期ごとに変動を繰り返す基準電圧ＶＲＥＦ′を発生する基準電圧変動部３０２を備えたことである。尚、スイッチ素子１１２及び制御ロジック回路１１４は本発明の放電部に相当する。

コンパレータ１０８は、コンデンサ１１０の非接地側の一端に現れる充電電圧と、基準電圧変動部３０２から発生する所謂一定周期ごとに変動を繰り返す基準電圧ＶＲＥＦ′とを比較することとなる。図１においては、コンパレータ１０８の＋（非反転入力）端子にはコンデンサ１１０の充電電圧が印加され、コンパレータ１０８の−（反転入力）端子には基準電圧ＶＲＥＦ′が印加されている。そのため、コンパレータ１０８は、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′より小さい場合にはローレベルを出力し、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′を超えた場合にはハイレベルを出力する。即ち、コンパレータ１０８は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧と基準電圧ＶＲＥＦ′とに応じた周波数信号を出力することとなる。

＜＜＜基準電圧変動部の構成＞＞＞
基準電圧変動部３０２は、第１基準電圧源３０４、第２基準電圧源３０６、第１コンデンサ３０８、第２コンデンサ３１０、第１スイッチ素子３１２（ＴＧ１）、第２スイッチ素子３１４（ＴＧ２）、第３スイッチ素子３１６（ＴＧ３）、タイミング制御回路３１８を有する。ここで、第１基準電圧源３０４は電圧Ｖ１を発生するものである。第２基準電圧源３０６は電圧Ｖ２（＜電圧Ｖ１）を発生するものである。第１コンデンサ３０８の容量値は第２コンデンサ３１０の容量値より大きく設定されている。第１スイッチ素子３１２は、電圧Ｖ１が発生する第１基準電圧源３０４の非接地側の一端と、充放電電圧が発生する第２コンデンサ３１０の非接地側の一端との間に接続される。第２スイッチ素子３１４は、電圧Ｖ２が発生する第２基準電圧源３０６の非接地側の一端と、第２コンデンサ３１０の非接地側の一端との間に接続される。第３スイッチ素子３１６は、充放電電圧が発生する第１コンデンサ３０８の非接地側の一端と、第２コンデンサ３１０の非接地側の一端との間に接続される。そして、第１コンデンサ３０８の非接地側の一端に発生する充放電電圧が、基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ１０８の−端子に印加されることとなる。タイミング制御回路３１８は、第１コンデンサ３０８の一端に発生する充放電電圧が電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の間で周期的に変化するように、第１スイッチ素子３１２、第２スイッチ素子３１４、第３スイッチ素子３１６をスイッチング制御するものである。特に、スイッチ制御回路３１８は、マイクロコンピュータ２０３から供給されるクロック信号に基づいて、第１スイッチ素子３１２、第２スイッチ素子３１４、第３スイッチ素子３１６を各々予め定められたタイミングでオンオフするための制御信号を発生可能とするハードウエアロジックが予め内部に形成されているものとする。そして、タイミング制御回路３１８によるタイミング制御に従って、第１スイッチ素子３１２及び第２スイッチ素子３１４は第１周期Ｔ１において相補的にオンオフし、第３スイッチ素子３１６は第２周期Ｔ２（＜第１周期Ｔ１）においてオンオフする。尚、これらの第１乃至第３スイッチ素子３１２、３１４、３１６としては、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を採用することができる。

第１スイッチ素子３１２及び第３スイッチ素子３１６は、第１コンデンサ３０８の一端に現れる基準電圧ＶＲＥＦ′を電圧Ｖ２側から電圧Ｖ１側へ上昇させるための充電用の第１スイッチ回路として機能する。一方、第２スイッチ素子３１４及び第３スイッチ素子３１６は、第１コンデンサ３０８の一端に現れる基準電圧ＶＲＥＦ′を電圧Ｖ１側から電圧Ｖ２側へ下降させるための放電用の第２スイッチ回路として機能する。

