JP2005304269A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ２次側の出力電流検出抵抗や定電流制御回路を不要にでき、低コストかつ最小の部品点数によって、十分な精度の定電流垂下特性を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 過電流保護基準電圧可変回路７が、２次側の出力電圧ＶＯの垂下時に、出力電圧ＶＯに比例する補助電源電圧ＶＣＣの低下に合わせて１次側の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを決定する過電流保護基準電圧ＶＲを低下させ、過電流保護基準電圧ＶＲが１つ以上の予め設定された電圧よりも低くなる毎に、補助電源電圧ＶＣＣに対する過電流保護基準電圧ＶＲの低下率を段階的に大きくして、出力電圧ＶＯが、２次側の出力電流ＩＯが略一定値となる範囲で垂下するようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関する。

従来より、充電器用の電源装置として、定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置が必要であった。すなわち、従来は、定電流垂下特性を利用してバッテリー等を定電流で充電するために、例えばスイッチング電源装置の２次側に、出力電流を検出するための検出抵抗と、この検出抵抗に流れる電流を一定値に制御するための定電流制御回路とを設けるなどして、定電流垂下特性を実現していた。

しかし、この検出抵抗と定電流制御回路を設ける従来の手法では、高精度な定電流垂下特性を実現できるものの、定電流制御回路は高価で部品点数も多いことから、スイッチング電源装置の小型化や低コスト化の妨げとなっていた。また、検出抵抗や定電流制御回路による電力ロスも発生することから、省エネ化、高効率化の妨げともなっていた。

一方、スイッチング電源装置の２次側の出力電圧が単数あるいは複数の決められた出力電圧まで低下したときに１次側の過電流保護レベルを低下させることにより、短絡等の過負荷時に出力電流が過大とならないように垂下特性を改善する手法が従来より提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

しかしながら、上記した従来の垂下特性を改善する手法は、過負荷時にピーク出力電流を制限して、スイッチング電源装置を短絡等の重度の過負荷から安全に保護することを目的としており、出力電圧垂下時の出力電流を、定電流垂下特性を実現するほどには制御できないので、この手法で垂下特性を改善したスイッチング電源装置は、充電器としては使用できなかった。
特開平６−１４９３９６号公報

本発明は、上記問題点を鑑み、２次側出力電圧に比例する補助電源電圧の低下に伴い、１次側の過電流保護レベルを決定する過電流保護基準電圧を低下させ、過電流保護基準電圧が１つ以上の予め設定された電圧よりも低くなる毎に、補助電源電圧に対する過電流保護基準電圧の低下率を段階的に大きくして、２次側出力電圧が、２次側出力電流が略一定値となる範囲で垂下するようにすることにより、２次側の出力電流検出抵抗や定電流制御回路を不要にでき、低コストかつ最小の部品点数によって、十分な精度の定電流垂下特性を実現することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、第１巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、前記第１巻線に入力される直流の入力電圧をスイッチング制御して前記２次巻線に２次側交流電圧を発生させるとともに前記補助巻線に補助交流電圧を発生させるスイッチング素子と、前記２次側交流電圧を整流し且つ平滑化して出力電圧と出力電流を生成する第１の整流平滑化回路と、前記出力電圧を検出し前記出力電圧を一定値に安定させるための制御信号を生成する定電流制御回路と、前記補助交流電圧を整流し且つ平滑化して補助電源電圧を生成する第２の整流平滑化回路と、前記制御信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、かつ前記スイッチング素子に流れる電流が過電流保護レベルに達すると前記スイッチング素子をオフしてそのスイッチング動作を停止させる制御回路と、を備え、前記出力電圧の垂下時に前記出力電流が略一定値となるスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記入力電圧と前記補助電源電圧を入力とし、これらの何れか一方に基づいて、内部回路用電源の電圧を一定値にするための内部回路電流を生成するレギュレータと、前記スイッチング素子に流れる電流を検出して素子電流検出信号を生成する素子電流検出信号生成回路と、前記素子電流検出信号の電圧値と過電流保護基準電圧を比較し、この比較結果に基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流が前記過電流保護レベルに達したことを検出すると、前記スイッチング素子をオフしてそのスイッチング動作を停止させる信号を生成する過電流検出回路と、前記補助電源電圧の低下に伴い前記過電流保護レベルが低下するように前記過電流保護基準電圧を低下させ、前記過電流保護基準電圧が１つ以上の予め設定された電圧よりも低くなる毎に、前記補助電源電圧に対する前記過電流保護基準電圧の低下率を段階的に大きくして、前記出力電圧が、前記出力電流が略一定値となる範囲で垂下するようにする過電流保護基準電圧可変回路と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の請求項２記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記レギュレータは、前記補助電源電圧が一定値を下回る間は、前記入力電圧を基に前記内部回路電流を生成し、前記補助電源電圧が一定値以上の間は、前記補助電源電圧を基に前記内部回路電流を生成することを特徴とする。

