JP4261163B2 - ハイブリッド式電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１６は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源SUPの端子、Lsは交流リアクトル、CNVはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Cdは直流平滑コンデンサ，INVは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、PTCは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、電圧制御補償器Ｇｖ(S)，乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ(S)、及びパルス幅変調制御回路PWMCを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはSin｛ωt＋（2/3）π｝，Sin｛ωt−（2/3）π｝が入力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータCNVは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ(S)で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ(S)で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ(S)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ(S)の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路PWMCに入力され、コンバータCNVのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ２はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ２をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータCNVのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、
Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源SUPから直流平滑コンデンサCdに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサCdの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータINV及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサCdを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサCdのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサCdにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにPWMコンバータCNVによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、PWMコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）及び負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）がブリッジ接続されて成り、交流電源SUPに交流リアクトルＬsを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器RECと、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）がブリッジ接続され、且つこれら正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）にそれぞれ正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）が逆並列接続されて成り、前記電力用ダイオード整流器RECの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬaを介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、前記電圧形自励式電力変換器CNVの正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）に対してスイッチング制御信号ｇ1〜ｇ6を出力する電力変換器制御回路PTCと、前記電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、を備え、更に、前記電圧形自励式電力変換器CNVは、前記正側自己消弧素子S1（S3,S5）、及び前記負側自己消弧素子S2（S4,S6）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記正側高速ダイオードD1（D3,D5）から正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）への転流、及び前記負側高速ダイオードD2（D4,D6）から負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）への転流を促進するため、正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、ことを特徴とする。
【００１８】
上記のように、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVとを組み合わせることによりハイブリッド式電力変換器装置を構成することができる。この装置に適用できる交流の相数は、主として３相又は単相であるが、これらの相数に限定しなければならないわけではなく、その他の相数のものも含まれる。
【００１９】
リカバリー電流抑制リアクトルLaは、自励式電力変換器CNVの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器RECの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。Laは、通常、数10μＨのインダクタンス値で、通常の交流リアクトルLsと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００２０】
自励式電力変換器CNVを構成する正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）に逆並列接続される正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）の電位は、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段によりそれぞれ正側及び負側に上昇させられる。
【００２１】
例えば、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側高速ダイオード電位上昇手段によって正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加されるためD1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。そして、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００２２】
また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側高速ダイオード電位上昇手段下によって負側高速ダイオードD2に逆バイアス電圧が印加されるためD2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。これを転流とよぶ。そして、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００２３】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、リカバリ電流抑制リアクトルＬaのインダクタンス分と正側高速ダイオード電位上昇手段又は負側高速ダイオード電位上昇手段のインピダンス分とで決まる時定数に比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなるので、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００２４】
正側高速ダイオード電位上昇手段を付加することにより、等価的に正側高速ダイオードD1のオン電圧降下を増やす効果を得ることができ、正側電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００２５】
本発明では、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器RECに流れるように制御することにより、自励式電力変換器CNVのしゃ断電流を小さく抑えている。当該自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器CNVを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。
【００２６】
一方、回生運転時は、大部分の電流が自励式電力変換器CNVの自己消弧素子に流れる。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００２７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsを制御することにより、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Ｖdを制御するものである、ことを特徴とする。
【００２８】
電力変換装置の交流側端子を交流リアクトルLsを介して交流電源SUPに接続し、かつ直流側端子に負荷装置LOADを接続することにより、交流／直流電力変換装置として機能するようになる。負荷装置LOADが電力を消費することにより、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄは低下するが、その分交流電源SUPから供給される入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。また、負荷装置LOADが、例えば、インバータと交流電動機とで構成されるような場合、電動機に回生ブレーキをかけると、そのエネルギーが一旦直流平滑コンデンサCdに蓄積されるため、当該直流電圧Ｖｄは上昇する。このとき、入力電流Ｉｓの位相を反転させることにより有効電力が交流電源SUPに戻され、やはり、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。これにより、電力回生が可能で、直流電圧安定化が図られ、高力率・高効率な経済的なハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００２９】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsの制御を、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対して交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、ことを特徴とする。
【００３０】
電力変換器制御回路PTCは、自励式電力変換器CNVを固定されたパルスパターンで動作させ、前記交流電源SUPの電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御している。自励式電力変換器CNVは、固定パルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、変換器の交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【００３１】
電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／2又は、π−φ／2となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。また、入力電流Ｉｓと自励式変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／2又は、π＋φ／2となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝30°程度で、力率はｃｏｓ15°＝0.966となる。
【００３２】
自励式変換器CNVを固定パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３３】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、ことを特徴とする。
【００３４】
固定パルス数を多くするほど高調波の低減には有効であり、通常は、３パルス、５パルス等の奇数で設定される。
【００３５】
請求項５記載の発明は、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒa1（Ｒa3,Ｒa5）及び負側直列抵抗Ｒa2（Ｒa4,Ｒa6）である、ことを特徴とする。
【００３６】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、高速ダイオードに直列接続される抵抗を用いることができる。そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側直列抵抗Ra1の電圧降下により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００３７】
また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側直列抵抗Ra2の電圧降下により負側高速ダイオードD2に逆バイアス電圧が印加され、D2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００３８】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝La／Raに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００３９】
正側直列抵抗Ra1は等価的に正側高速ダイオードD1のオン電圧降下を増やす効果があり、正側電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが正側高速ダイオードD1のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４０】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2である、ことを特徴とする。
【００４１】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流電圧源を用いることができる。そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側補助直流電圧源Eo1により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側補助直流電圧源Eo2により負側高速ダイオードD2に逆バイアス電圧が印加され、D2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００４２】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eo）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードD1，D2に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４３】
補助直流電圧源Eo1，Eo2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードD1，D2から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４４】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2である、ことを特徴とし、また、請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2にそれぞれ放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した、ことを特徴とする。
【００４５】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流平滑コンデンサを用いることができる。そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサCo1により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、正側補助直流平滑コンデンサCo1に、（1／2）Co1×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。放電抵抗Ro1は、コンデンサCo1のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００４６】