＝＝＝電圧−周波数変換装置の動作＝＝＝
＜＜＜基準電圧変動部の動作＞＞＞
図１及び図２を参照しつつ、基準電圧変動部３０２が周期的に変動する基準電圧ＶＲＥＦ′を発生する動作について説明する。図２は、電圧−周波数変換装置の動作を示すタイムチャートである。尚、図２において、第１乃至第３スイッチ素子３１２、３１４、３１６を表すＴＧ１乃至ＴＧ３のハイレベルは、第１乃至第３スイッチ素子３１２、３１４、３１６のオン状態を示しており、一方、ＴＧ１乃至ＴＧ３のローレベルは、第１乃至第３スイッチ素子３１２、３１４、３１６のオフ状態を示している。

先ず、基準電圧変動部３０２の定常状態において、第１スイッチ素子３１２がオフするとともに第２スイッチ素子３１４がオンした場合、第２コンデンサ３１０の非接地側の一端に発生する電圧は高い電圧Ｖ１から低い電圧Ｖ２へ変化する。そのため、第１スイッチ素子３１２がオフ且つ第２スイッチ素子３１４がオンしているＴ１／２期間において、第３スイッチ素子３１６が第２周期Ｔ２で繰り返しオンするごとに、第１コンデンサ３０８の充電電圧が第２コンデンサ３１０の容量値分ずつ当該第２コンデンサ３１０へ移動する。この結果、第１コンデンサ３０８の非接地側の一端に発生する基準電圧ＶＲＥＦ′は、第３スイッチ素子３１６がオンするごとに、電圧Ｖ１側から電圧Ｖ２側へ階段状に下降することとなる。

次に、基準電圧変動部３０２の定常状態において、第１スイッチ素子３１２がオンするとともに第２スイッチ素子３１４がオフした場合、第２コンデンサ３１０の非接地側の一端に発生する電圧は低い電圧Ｖ２から高い電圧Ｖ１へ変化する。そのため、第１スイッチ素子３１２がオン且つ第２スイッチ素子３１４がオフしているＴ１／２期間において、第３スイッチ素子３１６が第２周期Ｔ２で繰り返しオンするごとに、第２コンデンサ３１０の充電電圧が当該第２コンデンサ３１０の容量値分ずつ第１コンデンサ３０８へ移動する。この結果、第１コンデンサ３０８の非接地側の一端に発生する基準電圧ＶＲＥＦ′は、第３スイッチ素子３１６がオンするごとに、電圧Ｖ２側から電圧Ｖ１側へ階段状に上昇することとなる。

タイミング制御回路３１８による第１乃至第３スイッチ素子３１２、３１４、３１６のスイッチ制御に従って、第１コンデンサ３０８の非接地側の一端からは、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の間で、第１周期Ｔ１単位で下降と上昇を繰り返す基準電圧ＶＲＥＦ′が発生することとなる。つまり、基準電圧ＶＲＥＦ′は基準電圧ＶＲＥＦとは異なり一定値ではなくなる。

尚、本実施形態において、第１周期Ｔ１と第２周期Ｔ２は「Ｔ１＝８＊Ｔ２」の関係を有することとして説明しているが、これに限られるものではない。第２周期Ｔ２は第１周期Ｔ１に比べて更に短い周期であってもよい。この場合、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の間における基準電圧ＶＲＥＦ′の階段状に変化する各期間は図２よりも短くなり、当該基準電圧ＶＲＥＦ′の階段状に変化する各量（各レベル）は図２よりも少なくなる。即ち、基準電圧ＶＲＥＦ′は、図２の場合と比べて更に頻繁に変動することとなる。

＜＜＜全体動作＞＞＞
図１及び図２を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の動作について説明する。尚、図２において、コンデンサ１１０の充電電圧が上昇する際の傾斜は、可変電流源１０４から供給される電流が小さくなる程、緩やかとなる方向へ変化することとなる。可変電流源１０４の電流量は電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じて一義的に定まるものである。つまり、コンパレータ１０８から出力される周波数信号の周波数は、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じて一義的に定まることとなる。本実施形態では、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧が略一定である期間の動作について説明する。即ち、コンデンサ１１０の充電電圧が上昇する際の傾斜は略一定である。