また、本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記過電流保護基準電圧可変回路は、前記過電流保護基準電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように可変することを特徴とする。

また、本発明の請求項４記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記過電流保護基準電圧が所定の値よりも低くなると、前記スイッチング素子の発振周波数を低下させるための信号を発生する発振周波数低下回路を備え、前記発振周波数低下回路は、前記過電流保護基準電圧が所定の値よりも低くなると前記スイッチング素子の発振周波数を低下させることを特徴とする。

また、本発明の請求項５記載のスイッチング電源装置は、請求項４記載のスイッチング電源装置であって、前記発振周波数低下回路は、前記スイッチング素子の発振周波数を通常時の２０％程度に低下させることを特徴とする。

また、本発明の請求項６記載のスイッチング電源装置は、請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成され、前記入力電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧の接続端子と、前記制御回路へ前記制御信号を伝達する信号を入力するための入力端子と、前記過電流保護基準電圧可変回路へ前記補助電源電圧に応じた信号を入力するための入力端子とを有する半導体装置であることを特徴とする。

本発明によれば、２次側の出力電流検出抵抗や定電流制御回路を不要にでき、低コストかつ最小の部品点数によって、十分な精度の定電流垂下特性を実現することができる。したがって、少ない部品点数で十分な精度の充電器用スイッチング電源を構成でき、充電器用スイッチング電源の低コスト・小型化を実現できる。

また、過電流保護基準電圧の最小値が、その最大値の１０％程度となるように可変するので、負荷短絡時等の過負荷時に出力電流を十分に小さくすることができ、スイッチング素子に流れる電流を十分に制限して安全性の高い保護機能を実現できる。

また、短絡等の過負荷時に発振周波数を小さくして出力電流を十分に小さくすることができるので、スイッチング素子に流れる電流を十分に制限でき、安全性の高い保護機能を実現できる。

このように、出力電圧垂下時の略一定電流の領域では常に過電流保護機能が働き、短絡等の過負荷時には、過電流保護レベルと発振周波数を小さく制限することで出力電流を十分に小さくすることができるので、安全性の高い保護機能を実現できる。

また、スイッチング素子と制御回路については同一半導体内に設けて容易に単一化することができ、このように主要な回路部品を単一半導体内に設けた場合には、回路を構成するための部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置について、図面を参照しながら説明する。
図１は本実施の形態におけるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。

図１において、半導体装置２０は、スイッチング電源装置制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。また、半導体装置２０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ端子）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ端子）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ端子）、過電流保護レベル可変端子（ＣＬ端子）、スイッチング素子１の出力端子でもある制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ端子）の５端子を備えている。

レギュレータ２は、トランス４０の１次巻線４０Ａを介してＤＲＡＩＮ端子に印加される入力電圧ＶＩＮとＶＣＣ端子に印加される補助電源電圧ＶＣＣとを入力とし、これらのうちの何れか一方に基づいて、半導体装置２０の内部回路用電源の電圧ＶＤＤを一定値に保つための内部回路電流を生成し、内部回路用電源へ供給する。

具体的には、レギュレータ２は、起動時などの補助電源電圧ＶＣＣが設定値（一定値）を下回る間は、入力電圧ＶＩＮに基づく内部回路電流を内部回路用電源へ供給し、補助電源電圧ＶＣＣが設定値以上になると、補助電源電圧ＶＣＣに基づく内部回路電流を内部回路用電源へ供給して、内部回路用電源の電圧ＶＤＤを一定値に保つ。

また、レギュレータ２は、起動時には、ＤＲＡＩＮ端子に印加される入力電圧ＶＩＮに基づく電流（内部回路電流）を内部回路用電源へ供給して内部回路用電源の電圧ＶＤＤを上昇させるとともに、ＶＣＣ端子を介してコンデンサ３２へも電流を供給してコンデンサ３２を充電する。内部回路用電源の電圧ＶＤＤが一定値に達した後は、補助電源電圧ＶＣＣが設定値を下回る間、ＶＣＣ端子から内部回路用電源への内部回路電流の供給を停止する。

スイッチング信号制御回路３は、レギュレータ２によって内部回路用電源の電圧ＶＤＤが一定値になると、スイッチング素子１のスイッチング動作（オンオフ動作の繰り返し）を制御するスイッチング制御信号をゲートドライブ回路４へ出力する。スイッチング素子１は、ゲートドライブ回路４からの出力信号によってスイッチング動作し、トランス４０の１次巻線４０Ａに入力される入力電圧ＶＩＮをスイッチング制御する。