また、負側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサCo2により負側高速ダイオードD2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、負側補助直流平滑コンデンサCo2に、（1／2）Co2×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。放電抵抗Ro2は、コンデンサCo2のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００４７】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧をEcoとした場合、転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eco）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードD1，D2に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４８】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧Eco1，Eco2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードD1，D2から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1，D2のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４９】
請求項９記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサCdに回生する正側電力回生回路ＣＨ1及び負側電力回生回路ＣＨ2を設けた、ことを特徴とする。
【００５０】
補助直流平滑コンデンサに一定以上のエネルギーが蓄積されたときは、これを放出させる必要がある。請求項８記載の発明では、このエネルギーを放出する手段として放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を用いていたが、請求項９記載の発明では、放出するエネルギーを平滑コンデンサCdに回生して有効利用するようにしている。
【００５１】
そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサCo1により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、正側補助直流平滑コンデンサCo1に、（1／2）Co1×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。
【００５２】
正側回生回路CH1は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを、直流平滑コンデンサCdに回生し、当該コンデンサCo1に印加される電圧Eco1をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５３】
また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサCo2により負側高速ダイオードD2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、負側補助直流平滑コンデンサCo2に、（1／2）Co2×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。
【００５４】
同様に、負側回生回路CH2は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを、直流平滑コンデンサCdに回生し、当該コンデンサCo2に印加される電圧Eco2をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５５】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧をEcoとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eco）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードD1，D2に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５６】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧Eco1，Eco2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードD1，D2から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1，D2のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１６と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は、第１の実施形態の要部構成を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側直列抵抗Ｒa1及び負側直列抵抗Ｒa2を用いた場合の構成を示している。なお、この図１では、交流電源SUP、負荷装置LOAD、電力変換器制御回路PTC等の図示を省略しており、また、電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVを構成する電力用ダイオード及び自己消弧素子等については一対の正側及び負側の素子のみを図示して図面を簡略化している。このように図面を簡略化している理由には、図１の構成が、単相交流のにのみ適用するわけではなく、単相及び３相の双方、更にはそれ以外の多相交流に対しても適用可能であることが含まれている。
【００５８】
図１に示したハイブリッド式電力変換装置は、直流平滑コンデンサCdと、当該直流平滑コンデンサCdの正側端子P及び負側端子Ｎとの間に接続された正側及び負側の自己消弧素子S1，S2の直列回路と、カソード端子が直流平滑コンデンサCdの正側端子Pに接続され、アノード端子が交流端子Uに接続された正側電力用ダイオードPD1と、カソード端子が交流端子Uに接続され、アノード端子が直流平滑コンデンサCdの負側端子Ｎに接続された負側電力用ダイオードPD2と、正側自己消弧素子S1に逆並列接続された正側高速ダイオードD1及び正側直列抵抗Ra1の直列回路と、負側自己消弧素子S2に逆並列接続された負側高速ダイオードD2及び正側直列抵抗Ra2の直列回路と、交流側端子Uと正側自己消弧素子S1及び負側自己消弧素子S2の接続点Xとの間に接続されたリカバリ電流抑制リアクトルLaと、を具備している。
【００５９】
そして、電力用ダイオードPD1,PD2が電力用ダイオード整流器RECを構成し、自己消弧素子S1,S2、高速ダイオードD1,D2、直列抵抗Ｒa1,Ｒa2が電圧形自励式電力変換器CNVを構成している。
【００６０】
なお、出願人は、上記の直列抵抗Ｒa1,Ｒa2が付加されていない構成を特願２００１−２７９９８１号により先行技術として既に提案している。この先行技術の構成では、電力用ダイオードと高速ダイオードとの間で順方向電圧降下分にあまり差がない場合には、自己消弧素子がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルに流れる電流を速やかに減衰させることができなかった。図１の構成は、このような先行技術の欠点を是正しようとするものである。
【００６１】
リカバリ電流抑制リアクトルLaは、自己消弧素子S1，S2がオンしたとき、電力用ダイオードPD1，PD2に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。例えば、電流Ｉｓが電力用ダイオードPD1を介して流れていたとき、自己消弧素子S2がオンすると、電流ＩｓはリアクトルLa→S2に移っていく。このとき、電力用ダイオードPD1は内部キャリアが消滅するまで時間がかかり、すぐにオフすることはできず、その間、P→PD1→La→S2→Ｎの経路でリカバリ電流が流れる。リアクトルLaは当該リカバリ電流を抑える役目をする。当該リアクトルLaが無い場合には、過大なリカバリ電流がPD1及び自己消弧素子S2に流れて、ときには当該素子PD1やS2を壊すこともある。電流Ｉｓの方向が反転して電力用ダイオードPD2を介して流れているときに、自己消弧素子S1がオンした場合にも、同様に、リアクトルLaによりPD2のリカバリ電流を抑えることができる。リアクトルLaの値は、電力用ダイオードの特性にもよるが、数10μＨ程度が適当と考えられる。
【００６２】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された抵抗Ra1，Ra2の役割を説明する。電流Ｉｓが図１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、抵抗Ra1と高速ダイオードD1を介して流れることになる。
【００６３】
PD1の順方向電圧降下をVfa、D1の順方向電圧降下をVfbとした場合、抵抗Ra1による電圧降下はＩａ×Ra1となるので、リアクトルLaには、VLa＝Vfb＋Ｉａ×Ra1−Vfaの逆電圧が印加される。Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流Ｉａは、時定数Ｔ＝La／Ra1で減少していく。
【００６４】
例えば、La＝20μH，Ra1＝0.1Ωとした場合、電流Ｉａは、時定数Ｔ＝200μsecで減衰する。リアクトルLaの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Isの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。
【００６５】
時定数Ｔ＝La／Ra1を長くすると、リアクトルLaの電流Ｉａは次にS2がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流ＩｓをPD1とD1で分担することになる。次に、自己消弧素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にも電流が流れていると、当該高速ダイオードD1にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードD1の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【００６６】
抵抗Ra1を大きくすると、時定数Ｔ＝La／Ra1は短くなり、高速ダイオードD1に流れる電流の時間も短くなる。すると、S2がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードD1に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードD1の電流容量を小さくすることができ、しかも、S2がオンするときには、D1の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【００６７】
しかし、自己消弧素子S2がオフしたとき、抵抗Ra1には、Ｉａ×Ra1の電圧が発生し、その電圧が直流電圧Ｖｄに加えて素子S2に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Ｉａ＝1000A，Ra1＝1Ωとした場合、素子S2のオフ時に印加される電圧は、1500V＋1000V＝2500Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子S2の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、時定数Ｔ＝La／Ra1と、電圧降下Ｉａ×Ra1を考慮しながら、最適な抵抗Ra1を選択することが肝心となる。
【００６８】
入力電流Ｉｓが、図１と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と抵抗Ra2を含めて同様の動作をする。
【００６９】
図２は、第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。図中、SUPは３相交流電源、TRは３相変圧器、LOADは負荷装置（図１６のインバータINV及び交流電動機Mに相当）を示している。なお、通常、電力変換装置と交流電源SUPとの間には交流リアクトルＬsが設置されるが、図２の構成では変圧器TRの漏れインダクタンスで交流リアクトルＬsを兼ねるようにしているので図示をしていない。
【００７０】
リカバリ電流抑制リアクトルLaは、自励式電力変換器CNVの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器RECの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Laは数10μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルLsと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００７１】
電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)、電流制御補償回路Ｇｉ(S)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路PLL、位相制御回路PHCを有している。
【００７２】
この電力変換器制御回路PTCでは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器C1において電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ(S)により積分又は比例増幅し、加算器ADに入力する。一方、負荷装置LOADが消費する直流電流ＩLOADを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ADに入力する。加算器ADの出力Ｉｑ＊が交流電源SUPから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Zは、電源SUPから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００７３】
比較器C2により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ(S)により増幅して位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路PLLは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを生成し、位相制御回路PHCに入力する。位相制御回路PHCは、前記位相角指令値φ*及び位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器CNVの自己消弧素子S1〜S6に対するゲート信号g1〜g6を発生する。
【００７４】
図１及び図２に示したハイブリッド式電力変換装置は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。図３は、このときの制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。
【００７５】
図３において、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃはハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、交流リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００７６】
電源電圧Ｖｓの波高値とハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器TRを設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。
【００７７】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対するハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００７８】
一方、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００７９】
そして、図２において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。すなわち、Ｉｑ ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００８０】
また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。すなわち、Ｖｄ ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力が増加し、上記のようにＩｑ ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源SUPから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源SUP側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００８１】
図２の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ ＊＝ｋ1・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ADに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。
【００８２】