例えば、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がＶＸである場合、可変電流源１０４は電流ＩＸを発生し、コンデンサ１１０は当該電流ＩＸが供給されて実線の如く充電を行う。尚、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′より小さい状態の場合、コンパレータ１０８の出力はローレベルである。その後、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′を超えた場合、コンパレータ１０８の出力はハイレベルとなる。制御ロジック回路１１４は、コンパレータ１０８の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子１１２をオンする。即ち、コンデンサ１１０のための放電経路が形成される。従って、コンデンサ１１０はスイッチ素子１１２を介して直ちに実線の如く放電を行う。尚、制御ロジック回路１１４がスイッチ素子１１２をオンする一定期間は、コンデンサ１１０が放電を完了するために要する期間であって、コンデンサ１１０の容量等を考慮して制御ロジック回路１１４内に予め定められるものである。そして、コンデンサ１１０の充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′より小さくなった場合、コンパレータ１０８の出力は再びローレベルとなる。従って、コンパレータ１０８は、図２の周波数信号を出力する。

本実施形態では、基準電圧ＶＲＥＦ′は電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の間で周期的に変化している。即ち、コンデンサ１１０の充電電圧の上昇する傾きが略一定である期間であっても、当該充電電圧の比較対象となる基準電圧ＶＲＥＦ′のレベルが周期的に変化しているため、コンパレータ１０８から出力される周波数信号の周波数は略一定とはならずにばらつくこととなる。

そのため、電圧−周波数変換装置３００を、図４に示すようなクロック信号を用いて動作するマイクロコンピュータ２０３やロジック集積回路に内蔵した場合であっても、コンパレータ１０８から出力される周波数信号の周波数がばらつくために、コンパレータ１０８から出力される周波数信号がクロック信号等の周期的なデジタルノイズの周波数と一定の関係（例えば周波数信号がクロック信号の整数倍等）となる可能性は極めて低くなることとなる。従って、コンパレータ１０８から出力される周波数信号はクロック信号等のデジタルノイズからの干渉を受けにくくなり、図５に示す不感帯を発生しにくくなる。これにより、本実施形態の電圧−周波数変換装置３００における入出力特性は、図５に示すような本来あるべき実線の直線特性から一点鎖線の特性まで大きく逸脱することなく、実線の直線特性と略一致することとなる。

よって、本実施形態の電圧−周波数変換装置３００を採用することにより、電圧−周波数の変換精度を向上させることが可能となる。特に、電圧−周波数変換装置３００を図４に示すバッテリーパック２００の二次電池２０１の残量電圧等を検出するために用いる場合、より正確な残量電圧等を求めることが可能となる。

尚、第１コンデンサ３０８と第２コンデンサ３１０の容量比を大きくする程、基準電圧ＶＲＥＦ′が階段状に変化する各期間は短くなり、更に基準電圧ＶＲＥＦ′が階段状に変化する各量（各レベル）は小さくなる。従って、こうすることにより、コンパレータ１０８から出力される周波数信号がクロック信号等の周期的なデジタルノイズからの干渉を受ける可能性を更に低減することができる。