過電流保護基準電圧可変回路７は、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０を通って流れ込む電流（ＣＬ端子電流ＩＣＬ）の電流値に応じた電圧（過電流保護基準電圧ＶＲ）となる電圧信号を過電流検出回路５へ出力する回路であり、スイッチング素子１の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴはこの過電流保護基準電圧ＶＲによって決定する。すなわち、過電流保護基準電圧可変回路７は、ＣＬ端子電流ＩＣＬの電流値の増減に応じて過電流保護基準電圧ＶＲを増減し、スイッチング素子１の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを増減する。

後述するように、ＣＬ端子電流ＩＣＬは補助電源電圧ＶＣＣに応じた電流値となるので、過電流保護基準電圧ＶＲと過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴは補助電源電圧ＶＣＣに応じて変化する。

また、過電流保護基準電圧可変回路７は、ＣＬ端子電流ＩＣＬの電流値が一定値以下になると、発振周波数低下回路８へ信号を出力してスイッチング素子１の発振周波数を低下させる。

発振周波数低下回路８は、過電流保護基準電圧可変回路７からの信号に応じて、スイッチング素子１の発振周波数を低下させる信号を発生する。したがって、ＣＬ端子電流ＩＣＬの電流値が一定値以下になると、すなわち過電流保護基準電圧ＶＲが所定の値よりも小さくなるとスイッチング素子１の発振周波数が低下する。

Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０は、ＣＬ端子から過電流保護基準電圧可変回路７へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するため素子であり、そのドレインは過電流保護基準電圧可変回路７と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。

スイッチング素子電流検出回路（素子電流検出信号生成回路）６は、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳを検出しその電流値に応じた電圧となる電圧信号（素子電流検出信号）を生成して過電流検出回路５へ出力する。

過電流検出回路５は、スイッチング素子電流検出回路６からの電圧信号の電圧と過電流保護基準電圧可変回路７からの電圧信号の電圧（過電流保護電圧ＶＲ）を比較し、この比較結果に基づいて、ドレイン電流ＩＤＳが過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴに達しているか否かを判定する。そして、ドレイン電流ＩＤＳが過電流保護レベルＩＬＩＩＴに達したことを検出すると、スイッチング素子１をオフさせる信号をスイッチング信号制御回路３へ出力する。

フィードバック信号制御回路９は、ＦＢ端子に入力される電流の電流値に応じてスイッチング素子１のデューティサイクル、もしくはスイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳの電流値を決定するためのフィードバック信号をスイッチング信号制御回路３に出力する。

スイッチング信号制御回路３は、フィードバック信号制御回路９からのフィードバック信号に基づくスイッチング制御信号を生成してゲートドライブ回路４へ出力する。また、スイッチング信号制御回路３は、過電流検出回路５からの信号を受けると、スイッチング素子１をオフしてそのスイッチング動作を停止させるスイッチング制御信号を生成してゲートドライブ回路４へ出力する。

トランス（変圧器）４０は、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、補助巻線４０Ｃを有している。スイッチング素子１によって、１次巻線４０Ａに入力される直流の入力電圧ＶＩＮがスイッチング制御されると、２次巻線４０Ｂと補助巻線４０Ｃに交流電圧が発生する。

補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑化回路（第２の整流平滑化回路）が接続されており、この整流平滑化回路が半導体装置２０の補助電源部として活用される。つまり、この整流平滑化回路は、補助巻線４０Ｃで発生した交流電圧（補助交流電圧）を整流し且つ平滑化して補助電源電圧ＶＣＣを生成し、ＶＣＣ端子へ入力する。

また、ＶＣＣ端子とＣＬ端子の間には抵抗３３が接続され、補助電源電圧ＶＣＣの電圧値に応じた電流がＣＬ端子へ流れ込む。
２次巻線４０Ｂには、ダイオード３５とコンデンサ３６とで構成される整流平滑化回路（第１の整流平滑化回路）が接続され、この整流平滑化回路に負荷３７が接続される。この整流平滑化回路は、２次巻線４０Ｂで発生した交流電圧（２次側交流電圧）を整流し且つ平滑化し、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯを生成して負荷３７へ供給する。

定電圧制御回路３８は例えばツェナーダイオードなどで構成され、２次側の出力電圧ＶＯを検出し出力電圧ＶＯを一定値に安定させるための制御信号を生成する。具体的には、定電圧制御回路３８は、出力電圧ＶＯが予め設定された値になると、フォトダイオード３４Ｂに流れる電流を増加させることで、出力電圧ＶＯが一定値に安定するようにする。