図４は、図２における位相制御回路PHCの構成図である。図中、AD1〜AD3は加減算器、PTN1〜PTN3はパルスパターン発生器を示す。加減算器AD1〜AD3は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから前記位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００８３】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号g1〜g6を発生する。そして、このパルスパターン発生器PTN1は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子S1，S2のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【００８４】
図５は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号g1（又はg2）を出力する。
【００８５】
０≦θｃｒ＜π の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
π≦θｃｒ＜２π の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
S1：オン（S2：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S2：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００８６】
図６は、図５のパルスパターンに基づきハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００８７】
図６は力行運転時の動作波形を示すもので、変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS2はＲ相の自己消弧素子S1とS2の電流を、ID1，ID2は高速ダイオードD1とD2の電流を、また、IPD1，IPD2は電力用ダイオードPD1，PD2の電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２を用いて説明する。
【００８８】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードPD2を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子S2がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルLaと素子S2を介して流れるようになる。次に、素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制用リアクトルLaの作用により、電流Ｉｒはまず、抵抗Ra1及び高速ダイオードD1を介して流れる。前述のように、抵抗Ra1により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れている電流は徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1に移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝La／Ra1により決まる。
【００８９】
入力電流Ｉｒが再び反転するまで、その電流は電力用ダイオードPD1に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、自己消弧素子S1と電力用ダイオードPD2と高速ダイオードD2及び直列抵抗Ra2の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００９０】
以上のように、力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードPD1，PD2に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。このとき、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍ となる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用いればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９１】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、IS1，IS2はＲ相の自己消弧素子S1とS2の電流を、ID1，ID2は高速ダイオードD1とD2の電流を、また、IPD1，IPD2は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。
【００９２】
入力電流Ｉｒが負で、素子S1がオン（S2はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子S1とリカバリ電流抑制リアクトルLaを介して流れる。素子S1をオフ（S2をオン）すると、リカバリ電流抑制リアクトルLaの作用により、電流Ｉｒはまず、抵抗Ra2と高速ダイオードD2の直列回路を介して流れる。直列抵抗Ra2により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードD2から電力用ダイオードPD2に移っていく。入力電流Ｉｒが反転すると、素子S2に電流が流れ、上記と同様に素子S2をオフすることにより、まず抵抗Ra1と高速ダイオードD1の直列回路に電流が流れ、当該抵抗Ra1の作用により、やがて電力ダイオードPD1に電流が移る。
【００９３】
回生運転時、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍ となる。
【００９４】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子S1〜S6のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９５】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。
【００９６】
図８は、パルスパターン発生器PTN1が３パルス出力を行った場合のパルスパターン及びこれに基づく３パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子S1，S2のパルスパターンは次のようになる。
【００９７】
０≦θｃｒ＜θ１ の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
θ１≦θｃｒ＜θ２ の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
θ２≦θｃｒ＜π の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
π≦θｃｒ＜θ３ の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４ の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
θ４≦θｃｒ＜２π の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
このとき、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
S1：オン（S2：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S2：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧の基本波波高値は一定となる。
【００９８】
図９は、図８のパルスパターンに基づきハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００９９】
図９は力行運転時の動作波形を示すもので、変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS2はＲ相の自己消弧素子S1とS2の電流を、ID1，ID2は高速ダイオードD1とD2の電流を、また、IPD1，IPD2は電力用ダイオードPD1，PD2の電流波形をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【０１００】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードPD2を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子S2がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制リアクトルLaと素子S2を介して流れるようになる。次に、素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaの作用により、電流Ｉｒはまず、抵抗Ra1と高速ダイオードD1の直列回路を介して流れる。当該直列抵抗Ra1の作用により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1に移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝La／Ra1により決まる。
【０１０１】
次に、素子S2を再びオンすると、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルLaと素子S2を介して流れ、電力用ダイオードPD1及び高速ダイオードD1の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子S2をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードD1に電流が流れ、次に電力用ダイオードPD1に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードPD1に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD2及び電力用ダイオードPD2の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１０２】
図９のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝20°，θ１＝10°とした場合、
Ｉｍａｘ＝0.342×Ｉｓｍ
となる。
【０１０３】
このように、本発明の第１の実施形態に係る装置によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードPD1〜PD6を通って流れ、高速ダイオードD1〜D6に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を達成できる。また、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流を小さくでき、装置全体のコストを大幅に低減できる。
【０１０４】
図１０は、第２の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2を用いた場合の構成を示している。この正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2としては、例えば、バッテリーのような、充放電可能な２次電池などが用いられる。なお、図１０は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅo1，Ｅo2を用いた以外は図１の構成と同じであるため、図１において既述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１０５】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された補助直流電圧源Eo1，Eo2の役割を説明する。電流Ｉｓが図１０の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流電圧源Eo1を介して流れることになる。PD1の順方向電圧降下をVfa、D1の順方向電圧降下をVfbとした場合、リアクトルLaには、VLa＝Eo1＋Vfb−Vfaの逆電圧が印加される。
【０１０６】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流は、Ｉａｏ−（Eo1／La）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝1000A，La＝20μH，Eo1＝200Vとした場合、時間Δｔ＝0.1msecで電流Ｉａはゼロになる。リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。補助直流電圧源Eo1の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルLaの電流Ｉａは次にS2がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流ＩｓをPD1とD1で分担することになる。次に、自己消弧素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にも電流が流れていると、当該高速ダイオードD1にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードD1の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１０７】
補助直流電圧源Eo1の電圧を高くすると、前記転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードD1に流れる電流の時間も短くなる。すると、S2がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードD1に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードD1の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にS2がオンするときには、D1の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。しかし、自己消弧素子S2がオフしたとき、補助直流電圧源Eo1の電圧が直流電圧Ｖｄに加えて素子S2に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Eo1＝1000Vとした場合、素子S2のオフ時に印加される電圧は、1500V＋1000V＝2500Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子S2の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Eo1の電圧を選択することが肝心となる。
【０１０８】
入力電流Ｉｓが、図１０と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と補助直流電圧源Eo2を含めて同様な動作をする。
【０１０９】
図１１は、第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、高速ダイオードD1，D3，D5のカソード端子は、補助直流電圧源Eo1の正側端子に接続されており、下側アームの自己消弧素子S2，S4，S6がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Eo1を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD1，PD3，PD5を介して流すようにしている。
【０１１０】
同様に、高速ダイオードD2，D4，D6のアノード端子は、補助直流電圧源Eo2の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子S1，S3，S5がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Eo2を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD2，PD4，PD6を介して流すようにしている。
【０１１１】
この図１１の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅo1，Ｅo2を用いた以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１１２】
図１２は、第３の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した場合の構成を示している。図１２は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を並列接続した以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１１３】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサCo1，Co2及び、当該補助コンデンサCo1，Co2にそれぞれ並列接続された放電抵抗Ro1，Ro2の役割を説明する。電流Isが図１２の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Isは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1を介して流れることになる。当該コンデンサCo1に印加される電圧Vo1は、Laの蓄積エネルギーがCo1に移ると考えて、
（1／2）La×Ｉａ ２＝（1／2）Co1×Vo1２
の関係が成り立ち、Vo1＝Ｉａ×√（La／Co1）となる。例えば、Ｉａ＝1000A，La＝20μH，Co1＝2000μF とした場合、Vo1＝100V となる。この電圧Vo1は、自己消弧素子S1，S2の耐圧に影響を与えるので、当該電圧Vo1があまり高くならないようにコンデンサCo1の容量を決める。