ここで、電圧−周波数変換装置３００を二次電池２０１の充放電状態の検出のために使用する場合、誤差増幅器１０２に印加される電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧がゼロとなったとき、可変電流源１０４からコンデンサ１１０へ供給される電流を所定の電流ＩＯ（＞０）とすべく、誤差増幅器１０２と可変電流源１０４との関係を設定すればよい。例えば、電圧−周波数変換装置３００を内蔵するバッテリーパック２００が電子機器に装着され、当該電子機器に対して電源が与えられる場合、二次電池２０１は放電を行うこととなる。即ち、図４のａ方向に放電電流が流れるため、電圧ＶＩＮ（＋）＜電圧ＶＩＮ（−）の関係が成立し、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧は大きくなる程に図５の横軸におけるＶＩＮ（＋）＝ＶＩＮ（−）のポイントから右方向に移動し、コンパレータ１０８から出力される周波数信号の周波数は高くなる。一方、電圧−周波数変換装置３００を内蔵するバッテリーパック２００が充電器に装着された場合、二次電池２０１は充電を行うこととなる。即ち、図４のｂ方向に充電電流が流れるため、電圧ＶＩＮ（＋）＞電圧ＶＩＮ（−）の関係が成立し、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧は大きくなる程に図５の横軸における電圧ＶＩＮ（＋）＝電圧ＶＩＮ（−）のポイントから左方向に移動し、コンパレータ１０８から出力される周波数信号の周波数は低くなる。マイクロコンピュータ２０３では、電圧ＶＩＮ（＋）＝電圧ＶＩＮ（−）であるときのコンパレータ１０８の周波数信号を基準として、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の大小と差電圧とに基づいて、二次電池２０１の充放電状態を検出することができる。

＝＝＝バッテリーパックの適用例＝＝＝
図１の電圧−周波数変換装置３００を有するバッテリーパック２００の適用対象としては、例えば図７に示すノート型パーソナルコンピュータ４００が挙げられる。このノート型パーソナルコンピュータ４００の側面に設けられたバッテリー挿入口４０２にバッテリーパック２００を挿入且つ装着することによって、ノート型パーソナルコンピュータ４００を動作させるための電源を供給することが可能となる。また、バッテリーパック２００内部のマイクロコンピュータ２０３によって求められた二次電池２０１の残量電圧（又は使用可能時間でもよい）は、ディスプレイ４０４の端部又は専用に設けられた小型ディスプレイ４０６に表示させることが可能である。二次電池２０１の残量電圧の表示方法としては、バーを用いたインジケーター表示でもよいし、数字表示でもよい。

また、電圧−周波数変換装置３００を有するバッテリーパック２００のその他の適用対象としては、デジタルカメラや携帯電話機等が挙げられる。
つまり、電圧−周波数変換装置３００を適用することで電圧−周波数の変換精度を向上させることができるため、適切な電圧−周波数変換結果を要する如何なる携帯型の電子機器に対しても、適用する効果は大である。

以上説明したことから明らかなように、コンデンサ１１０が充電を行うための可変電流源１０４と、コンデンサ１０４が充電を行うための可変電流源１０４の電流量を、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた電流量に調整する誤差増幅器１０２と、コンデンサ１１０の一端側に発生する充電電圧と基準電圧ＶＲＥＦ′との大小を比較するコンパレータ１０８と、充電電圧が基準電圧ＶＲＥＦ′を超えたときのコンパレータ１０８の比較結果に応じて、コンデンサ１１０の充電電圧を放電させる放電部（スイッチ素子１１２、制御ロジック回路１１４）と、を有し、コンパレータ１０８から電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）の差電圧に応じた周波数信号を得る電圧−周波数変換装置３００であって、基準電圧ＶＲＥＦ′を変動させる基準電圧変動部３０２を備えたことを特徴とする。これにより、コンパレータ１０８から出力される周波数信号の周波数を、クロック信号等の周期的なデジタルノイズからの干渉を受けなくなる程度にばらつかせることができ、電圧−周波数の変換精度を向上させることが可能となる。

また、基準電圧変動部３０２は、予め定められた電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の範囲内で、基準電圧ＶＲＥＦ′を周期的に変動させるものである。これによれば、基準電圧ＶＲＥＦ′の変動幅を電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２の間に予め制限することができる。即ち、コンパレータ１０８からの周波数信号があくまでもクロック信号等の周期的なデジタルノイズからの干渉を受けない範囲で、且つ、電圧−周波数の変換精度が図５の一点鎖線の如く低下しない範囲で、基準電圧ＶＲＥＦ′のレベルが変動することとなる。これにより、電圧−周波数の変換精度を向上させることが可能となる。特に、基準電圧ＶＲＥＦ′は、第１周期Ｔ１において上昇および下降を繰り返す階段波形の電圧であることが好ましい。

