JP2006067783A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータのコンデンサの数を低減して低コスト化を図る。
【解決手段】 （ｎ−１）個のコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１を互いに並列に接続するスイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１及びＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２、これらのコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１を直列に接続するスイッチＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２を設けた。相１ではスイッチＳ４、Ｓ５、ＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１とＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオンにして、並列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１を出力端子２と接地電圧Ｖｓｓの間に接続し充電を行い、相２ではスイッチＳ１、Ｓ６、ＳＷＡｎ−１、ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−１をオンにして、直列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１を出力端子２と入力電圧ｖｉｎ（入力端子１）の間に接続し放電を行う。相１と相２を安定するまで繰り返すことにより、入力電圧Ｖｉｎを１／ｎ倍に降圧した出力電圧Ｖｏｕｔを供給することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に入力電圧を降圧する機能を備えたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、ある入力直流電圧をそれと異なる直流電圧に変換する回路であり、ＬＳＩの電源回路などに用いられる。ＤＣ−ＤＣコンバータの中で、特に入力電圧を降圧する機能を備えた降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。

この種のＤＣ−ＤＣコンバータについて図４を参照しながら説明する。Ｃ１〜Ｃｎは、スイッチングにより直列接続と並列接続に切り換え可能なｎ個のコンデンサである。Ｃｏｕｔは出力コンデンサ（平滑用コンデンサ）である。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、ｎ個のコンデンサＣ１〜Ｃｎを、図４（a）に示すような直列に接続した状態と、図４（b）に示すような並列に接続した状態とに、不図示のスイッチング回路により、交互に切換えることができるように構成する。以下、図４（a）の状態を相１、図４（b）の状態を相２と称する。尚、コンデンサＣ１〜Ｃｎは全て同じ容量値を有するものとする。

相１では、コンデンサＣ１〜Ｃｎは直列接続された状態で、入力電圧Ｖｉｎ（直流電圧）と接地電圧の間に直列接続されている。このとき、コンデンサＣ１〜Ｃｎにはそれぞれ、Ｖｉｎが１／ｎ倍された電圧１／ｎ・Ｖｉｎに応じた電荷が充電される。一方、相２では、コンデンサＣ１〜Ｃｎは並列接続された状態で、接地電圧Ｖｓｓ（０Ｖ）と出力端子の間に接続され、コンデンサＣ１〜Ｃｎに充電された電荷が出力端子に放電される。出力端子から得られる出力電圧をＶｏｕｔとすると、Ｖｏｕｔ＝１／ｎ・Ｖｉｎとなり、入力電圧Ｖｉｎの１／ｎの電圧が出力端子から得られる。したがって、相１と相２を交互に切り換えることによって、出力電圧Ｖｏｕｔとして入力電圧を１／ｎに降圧した電圧が得られる。
特開平９−１６３７１９号公報

しかしながら、上述したＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧Ｖｉｎを１／ｎ倍するためにｎ個のコンデンサが必要であり、コストが高いという問題を有していた。

そこで本発明は、ｎ−１個のコンデンサをスイッチにより直列接続と並列接続に切換えることができるように構成し、互いに並列に接続されたｎ−１個のコンデンサを出力端子と接地電圧の間に接続された状態と、直列に接続されたｎ−１個のコンデンサを入力電圧Ｖｉｎと出力端子の間に接続された状態を繰返すことにより、上述したＤＣ−ＤＣコンバータより少ないコンデンサ数で入力電圧Ｖｉｎを１／ｎ倍にした出力電圧Ｖｏｕｔを得る。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、（ｎ−１）個のコンデンサを用いて、入力電圧Ｖｉｎを１／ｎ倍に降圧することができる。即ち、従来のＤＣ−ＤＣコンバータよりコンデンサを１個減らすことができ、その分コストダウンが図れる。また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、（ｎ−１）個のコンデンサを用いて、入力電圧Ｖｉｎを（ｎ−１）／ｎ倍に降圧することも可能である。