【０１１４】
ここで、LaとCo1により共振回路が形成されていると考えると、リアクトルLaのエネルギーがコンデンサCo1に移る時間Δｔ1は、共振周波数ｆｒ＝１／｛２π√（La×Co1）｝に対し、
Δｔ1＝１／（４・ｆｒ）＝（π／2）√（La×Co1）＝314μsec
となる。すなわち、素子S2がオフしてからΔｔ1後にリアクトルLaの電流Ｉａはゼロになる。
【０１１５】
リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Isの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。従って、高速ダイオードD1に流れる電流ID1（平均値）は小さく、電流容量の小さなもので済む。また、自己消弧素子S2が次にオンするまでに、当該高速ダイオードD1の電流ID1は十分小さくなっており、素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にはリカバリ電流がほとんど流れない利点がある。
【０１１６】
コンデンサCo1に蓄えられた電圧Vo1は、放電抵抗Ro1により放電し、次のスイッチングに備える。その放電時定数は、Ｔo＝Ro1×Co1となり、例えば、Co1＝2000μF，Ro1＝１Ωとすると、Ｔo＝２msec となる。
【０１１７】
以上のように、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下Vfaと高速ダイオードD1の順方向電圧降下Vfbがあまり差が無い場合でも、素子S2がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1への転流を実現することができる。
【０１１８】
入力電流Ｉｓが、図１２と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と補助直流平滑コンデンサCo2を含めて同様な動作をする。
【０１１９】
図１３は、第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、高速ダイオードD1，D3，D5のカソード端子は、補助直流平滑コンデンサＣo1の正側端子に接続されており、下側アームの自己消弧素子S2，S4，S6がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサＣo1を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD1，PD3，PD5を介して流すようにしている。
【０１２０】
同様に、高速ダイオードD2，D4，D6のアノード端子は、補助直流平滑コンデンサＣo2の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子S1，S3，S5がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサＣo2を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD2，PD4，PD6を介して流すようにしている。
【０１２１】
この図１３の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を並列接続した以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１２２】
図１４は、第４の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に蓄積された電力を直流平滑コンデンサCdに回生する正側回生回路ＣＨ1及び負側回生回路ＣＨ2を設けた場合の構成を示している。図１４は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、これらに蓄積された電力をＣＨ1，ＣＨ2によりCdに回生するようにしたこと以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１２３】
図１４において、昇圧チョッパ回路CH1は、自己消弧素子Q1，環流ダイオードDch1及び直流リアクトルLo1で構成され、補助直流平滑コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。同様に、昇圧チョッパ回路CH2は、自己消弧素子Q2，環流ダイオードDch2及び直流リアクトルLo2で構成され、補助直流平滑コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。
【０１２４】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサCo1，Co2及び、当該補助コンデンサCo1，Co2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生する昇圧チョッパCH1，CH2の動作を説明する。
【０１２５】
電流Ｉｓが図１４の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1を介して流れることになる。当該直流平滑コンデンサCo1の容量を十分大きな値にした場合、自己消弧素子S2のスイッチングの度に、リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉａ ２が、当該補助直流平滑コンデンサCo1に移り、徐々に当該補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が増加する。
【０１２６】
昇圧チョッパ回路CH1は、補助直流平滑コンデンサCo1の印加電圧Vo1がほぼ一定になるように、当該補助直流平滑コンデンサCo1のエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生する。すなわち、自己消弧素子Q1をオンすると、Co1（＋）→Q1→Lo1→Co1（−）の経路で電流が流れ、直流リアクトルLo1の電流を増加させる。
【０１２７】
次いで、素子Q1をオフすると、直流リアクトルLo1の電流は、Lo1→Cd→Dch1の経路で流れるようになり、Lo1のエネルギーは主直流平滑コンデンサCdに回生される。補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が指令値Vo*より大きくなった場合は、直流リアクトルLo1の電流を増加させ、回生電力を増やす。逆に、補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が指令値Vo*より小さくなった場合は、直流リアクトルLo1の電流を減少させ、回生電力を減らす。このようにして、補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1をほぼ一定に保つことができる。すなわち、補助直流平滑コンデンサCo1は補助直流電圧源Vo1と考えることができる。
【０１２８】
また、電流Ｉｓが図１４の矢印の向きに流れているとき、前述したように、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れ、この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1（補助直流電圧源Vo1）を介して流れることになる。このとき、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下をVfa、高速ダイオードD1の順方向電圧降下をVfbとした場合、リアクトルLaには、VLa＝Vo1＋Vfb−Vfaの逆電圧が印加される。
【０１２９】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流は、Ｉａｏ−（Vo1／La）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝1000A，La＝20μH，Vo1＝200Vとした場合、時間Δｔ＝0.1msecで電流Ｉａはゼロになる。
【０１３０】
リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Isの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルLaの電流Ｉａは次にS2がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流IsをPD1とD1で分担することになる。次に、自己消弧素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にも電流が流れていると、当該高速ダイオードD1にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードD1の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１３１】
補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードD1に流れる電流の時間も短くなる。すると、S2がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードD1に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードD1の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にS2がオンするときには、D1の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【０１３２】
しかし、自己消弧素子S2がオフしたとき、補助直流平滑コンデンサCo1の印加電圧Vo1が主直流電圧Ｖｄに加えて素子S2に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Vo1＝1000Vとした場合、素子S2のオフ時に印加される電圧は、1500V＋1000V＝2500Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子S2の耐圧を上げなければならなくなる。
【０１３３】
このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Vo1の電圧を選択することが肝心となる。
【０１３４】
入力電流Ｉｓが、図１４と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と補助直流平滑コンデンサCo2を含めて同様な動作をする。
【０１３５】
以上のように、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下Vfaと高速ダイオードD1の順方向電圧降下Vfbがあまり差が無い場合でも、素子S2がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1への転流を実現することができる。
【０１３６】
図１５は、第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、正側昇圧チョッパ回路CH1は、自己消弧素子Q1，環流ダイオードDch1及び直流リアクトルLo1で構成され、正側補助直流平滑コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。同様に、負側昇圧チョッパ回路CH2は、自己消弧素子Q2，環流ダイオードDch2及び直流リアクトルLo2で構成され、負側補助直流平滑コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。
【０１３７】
この図１５の構成も、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に蓄積された電力を直流平滑コンデンサCdに回生する正側回生回路ＣＨ1及び負側回生回路ＣＨ2を設けたこと以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１３８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図２】本発明の第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図３】図１及び図２の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図４】図２における位相制御回路PHCの構成図。
【図５】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図６】図５のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図７】図５のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】３パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図９】図８のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図１０】本発明の第２の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１１】本発明の第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１２】本発明の第３の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１３】本発明の第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１４】本発明の第４の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１５】本発明の第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１６】従来装置の構成図。
【符号の説明】
SUP 交流電源
REC 電力用ダイオード整流器
CNV 電圧形自励式電力変換器
PTC 電力変換器制御回路
Cd 直流平滑コンデンサ
LOAD 負荷装置
Ｌs 交流リアクトル
Ｌa リカバリ電流抑制リアクトル
PD1,PD3,PD5 正側電力用ダイオード
PD2,PD4,PD6 負側電力用ダイオード
S1,S3,S5 正側自己消弧素子
S2,S4,S6 負側自己消弧素子
D1,D3,D5 正側高速ダイオード
D2,D4,D6 負側高速ダイオード
Ｒa1,Ｒa3,Ｒa5 正側直列抵抗（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒa2,Ｒa4,Ｒa6 負側直列抵抗（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅo1 正側補助直流電圧源（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅo2 負側補助直流電圧源（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃo1 正側補助直流平滑コンデンサ（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃo2 負側補助直流平滑コンデンサ（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒo1,Ｒo2 放電抵抗
ＣＨ1 正側電力回生回路
ＣＨ2 負側電力回生回路
g1〜g6 ゲート信号（スイッチング制御信号）
INV インバータ
M 交流電動機
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１６は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源SUPの端子、Lsは交流リアクトル、CNVはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Cdは直流平滑コンデンサ，INVは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、PTCは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、電圧制御補償器Ｇｖ(S)，乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ(S)、及びパルス幅変調制御回路PWMCを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはSin｛ωt＋（2/3）π｝，Sin｛ωt−（2/3）π｝が入力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータCNVは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ(S)で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ(S)で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ(S)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ(S)の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路PWMCに入力され、コンバータCNVのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ２はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ２をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータCNVのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、
Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源SUPから直流平滑コンデンサCdに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサCdの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータINV及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサCdを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサCdのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサCdにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにPWMコンバータCNVによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、PWMコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）及び負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）がブリッジ接続されて成り、交流電源SUPに交流リアクトルＬsを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器RECと、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）がブリッジ接続され、且つこれら正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）にそれぞれ正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）が逆並列接続されて成り、前記電力用ダイオード整流器RECの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬaを介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、前記電圧形自励式電力変換器CNVの正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）に対してスイッチング制御信号ｇ1〜ｇ6を出力する電力変換器制御回路PTCと、前記電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、を備え、更に、前記電圧形自励式電力変換器CNVは、前記正側自己消弧素子S1（S3,S5）、及び前記負側自己消弧素子S2（S4,S6）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記正側高速ダイオードD1（D3,D5）から正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）への転流、及び前記負側高速ダイオードD2（D4,D6）から負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）への転流を促進するため、正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、ことを特徴とする。
【００１８】
上記のように、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVとを組み合わせることによりハイブリッド式電力変換器装置を構成することができる。この装置に適用できる交流の相数は、主として３相又は単相であるが、これらの相数に限定しなければならないわけではなく、その他の相数のものも含まれる。
【００１９】
リカバリー電流抑制リアクトルLaは、自励式電力変換器CNVの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器RECの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。Laは、通常、数10μＨのインダクタンス値で、通常の交流リアクトルLsと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００２０】
自励式電力変換器CNVを構成する正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）に逆並列接続される正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）の電位は、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段によりそれぞれ正側及び負側に上昇させられる。
【００２１】
例えば、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側高速ダイオード電位上昇手段によって正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加されるためD1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。そして、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００２２】
また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側高速ダイオード電位上昇手段下によって負側高速ダイオードD2に逆バイアス電圧が印加されるためD2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。これを転流とよぶ。そして、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００２３】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、リカバリ電流抑制リアクトルＬaのインダクタンス分と正側高速ダイオード電位上昇手段又は負側高速ダイオード電位上昇手段のインピダンス分とで決まる時定数に比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなるので、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００２４】
正側高速ダイオード電位上昇手段を付加することにより、等価的に正側高速ダイオードD1のオン電圧降下を増やす効果を得ることができ、正側電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００２５】
本発明では、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器RECに流れるように制御することにより、自励式電力変換器CNVのしゃ断電流を小さく抑えている。当該自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器CNVを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。
【００２６】
一方、回生運転時は、大部分の電流が自励式電力変換器CNVの自己消弧素子に流れる。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００２７】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsを制御することにより、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Ｖdを制御するものである、ことを特徴とする。
【００２８】
電力変換装置の交流側端子を交流リアクトルLsを介して交流電源SUPに接続し、かつ直流側端子に負荷装置LOADを接続することにより、交流／直流電力変換装置として機能するようになる。負荷装置LOADが電力を消費することにより、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄは低下するが、その分交流電源SUPから供給される入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。また、負荷装置LOADが、例えば、インバータと交流電動機とで構成されるような場合、電動機に回生ブレーキをかけると、そのエネルギーが一旦直流平滑コンデンサCdに蓄積されるため、当該直流電圧Ｖｄは上昇する。このとき、入力電流Ｉｓの位相を反転させることにより有効電力が交流電源SUPに戻され、やはり、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。これにより、電力回生が可能で、直流電圧安定化が図られ、高力率・高効率な経済的なハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００２９】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsの制御を、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対して交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、ことを特徴とする。
【００３０】
電力変換器制御回路PTCは、自励式電力変換器CNVを固定されたパルスパターンで動作させ、前記交流電源SUPの電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御している。自励式電力変換器CNVは、固定パルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、変換器の交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【００３１】
電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／2又は、π−φ／2となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。また、入力電流Ｉｓと自励式変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／2又は、π＋φ／2となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝30°程度で、力率はｃｏｓ15°＝0.966となる。
【００３２】
自励式変換器CNVを固定パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３３】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、ことを特徴とする。
【００３４】
固定パルス数を多くするほど高調波の低減には有効であり、通常は、３パルス、５パルス等の奇数で設定される。
【００３５】
請求項５記載の発明は、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒa1（Ｒa3,Ｒa5）及び負側直列抵抗Ｒa2（Ｒa4,Ｒa6）である、ことを特徴とする。
【００３６】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、高速ダイオードに直列接続される抵抗を用いることができる。そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側直列抵抗Ra1の電圧降下により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００３７】
また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側直列抵抗Ra2の電圧降下により負側高速ダイオードD2に逆バイアス電圧が印加され、D2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００３８】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝La／Raに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００３９】
正側直列抵抗Ra1は等価的に正側高速ダイオードD1のオン電圧降下を増やす効果があり、正側電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが正側高速ダイオードD1のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４０】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2である、ことを特徴とする。
【００４１】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流電圧源を用いることができる。そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側補助直流電圧源Eo1により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側補助直流電圧源Eo2により負側高速ダイオードD2に逆バイアス電圧が印加され、D2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００４２】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eo）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードD1，D2に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４３】
補助直流電圧源Eo1，Eo2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードD1，D2から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４４】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2である、ことを特徴とし、また、請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2にそれぞれ放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した、ことを特徴とする。
【００４５】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流平滑コンデンサを用いることができる。そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサCo1により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、正側補助直流平滑コンデンサCo1に、（1／2）Co1×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。放電抵抗Ro1は、コンデンサCo1のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００４６】
また、負側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサCo2により負側高速ダイオードD2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、負側補助直流平滑コンデンサCo2に、（1／2）Co2×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。放電抵抗Ro2は、コンデンサCo2のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００４７】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧をEcoとした場合、転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eco）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードD1，D2に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４８】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧Eco1，Eco2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードD1，D2から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1，D2のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４９】
請求項９記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサCdに回生する正側電力回生回路ＣＨ1及び負側電力回生回路ＣＨ2を設けた、ことを特徴とする。
【００５０】
補助直流平滑コンデンサに一定以上のエネルギーが蓄積されたときは、これを放出させる必要がある。請求項８記載の発明では、このエネルギーを放出する手段として放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を用いていたが、請求項９記載の発明では、放出するエネルギーを平滑コンデンサCdに回生して有効利用するようにしている。
【００５１】