また、基準電圧変動部３０２は、電圧Ｖ１を発生する第１基準電圧源３０４と、電圧Ｖ１より電圧値が小さい電圧Ｖ２を発生する第２基準電圧源３０６と、第１コンデンサ３０８と、第１コンデンサ３０８より容量値が小さい第２コンデンサ３１０と、第２コンデンサ３１０の容量値を単位として、電圧Ｖ２側から電圧Ｖ１側へ第１コンデンサ３０８を充電させるための第１スイッチ回路（第１スイッチ素子３１２、第３スイッチ素子３１６）と、第２コンデンサ３１０の容量値を単位として、電圧Ｖ１側から電圧Ｖ２側へ第１コンデンサ３０８を放電させるための第２スイッチ回路（第２スイッチ素子３１４、第３スイッチ素子３１６）と、第１スイッチ回路及び第２スイッチ回路のスイッチタイミングを制御するタイミング制御回路３１８と、を有し、第１コンデンサ３０８の一端に現れる充放電電圧を基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ１０８の−端子に印加する構成とすることができる。

更に具体的には、基準電圧変動部３０２は、電圧Ｖ１を発生する第１基準電圧源３０４と、電圧Ｖ１より電圧値が小さい電圧Ｖ２を発生する第２基準電圧源３０６と、第１コンデンサ３０８と、第１コンデンサ３０８より容量値が小さい第２コンデンサ３１０と、電圧Ｖ１と、充放電電圧が現れる第２コンデンサ３１０の一端との間に接続された第１スイッチ素子３１２と、電圧Ｖ２と、第２コンデンサ３１０の一端との間に接続された第２スイッチ素子３１４と、充放電電圧が現れる第１コンデンサ３０８の一端及び第２コンデンサ３１０の一端の間に接続された第３スイッチ素子３１６と、第１乃至第３スイッチ素子３１２、３１４、３１６のスイッチタイミングを制御するタイミング制御回路３１８と、を有し、タイミング制御回路３１８は、第１周期Ｔ１で第１スイッチ素子３１２及び第２スイッチ素子３１４を相補的にスイッチングするとともに、第１周期Ｔ１より短い第２周期Ｔ２で第３スイッチ素子３１６をスイッチングし、第１コンデンサ３０８の一端に現れる充放電電圧を基準電圧ＶＲＥＦ′としてコンパレータ１０８の−端子に印加する構成とすることができる。

また、電圧−周波数変換装置３００は、所定周波数のクロック信号に同期して動作する集積回路（マイクロコンピュータ２０３やロジック回路）に内蔵されてなるものとすることができる。電圧−周波数変換装置３００から出力される周波数信号はクロック信号や周期的なデジタルノイズの影響を受けにくい構成となっているため、電圧−周波数変換装置３００は、マイクロコンピュータ２０３やロジック集積回路等と１チップ化しても精度のよい電圧−周波数変換を実行することが可能となる。

また、電圧ＶＩＮ（＋）及び電圧ＶＩＮ（−）を、二次電池２０１の電流が流れる検出抵抗２０２の両端に現れる電圧であることとすれば、電圧−周波数変換装置３００を採用するマイクロコンピュータ２０３等は、二次電池２０１が充電されている際の充電電圧や、二次電池２０１が放電されている際の残量電圧等を精度よく求めることが可能となる。

以上、本発明にかかる電圧−周波数変換装置及び電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法について説明したが、上記の説明は、本発明の理解を容易とするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

本発明にかかる電圧−周波数変換装置を示す回路ブロック図である。 本発明にかかる電圧−周波数変換装置の動作を示すタイムチャートである。 従来の電圧−周波数変換装置を示す回路ブロック図である。 電圧−周波数変換装置の適用例であるバッテリーパックを示す回路ブロック図である。 電圧−周波数変換装置の入出力特性を示す特性図である。 従来の電圧−周波数変換装置の動作を示すタイムチャートである。 バッテリーパックが適用される電子機器の一例を示す図である。