以下、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて、図面を参照しながら説明する。図１及び図２はこのＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であり、図１は、入力電圧Ｖｉｎを１／ｎ倍に降圧する回路の構成及び動作を説明する図である。図２は、入力電圧Ｖｉｎを（ｎ−１）／ｎ倍に降圧する回路の構成及び動作を説明する図である。ここで、ｎは３以上の自然数である。図１と図２の回路は、同じ回路構成を有しており、スイッチの切り換え方法だけが異なっている。

図１、図２において、Ｃ１〜Ｃｎ−１はスイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１，ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２，ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２によって直列又は並列に切換え可能な（ｎ−１）個のコンデンサである。これらのコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１はスイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１及びＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオン、ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２をオフにすると、互いに並列接続となり、またスイッチＳＷＡｎ−１，ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２をオン、ＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−２及びＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオフにすると直列接続となる。尚、コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１の有する容量値は、どのような値でも良く、全て同一でもよい。また、コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１のうち、少なくとも１つのコンデンサが残りのコンデンサと異なる容量値を有していてもよい。即ち、コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１の容量値が全て異なっていても良いし、幾つかのコンデンサの容量値がいずれも同じで、他のコンデンサの容量値は異なっていても良い。

また、Ｓ１は入力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ１の一端との間に設けられたスイッチ、Ｓ２は入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子１とコンデンサＣ１の他端との間に設けられたスイッチ、Ｓ３はコンデンサＣ１の一端と接地電圧Ｖｓｓ（０Ｖ）との間に設けられたスイッチ、Ｓ４はコンデンサＣ１の他端と接地電圧Ｖｓｓとの間に設けられたスイッチ、Ｓ５はスイッチＳＷＣｎ−２と出力電圧Ｖｏｕｔが得られる出力端子２との間に設けられたスイッチ、Ｓ６はスイッチＳＷＡｎ−１と出力端子２との間に設けられたスイッチであり、Ｃｏｕｔは出力端子２と接地電圧Ｖｓｓの間に接続された出力コンデンサ（平滑用コンデンサ）である。尚、全てのスイッチはＭＯＳトランジスタで構成することができる。

次に、図１、図３を参照しながら、上述した構成のＤＣ−ＤＣコンバータの第１の動作例を説明する。尚、コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１は全て同じ容量値を有するものとする。図３はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ切換え図であり、○印はスイッチがオン、×印はスイッチがオフであることを表している。以下、図１（a）の状態を相１、図１（b）の状態を相２と称する。また、図１（a），（b）の中の矢印は電流を示している。

相１では、図３のスイッチ切換え図に示されるように、スイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１，ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオン、スイッチＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２をオフにする。また、スイッチＳ４，Ｓ５をオン、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６をオフにする。すると、（ｎ−１）個のコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１は互いに並列接続された状態で、出力端子２と接地電圧Ｖｓｓの間に接続される。これにより、出力コンデンサＣｏｕｔから出力電圧Ｖｏｕｔの電圧に応じた電荷が放電されると共に、各コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１には、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電荷が充電される。

また、相２では、図３のスイッチ切換え図に示されるように、スイッチＳＷＡｎ−１，ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２をオン、スイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−２，ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオフにする。また、スイッチＳ１，Ｓ６をオン、スイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５をオフにする。すると、各コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１は直列接続された状態で、入力電圧Ｖｉｎ（即ち、入力電圧Ｖｉｎが印加された入力端子１）と出力電圧Ｖｏｕｔの間に接続される。これにより、出力コンデンサＣｏｕｔには出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電荷が充電され、コンデンサＣｎ−１から電圧値Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ×（ｎ−１）に応じた電荷が放電される。

相１と相２を安定するまで繰り返すことにより、Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ×（ｎ−１）＝Ｖｏｕｔが成り立つ。この式から、Ｖｏｕｔ＝１／ｎ ・ Ｖｉｎとなり、入力電圧Ｖｉｎの１／ｎ倍に降圧された出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。