そして、負側自己消弧素子S2に電流が流れているとき、当該素子S2をオフすると、その電流はまず正側高速ダイオードD1に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサCo1により正側高速ダイオードD1に逆バイアス電圧が印加され、D1の電流が減少し、正側電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で正側高速ダイオードD1から正側電力用ダイオードPD1への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、正側補助直流平滑コンデンサCo1に、（1／2）Co1×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。
【００５２】
正側回生回路CH1は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを、直流平滑コンデンサCdに回生し、当該コンデンサCo1に印加される電圧Eco1をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５３】
また、正側自己消弧素子S1に電流が流れているとき、当該素子S1をオフすると、その電流はまず負側高速ダイオードD2に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサCo2により負側高速ダイオードD2の電流が減少し、負側電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で負側高速ダイオードD2から負側電力用ダイオードPD2への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、負側補助直流平滑コンデンサCo2に、（1／2）Co2×Ｖ２のエネルギーとして蓄えられる。
【００５４】
同様に、負側回生回路CH2は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを、直流平滑コンデンサCdに回生し、当該コンデンサCo2に印加される電圧Eco2をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５５】
この動作は、自己消弧素子S1，S2がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧をEcoとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eco）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードD1，D2に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５６】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧Eco1，Eco2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードD1，D2から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードD1，D2のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１６と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は、第１の実施形態の要部構成を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側直列抵抗Ｒa1及び負側直列抵抗Ｒa2を用いた場合の構成を示している。なお、この図１では、交流電源SUP、負荷装置LOAD、電力変換器制御回路PTC等の図示を省略しており、また、電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVを構成する電力用ダイオード及び自己消弧素子等については一対の正側及び負側の素子のみを図示して図面を簡略化している。このように図面を簡略化している理由には、図１の構成が、単相交流のにのみ適用するわけではなく、単相及び３相の双方、更にはそれ以外の多相交流に対しても適用可能であることが含まれている。
【００５８】
図１に示したハイブリッド式電力変換装置は、直流平滑コンデンサCdと、当該直流平滑コンデンサCdの正側端子P及び負側端子Ｎとの間に接続された正側及び負側の自己消弧素子S1，S2の直列回路と、カソード端子が直流平滑コンデンサCdの正側端子Pに接続され、アノード端子が交流端子Uに接続された正側電力用ダイオードPD1と、カソード端子が交流端子Uに接続され、アノード端子が直流平滑コンデンサCdの負側端子Ｎに接続された負側電力用ダイオードPD2と、正側自己消弧素子S1に逆並列接続された正側高速ダイオードD1及び正側直列抵抗Ra1の直列回路と、負側自己消弧素子S2に逆並列接続された負側高速ダイオードD2及び正側直列抵抗Ra2の直列回路と、交流側端子Uと正側自己消弧素子S1及び負側自己消弧素子S2の接続点Xとの間に接続されたリカバリ電流抑制リアクトルLaと、を具備している。
【００５９】
そして、電力用ダイオードPD1,PD2が電力用ダイオード整流器RECを構成し、自己消弧素子S1,S2、高速ダイオードD1,D2、直列抵抗Ｒa1,Ｒa2が電圧形自励式電力変換器CNVを構成している。
【００６０】
なお、出願人は、上記の直列抵抗Ｒa1,Ｒa2が付加されていない構成を特願２００１−２７９９８１号により先行技術として既に提案している。この先行技術の構成では、電力用ダイオードと高速ダイオードとの間で順方向電圧降下分にあまり差がない場合には、自己消弧素子がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルに流れる電流を速やかに減衰させることができなかった。図１の構成は、このような先行技術の欠点を是正しようとするものである。
【００６１】
リカバリ電流抑制リアクトルLaは、自己消弧素子S1，S2がオンしたとき、電力用ダイオードPD1，PD2に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。例えば、電流Ｉｓが電力用ダイオードPD1を介して流れていたとき、自己消弧素子S2がオンすると、電流ＩｓはリアクトルLa→S2に移っていく。このとき、電力用ダイオードPD1は内部キャリアが消滅するまで時間がかかり、すぐにオフすることはできず、その間、P→PD1→La→S2→Ｎの経路でリカバリ電流が流れる。リアクトルLaは当該リカバリ電流を抑える役目をする。当該リアクトルLaが無い場合には、過大なリカバリ電流がPD1及び自己消弧素子S2に流れて、ときには当該素子PD1やS2を壊すこともある。電流Ｉｓの方向が反転して電力用ダイオードPD2を介して流れているときに、自己消弧素子S1がオンした場合にも、同様に、リアクトルLaによりPD2のリカバリ電流を抑えることができる。リアクトルLaの値は、電力用ダイオードの特性にもよるが、数10μＨ程度が適当と考えられる。
【００６２】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された抵抗Ra1，Ra2の役割を説明する。電流Ｉｓが図１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、抵抗Ra1と高速ダイオードD1を介して流れることになる。
【００６３】
PD1の順方向電圧降下をVfa、D1の順方向電圧降下をVfbとした場合、抵抗Ra1による電圧降下はＩａ×Ra1となるので、リアクトルLaには、VLa＝Vfb＋Ｉａ×Ra1−Vfaの逆電圧が印加される。Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流Ｉａは、時定数Ｔ＝La／Ra1で減少していく。
【００６４】
例えば、La＝20μH，Ra1＝0.1Ωとした場合、電流Ｉａは、時定数Ｔ＝200μsecで減衰する。リアクトルLaの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Isの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。
【００６５】
時定数Ｔ＝La／Ra1を長くすると、リアクトルLaの電流Ｉａは次にS2がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流ＩｓをPD1とD1で分担することになる。次に、自己消弧素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にも電流が流れていると、当該高速ダイオードD1にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードD1の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【００６６】
抵抗Ra1を大きくすると、時定数Ｔ＝La／Ra1は短くなり、高速ダイオードD1に流れる電流の時間も短くなる。すると、S2がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードD1に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードD1の電流容量を小さくすることができ、しかも、S2がオンするときには、D1の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【００６７】
しかし、自己消弧素子S2がオフしたとき、抵抗Ra1には、Ｉａ×Ra1の電圧が発生し、その電圧が直流電圧Ｖｄに加えて素子S2に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Ｉａ＝1000A，Ra1＝1Ωとした場合、素子S2のオフ時に印加される電圧は、1500V＋1000V＝2500Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子S2の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、時定数Ｔ＝La／Ra1と、電圧降下Ｉａ×Ra1を考慮しながら、最適な抵抗Ra1を選択することが肝心となる。
【００６８】
入力電流Ｉｓが、図１と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と抵抗Ra2を含めて同様の動作をする。
【００６９】
図２は、第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。図中、SUPは３相交流電源、TRは３相変圧器、LOADは負荷装置（図１６のインバータINV及び交流電動機Mに相当）を示している。なお、通常、電力変換装置と交流電源SUPとの間には交流リアクトルＬsが設置されるが、図２の構成では変圧器TRの漏れインダクタンスで交流リアクトルＬsを兼ねるようにしているので図示をしていない。
【００７０】
リカバリ電流抑制リアクトルLaは、自励式電力変換器CNVの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器RECの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Laは数10μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルLsと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００７１】
電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)、電流制御補償回路Ｇｉ(S)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路PLL、位相制御回路PHCを有している。
【００７２】
この電力変換器制御回路PTCでは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器C1において電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ(S)により積分又は比例増幅し、加算器ADに入力する。一方、負荷装置LOADが消費する直流電流ＩLOADを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ADに入力する。加算器ADの出力Ｉｑ＊が交流電源SUPから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Zは、電源SUPから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００７３】
比較器C2により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ(S)により増幅して位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路PLLは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを生成し、位相制御回路PHCに入力する。位相制御回路PHCは、前記位相角指令値φ*及び位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器CNVの自己消弧素子S1〜S6に対するゲート信号g1〜g6を発生する。
【００７４】
図１及び図２に示したハイブリッド式電力変換装置は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。図３は、このときの制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。
【００７５】
図３において、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃはハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、交流リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００７６】
電源電圧Ｖｓの波高値とハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器TRを設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。
【００７７】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対するハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００７８】
一方、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００７９】
そして、図２において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。すなわち、Ｉｑ ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００８０】
また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。すなわち、Ｖｄ ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力が増加し、上記のようにＩｑ ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源SUPから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源SUP側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００８１】
図２の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ ＊＝ｋ1・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ADに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。
【００８２】
図４は、図２における位相制御回路PHCの構成図である。図中、AD1〜AD3は加減算器、PTN1〜PTN3はパルスパターン発生器を示す。加減算器AD1〜AD3は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから前記位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００８３】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号g1〜g6を発生する。そして、このパルスパターン発生器PTN1は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子S1，S2のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【００８４】
図５は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号g1（又はg2）を出力する。
【００８５】
０≦θｃｒ＜π の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
π≦θｃｒ＜２π の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
S1：オン（S2：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S2：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００８６】
図６は、図５のパルスパターンに基づきハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００８７】
図６は力行運転時の動作波形を示すもので、変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS2はＲ相の自己消弧素子S1とS2の電流を、ID1，ID2は高速ダイオードD1とD2の電流を、また、IPD1，IPD2は電力用ダイオードPD1，PD2の電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２を用いて説明する。