符号の説明

１０２ 誤差増幅器
１０４ 可変電流源
１０８ コンパレータ
１１０ コンデンサ
１１２ スイッチ素子
１１４ 制御ロジック回路
３０２ 基準電圧変動部
３０４ 第１基準電圧源
３０６ 第２基準電圧源
３０８ 第１コンデンサ
３１０ 第２コンデンサ
３１２ 第１スイッチ素子
３１４ 第２スイッチ素子
３１６ 第３スイッチ素子
３１８ タイミング制御回路

Claims (8)

1. コンデンサが充電を行うための可変電流源と、
   前記コンデンサが充電を行うための前記可変電流源の電流量を、第１電圧及び第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整部と、
   前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較部と、
   前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧を放電させる放電部と、を有し、
   前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を得る電圧−周波数変換装置であって、
   前記基準電圧を変動させる基準電圧変動部、を備えたことを特徴とする電圧−周波数変換装置。
2. 前記基準電圧変動部は、予め定められた電圧の範囲内で、前記基準電圧を周期的に変動させることを特徴とする請求項１に記載の電圧−周波数変換装置。
3. 前記基準電圧は、各周期において上昇および下降を繰り返す階段波形の電圧である、ことを特徴とする請求項２に記載の電圧−周波数変換装置。
4. 前記基準電圧変動部は、
   電圧Ｖ１と、
   前記電圧Ｖ１より電圧値が小さい電圧Ｖ２と、
   第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサより容量値が小さい第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサの容量値を単位として、前記電圧Ｖ２側から前記電圧Ｖ１側へ前記第１コンデンサを充電させるための第１スイッチ回路と、
   前記第２コンデンサの容量値を単位として、前記電圧Ｖ１側から前記電圧Ｖ２側へ前記第１コンデンサを放電させるための第２スイッチ回路と、
   前記第１スイッチ回路及び前記第２スイッチ回路のスイッチタイミングを制御するタイミング制御回路と、を有し、
   前記第１コンデンサの一端に現れる充放電電圧を前記基準電圧として前記比較部に印加することを特徴とする請求項３に記載の電圧−周波数変換装置。
5. 前記基準電圧変動部は、
   電圧Ｖ１と、
   前記電圧Ｖ１より電圧値が小さい電圧Ｖ２と、
   第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサより容量値が小さい第２コンデンサと、
   前記電圧Ｖ１と、充放電電圧が現れる前記第２コンデンサの一端との間に接続された第１スイッチ素子と、
   前記電圧Ｖ２と、前記第２コンデンサの一端との間に接続された第２スイッチ素子と、
   充放電電圧が現れる前記第１コンデンサの一端及び前記第２コンデンサの一端の間に接続された第３スイッチ素子と、
   前記第１乃至第３スイッチ素子のスイッチタイミングを制御するタイミング制御回路と、を有し、
   前記タイミング制御回路は、第１周期で前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子を相補的にスイッチングするとともに、前記第１周期より短い第２周期で前記第３スイッチ素子をスイッチングし、
   前記第１コンデンサの一端に現れる充放電電圧を前記基準電圧として前記比較部に印加することを特徴とする請求項３に記載の電圧−周波数変換装置。
6. 所定周波数のクロック信号に同期して動作する集積回路に内蔵されてなることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
7. 前記第１電圧及び前記第２電圧は、二次電池の電流が流れる検出抵抗の両端に現れる電圧であることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
8. コンデンサが充電を行うための可変電流源と、
   前記コンデンサが充電を行うための前記可変電流源の電流量を、第１電圧及び第２電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整部と、
   前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較部と、
   前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧を放電させる放電部と、を有し、
   前記比較部から前記第１電圧及び前記第２電圧の差電圧に応じた周波数信号を得る電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法であって、
   前記基準電圧を予め定められた電圧の範囲内で周期的に変動させる、ことを特徴とする電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法。
   
   

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