また、相１と相２におけるスイッチＳ１〜Ｓ６の切換えは変更せず、スイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１、ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２、ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２の個々の切換えを変更することより、直並列切換えされるコンデンサの数を減少させることができる。よって、同一の回路構成のまま、入力電圧Ｖｉｎの１／ｎ，１／（ｎ−１），１／（ｎ−２），…，１／２の、（ｎ−１）通りの出力電圧Ｖｏｕｔを得ることも可能である。

次に、図２を参照しながら、上述した構成のＤＣ−ＤＣコンバータの第２の動作例を説明する。尚、コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１は全て同じ容量値を有するものとする。以下、図２（a）の状態を相１、図２（b）の状態を相２と称する。また、図２（a），（b）の中の矢印は電流を示している。

相１では、図３のスイッチ切換え図に示されるように、スイッチＳＷＡｎ−１，ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２をオン、スイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−２，ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオフにする。また、スイッチＳ３，Ｓ６をオン、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５をオフにする。すると、各コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１は直列接続された状態で、出力電圧Ｖｏｕｔと接地電圧Ｖｓｓの間に接続される。これにより、出力コンデンサＣｏｕｔから出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電荷が放電され、各コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１には電圧 Ｖｏｕｔ／（ｎ−１）に応じた電荷が充電される。

また、相２では、図３のスイッチ切換え図に示されるように、スイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１，ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２をオン、スイッチＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２をオフにする。また、スイッチＳ２，Ｓ５をオン、スイッチＳ１，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６をオフにする。すると、各コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１は並列接続された状態で、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの間に接続される。これにより、出力コンデンサＣｏｕｔには出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電荷が充電され、各コンデンサＣ１〜Ｃｎ−１から電圧 Ｖｉｎ−[Ｖｏｕｔ／（ｎ−１）]に応じた電荷が放電される。

相１と相２を安定するまで繰り返すことにより、Ｖｉｎ−[Ｖｏｕｔ／（ｎ−１）]＝Ｖｏｕｔが成り立つ。この式から、Ｖｏｕｔ＝（ｎ−１）／ｎ ・ Ｖｉｎとなり、入力電圧Ｖｉｎの（ｎ−１）／ｎ倍に降圧された出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。

また、第１の実施例と同様、相１と相２におけるスイッチＳ１〜Ｓ６の切換えは変更せず、スイッチＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１、ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２、ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２の個々の切換えを変更することより、直並列されるコンデンサの数を減少させることができる。よって、同一の回路構成のまま、入力電圧Ｖｉｎの１／２，２／３，…，（ｎ−１）／ｎの、（ｎ−１）通りの出力電圧Ｖｏｕｔを得ることも可能である。

本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ切換え図である。 従来例に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

符号の説明

１ 入力端子
２ 出力端子
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチ
ＳＷＡ１〜ＳＷＡｎ−１ スイッチ
ＳＷＢ１〜ＳＷＢｎ−２ スイッチ
ＳＷＣ１〜ＳＷＣｎ−２ スイッチ
Ｃ１〜Ｃｎ コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力容量

Claims (5)

1. 複数のコンデンサと、第１の相において前記複数のコンデンサを出力端子と接地電圧との間に互いに並列に接続して充電し、第２の相において前記複数のコンデンサを前記出力端子と入力電圧との間に直列に接続して放電する第１のスイッチング回路を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 第１の相において前記複数のコンデンサを前記出力端子と接地電圧との間に互いに直列に接続して充電し、第２の相において前記複数のコンデンサを前記出力端子と前記入力電圧との間に並列に接続して放電する第２のスイッチング回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記複数のコンデンサは全て同じ容量値を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記複数のコンデンサのうち、少なくとも１つのコンデンサが残りの
   コンデンサと異なる容量値を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記スイッチング回路はＭＯＳトランジスタから成る複数のスイッチを含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。