【００８８】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードPD2を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子S2がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルLaと素子S2を介して流れるようになる。次に、素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制用リアクトルLaの作用により、電流Ｉｒはまず、抵抗Ra1及び高速ダイオードD1を介して流れる。前述のように、抵抗Ra1により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れている電流は徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1に移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝La／Ra1により決まる。
【００８９】
入力電流Ｉｒが再び反転するまで、その電流は電力用ダイオードPD1に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、自己消弧素子S1と電力用ダイオードPD2と高速ダイオードD2及び直列抵抗Ra2の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００９０】
以上のように、力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードPD1，PD2に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。このとき、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍ となる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用いればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９１】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、IS1，IS2はＲ相の自己消弧素子S1とS2の電流を、ID1，ID2は高速ダイオードD1とD2の電流を、また、IPD1，IPD2は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。
【００９２】
入力電流Ｉｒが負で、素子S1がオン（S2はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子S1とリカバリ電流抑制リアクトルLaを介して流れる。素子S1をオフ（S2をオン）すると、リカバリ電流抑制リアクトルLaの作用により、電流Ｉｒはまず、抵抗Ra2と高速ダイオードD2の直列回路を介して流れる。直列抵抗Ra2により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードD2から電力用ダイオードPD2に移っていく。入力電流Ｉｒが反転すると、素子S2に電流が流れ、上記と同様に素子S2をオフすることにより、まず抵抗Ra1と高速ダイオードD1の直列回路に電流が流れ、当該抵抗Ra1の作用により、やがて電力ダイオードPD1に電流が移る。
【００９３】
回生運転時、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍ となる。
【００９４】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子S1〜S6のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９５】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。
【００９６】
図８は、パルスパターン発生器PTN1が３パルス出力を行った場合のパルスパターン及びこれに基づく３パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子S1，S2のパルスパターンは次のようになる。
【００９７】
０≦θｃｒ＜θ１ の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
θ１≦θｃｒ＜θ２ の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
θ２≦θｃｒ＜π の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
π≦θｃｒ＜θ３ の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４ の範囲で、g1＝０，g2＝１（S1：オフ，S2：オン）
θ４≦θｃｒ＜２π の範囲で、g1＝１，g2＝０（S1：オン，S2：オフ）
このとき、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
S1：オン（S2：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S2：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧の基本波波高値は一定となる。
【００９８】
図９は、図８のパルスパターンに基づきハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【００９９】
図９は力行運転時の動作波形を示すもので、変換装置の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS2はＲ相の自己消弧素子S1とS2の電流を、ID1，ID2は高速ダイオードD1とD2の電流を、また、IPD1，IPD2は電力用ダイオードPD1，PD2の電流波形をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【０１００】
入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードPD2を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子S2がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制リアクトルLaと素子S2を介して流れるようになる。次に、素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaの作用により、電流Ｉｒはまず、抵抗Ra1と高速ダイオードD1の直列回路を介して流れる。当該直列抵抗Ra1の作用により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1に移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝La／Ra1により決まる。
【０１０１】
次に、素子S2を再びオンすると、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルLaと素子S2を介して流れ、電力用ダイオードPD1及び高速ダイオードD1の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子S2をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードD1に電流が流れ、次に電力用ダイオードPD1に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードPD1に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD2及び電力用ダイオードPD2の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１０２】
図９のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝20°，θ１＝10°とした場合、
Ｉｍａｘ＝0.342×Ｉｓｍ
となる。
【０１０３】
このように、本発明の第１の実施形態に係る装置によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードPD1〜PD6を通って流れ、高速ダイオードD1〜D6に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を達成できる。また、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流を小さくでき、装置全体のコストを大幅に低減できる。
【０１０４】
図１０は、第２の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2を用いた場合の構成を示している。この正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2としては、例えば、バッテリーのような、充放電可能な２次電池などが用いられる。なお、図１０は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅo1，Ｅo2を用いた以外は図１の構成と同じであるため、図１において既述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１０５】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された補助直流電圧源Eo1，Eo2の役割を説明する。電流Ｉｓが図１０の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流電圧源Eo1を介して流れることになる。PD1の順方向電圧降下をVfa、D1の順方向電圧降下をVfbとした場合、リアクトルLaには、VLa＝Eo1＋Vfb−Vfaの逆電圧が印加される。
【０１０６】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流は、Ｉａｏ−（Eo1／La）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝1000A，La＝20μH，Eo1＝200Vとした場合、時間Δｔ＝0.1msecで電流Ｉａはゼロになる。リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。補助直流電圧源Eo1の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルLaの電流Ｉａは次にS2がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流ＩｓをPD1とD1で分担することになる。次に、自己消弧素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にも電流が流れていると、当該高速ダイオードD1にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードD1の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１０７】
補助直流電圧源Eo1の電圧を高くすると、前記転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードD1に流れる電流の時間も短くなる。すると、S2がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードD1に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードD1の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にS2がオンするときには、D1の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。しかし、自己消弧素子S2がオフしたとき、補助直流電圧源Eo1の電圧が直流電圧Ｖｄに加えて素子S2に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Eo1＝1000Vとした場合、素子S2のオフ時に印加される電圧は、1500V＋1000V＝2500Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子S2の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Eo1の電圧を選択することが肝心となる。
【０１０８】
入力電流Ｉｓが、図１０と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と補助直流電圧源Eo2を含めて同様な動作をする。
【０１０９】
図１１は、第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、高速ダイオードD1，D3，D5のカソード端子は、補助直流電圧源Eo1の正側端子に接続されており、下側アームの自己消弧素子S2，S4，S6がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Eo1を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD1，PD3，PD5を介して流すようにしている。
【０１１０】
同様に、高速ダイオードD2，D4，D6のアノード端子は、補助直流電圧源Eo2の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子S1，S3，S5がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Eo2を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD2，PD4，PD6を介して流すようにしている。
【０１１１】
この図１１の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅo1，Ｅo2を用いた以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１１２】
図１２は、第３の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した場合の構成を示している。図１２は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を並列接続した以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１１３】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサCo1，Co2及び、当該補助コンデンサCo1，Co2にそれぞれ並列接続された放電抵抗Ro1，Ro2の役割を説明する。電流Isが図１２の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Isは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1を介して流れることになる。当該コンデンサCo1に印加される電圧Vo1は、Laの蓄積エネルギーがCo1に移ると考えて、
（1／2）La×Ｉａ ２＝（1／2）Co1×Vo1２
の関係が成り立ち、Vo1＝Ｉａ×√（La／Co1）となる。例えば、Ｉａ＝1000A，La＝20μH，Co1＝2000μF とした場合、Vo1＝100V となる。この電圧Vo1は、自己消弧素子S1，S2の耐圧に影響を与えるので、当該電圧Vo1があまり高くならないようにコンデンサCo1の容量を決める。
【０１１４】
ここで、LaとCo1により共振回路が形成されていると考えると、リアクトルLaのエネルギーがコンデンサCo1に移る時間Δｔ1は、共振周波数ｆｒ＝１／｛２π√（La×Co1）｝に対し、
Δｔ1＝１／（４・ｆｒ）＝（π／2）√（La×Co1）＝314μsec
となる。すなわち、素子S2がオフしてからΔｔ1後にリアクトルLaの電流Ｉａはゼロになる。
【０１１５】
リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Isの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。従って、高速ダイオードD1に流れる電流ID1（平均値）は小さく、電流容量の小さなもので済む。また、自己消弧素子S2が次にオンするまでに、当該高速ダイオードD1の電流ID1は十分小さくなっており、素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にはリカバリ電流がほとんど流れない利点がある。
【０１１６】
コンデンサCo1に蓄えられた電圧Vo1は、放電抵抗Ro1により放電し、次のスイッチングに備える。その放電時定数は、Ｔo＝Ro1×Co1となり、例えば、Co1＝2000μF，Ro1＝１Ωとすると、Ｔo＝２msec となる。
【０１１７】
以上のように、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下Vfaと高速ダイオードD1の順方向電圧降下Vfbがあまり差が無い場合でも、素子S2がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1への転流を実現することができる。
【０１１８】
入力電流Ｉｓが、図１２と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と補助直流平滑コンデンサCo2を含めて同様な動作をする。
【０１１９】
図１３は、第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、高速ダイオードD1，D3，D5のカソード端子は、補助直流平滑コンデンサＣo1の正側端子に接続されており、下側アームの自己消弧素子S2，S4，S6がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサＣo1を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD1，PD3，PD5を介して流すようにしている。
【０１２０】
同様に、高速ダイオードD2，D4，D6のアノード端子は、補助直流平滑コンデンサＣo2の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子S1，S3，S5がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサＣo2を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD2，PD4，PD6を介して流すようにしている。
【０１２１】
この図１３の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を並列接続した以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１２２】
図１４は、第４の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に蓄積された電力を直流平滑コンデンサCdに回生する正側回生回路ＣＨ1及び負側回生回路ＣＨ2を設けた場合の構成を示している。図１４は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、これらに蓄積された電力をＣＨ1，ＣＨ2によりCdに回生するようにしたこと以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１２３】
図１４において、昇圧チョッパ回路CH1は、自己消弧素子Q1，環流ダイオードDch1及び直流リアクトルLo1で構成され、補助直流平滑コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。同様に、昇圧チョッパ回路CH2は、自己消弧素子Q2，環流ダイオードDch2及び直流リアクトルLo2で構成され、補助直流平滑コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。
【０１２４】
次に、高速ダイオードD1，D2と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサCo1，Co2及び、当該補助コンデンサCo1，Co2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生する昇圧チョッパCH1，CH2の動作を説明する。
【０１２５】
電流Ｉｓが図１４の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1を介して流れることになる。当該直流平滑コンデンサCo1の容量を十分大きな値にした場合、自己消弧素子S2のスイッチングの度に、リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉａ ２が、当該補助直流平滑コンデンサCo1に移り、徐々に当該補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が増加する。
【０１２６】
昇圧チョッパ回路CH1は、補助直流平滑コンデンサCo1の印加電圧Vo1がほぼ一定になるように、当該補助直流平滑コンデンサCo1のエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生する。すなわち、自己消弧素子Q1をオンすると、Co1（＋）→Q1→Lo1→Co1（−）の経路で電流が流れ、直流リアクトルLo1の電流を増加させる。
【０１２７】
次いで、素子Q1をオフすると、直流リアクトルLo1の電流は、Lo1→Cd→Dch1の経路で流れるようになり、Lo1のエネルギーは主直流平滑コンデンサCdに回生される。補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が指令値Vo*より大きくなった場合は、直流リアクトルLo1の電流を増加させ、回生電力を増やす。逆に、補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が指令値Vo*より小さくなった場合は、直流リアクトルLo1の電流を減少させ、回生電力を減らす。このようにして、補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1をほぼ一定に保つことができる。すなわち、補助直流平滑コンデンサCo1は補助直流電圧源Vo1と考えることができる。
【０１２８】
また、電流Ｉｓが図１４の矢印の向きに流れているとき、前述したように、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れ、この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1（補助直流電圧源Vo1）を介して流れることになる。このとき、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下をVfa、高速ダイオードD1の順方向電圧降下をVfbとした場合、リアクトルLaには、VLa＝Vo1＋Vfb−Vfaの逆電圧が印加される。
【０１２９】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流は、Ｉａｏ−（Vo1／La）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝1000A，La＝20μH，Vo1＝200Vとした場合、時間Δｔ＝0.1msecで電流Ｉａはゼロになる。
【０１３０】
リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子S2がオンするまでには、入力電流Isの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルLaの電流Ｉａは次にS2がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流IsをPD1とD1で分担することになる。次に、自己消弧素子S2がオンしたときに、高速ダイオードD1にも電流が流れていると、当該高速ダイオードD1にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードD1の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１３１】
補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードD1に流れる電流の時間も短くなる。すると、S2がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードD1に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードD1の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にS2がオンするときには、D1の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【０１３２】
しかし、自己消弧素子S2がオフしたとき、補助直流平滑コンデンサCo1の印加電圧Vo1が主直流電圧Ｖｄに加えて素子S2に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Vo1＝1000Vとした場合、素子S2のオフ時に印加される電圧は、1500V＋1000V＝2500Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子S2の耐圧を上げなければならなくなる。
【０１３３】
このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Vo1の電圧を選択することが肝心となる。
【０１３４】
入力電流Ｉｓが、図１４と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子S1及び高速ダイオードD2と補助直流平滑コンデンサCo2を含めて同様な動作をする。
【０１３５】
以上のように、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下Vfaと高速ダイオードD1の順方向電圧降下Vfbがあまり差が無い場合でも、素子S2がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードD1から電力用ダイオードPD1への転流を実現することができる。
【０１３６】
図１５は、第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、正側昇圧チョッパ回路CH1は、自己消弧素子Q1，環流ダイオードDch1及び直流リアクトルLo1で構成され、正側補助直流平滑コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。同様に、負側昇圧チョッパ回路CH2は、自己消弧素子Q2，環流ダイオードDch2及び直流リアクトルLo2で構成され、負側補助直流平滑コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCdに回生するようになっている。
【０１３７】
この図１５の構成も、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に蓄積された電力を直流平滑コンデンサCdに回生する正側回生回路ＣＨ1及び負側回生回路ＣＨ2を設けたこと以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１３８】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図２】本発明の第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図３】図１及び図２の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図４】図２における位相制御回路PHCの構成図。
【図５】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図６】図５のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図７】図５のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】３パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図９】図８のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図１０】本発明の第２の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１１】本発明の第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１２】本発明の第３の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１３】本発明の第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１４】本発明の第４の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１５】本発明の第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１６】従来装置の構成図。
【符号の説明】
SUP 交流電源
REC 電力用ダイオード整流器
CNV 電圧形自励式電力変換器
PTC 電力変換器制御回路
Cd 直流平滑コンデンサ
LOAD 負荷装置
Ｌs 交流リアクトル
Ｌa リカバリ電流抑制リアクトル
PD1,PD3,PD5 正側電力用ダイオード
PD2,PD4,PD6 負側電力用ダイオード
S1,S3,S5 正側自己消弧素子
S2,S4,S6 負側自己消弧素子
D1,D3,D5 正側高速ダイオード
D2,D4,D6 負側高速ダイオード
Ｒa1,Ｒa3,Ｒa5 正側直列抵抗（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒa2,Ｒa4,Ｒa6 負側直列抵抗（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅo1 正側補助直流電圧源（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅo2 負側補助直流電圧源（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃo1 正側補助直流平滑コンデンサ（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃo2 負側補助直流平滑コンデンサ（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒo1,Ｒo2 放電抵抗
ＣＨ1 正側電力回生回路
ＣＨ2 負側電力回生回路
g1〜g6 ゲート信号（スイッチング制御信号）
INV インバータ
M 交流電動機
Claims (9)
- 正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）及び負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）がブリッジ接続されて成り、交流電源SUPに交流リアクトルＬsを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器RECと、
正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）がブリッジ接続され、且つこれら正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）にそれぞれ正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）が逆並列接続されて成り、前記電力用ダイオード整流器RECの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬaを介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、
前記電圧形自励式電力変換器CNVの正側自己消弧素子S1（S3,S5）及び負側自己消弧素子S2（S4,S6）に対してスイッチング制御信号g1〜g6を出力する電力変換器制御回路PTCと、
前記電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、
を備え、
更に、前記電圧形自励式電力変換器CNVは、前記正側自己消弧素子S1（S3,S5）、及び前記負側自己消弧素子S2（S4,S6）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記正側高速ダイオードD1（D3,D5）から正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）への転流、及び前記負側高速ダイオードD2（D4,D6）から負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）への転流を促進するため、正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、
ことを特徴とするハイブリッド式電力変換装置。 - 前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsを制御することにより、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Ｖdを制御するものである、
ことを特徴とする請求項１記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsの制御を、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対して交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、
ことを特徴とする請求項２記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、
ことを特徴とする請求項３記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記正側高速ダイオードD1（D3,D5）及び負側高速ダイオードD2（D4,D6）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒa1（Ｒa3,Ｒa5）及び負側直列抵抗Ｒa2（Ｒa4,Ｒa6）である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2にそれぞれ放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した、
ことを特徴とする請求項７記載のハイブリッド式電力変換装置。 - 前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサCdに回生する正側電力回生回路ＣＨ1及び負側電力回生回路ＣＨ2を設けた、
ことを特徴とする請求項７記載のハイブリッド式電力変換装置。
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