制御信号伝達回路３４は、フォトトランジスタ３４Ａとフォトダイオード３４Ｂとから構成され、定電圧制御回路３８によって生成された制御信号を２次側から１次側へ伝達する。フォトトランジスタ３４ＡのコレクタはＶＣＣ端子と接続され、フォトトランジスタ３４ＡのエミッタはＦＢ端子と接続される。つまり、出力電圧ＶＯが予め設定された値になると、フォトダイオード３４Ｂに流れる電流が増加し、フォトトランジスタ３４ＡからＦＢ端子に流入する電流が増加する。

したがって、ＦＢ端子には、制御回路（フィードバック信号制御回路９）へ、定電圧制御回路３８によって生成された制御信号を伝達する電流信号が入力され、フィードバック信号制御回路９は、この電流信号の電流値に応じてスイッチング素子１のデューティサイクル、もしくはスイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳの電流値を決定するためのフィードバック信号を生成する。

このように、スイッチング素子１の制御回路は、定電圧制御回路３８によって生成された制御信号に応じてスイッチング素子１のスイッチング動作を制御し、かつスイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴに達するとスイッチング素子１のオフしてそのスイッチング動作を停止させる。

以上のように、スイッチング素子１とその制御回路は、入力電圧ＶＩＮとスイッチング素子１との間の２つの接続端子（ＤＲＡＩＮ端子とＧＮＤ端子）と、制御回路と補助電源電圧ＶＣＣの接続端子（ＶＣＣ端子）と、制御回路へ定電圧制御回路３８によって生成された制御信号を伝達する信号を入力するための入力端子（ＦＢ端子）と、過電流保護基準電圧可変回路７へ補助電源電圧ＶＣＣに応じた信号を入力するための入力端子（ＣＬ端子）とを有する同一半導体基板（半導体装置２０）上に形成される。このようにスイッチング素子１とその制御回路を同一半導体基板上に形成することで、回路を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化を行うことができる。

以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
該スイッチング電源装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流され且つ平滑化された直流の入力電圧ＶＩＮが入力される。入力電圧ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置２０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。

レギュレータ２は、起動時には、ＤＲＡＩＮ端子に印加される入力電圧ＶＩＮに基づく電流（内部回路電流）を内部回路用電源へ供給して内部回路用電源の電圧ＶＤＤを上昇させるとともに、ＶＣＣ端子を介してコンデンサ３２へも電流を供給してコンデンサ３２を充電する。内部回路用電源の電圧ＶＤＤが一定値に達した後は、補助電源電圧ＶＣＣが設定値を下回る間、ＶＣＣ端子から内部回路用電源への内部回路電流の供給を停止する。

レギュレータ２によって内部回路用電源の電圧ＶＤＤが一定値になると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、補助巻線４０Ｃに電流が流れる。

なお、出力電圧ＶＯが低下し、補助電源電圧ＶＣＣが設定値を下回っても、レギュレータ２によって入力電圧ＶＩＮに基づく電流が内部回路用電源へ供給されるため、安定して動作を続けることができる。

２次巻線４０Ｂに発生する交流電力は、ダイオード３５とコンデンサ３６により整流され且つ平滑化されて直流電力となり、負荷３７に供給される。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、定電圧制御回路３８で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路３８からフォトダイオード３４Ｂに流れる電流が増加する。

その結果、フォトトランジスタ３４Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子に流れ込む電流が増加するとスイッチング素子１のデューティサイクル、もしくはスイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳの電流値を小さくするためのフィードバック信号がフィードバック信号制御回路９からスイッチング信号制御回路３へ出力され、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このように負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは一定値となる。

補助巻線４０Ｃに発生する交流電力は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流され且つ平滑化されて、半導体装置２０の補助電源電圧ＶＣＣとなってＶＣＣ端子に供給される。スイッチング素子１の発振動作（スイッチング動作）が開始され、補助電源電圧ＶＣＣが上昇して設定電圧に達すると、内部回路用電源へは補助電源電圧ＶＣＣに基づく電流が供給されるようになる。また、補助巻線４０Ｃの極性は２次巻線４０Ｂと同一であり、補助電源電圧ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。なお、補助電源電圧ＶＣＣが設定電圧を下回ると、内部回路用電源へはＤＲＡＩＮ端子に印加される入力電圧ＶＩＮに基づく電流が供給される。

出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷３７に流れる出力電流ＩＯを増加させると、出力電圧ＶＯが低下して、フォトダイオード３４Ｂに流れる電流が減少し、フォトトランジスタ３４ＡからＦＢ端子へ流れ込む電流も減少するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳは大きくなり、出力電圧ＶＯが上昇する。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯが安定化される。

さらに負荷３７に流れる出力電流ＩＯを増加させ、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳの電流値が過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴに達すると、トランス４０を介して２次側へ供給される電力が制限されるため、それ以上出力電流ＩＯを増加させると、出力電圧ＶＯは以下の関係を保ちながら低下していく。

ＶＯ×ＩＯ＝１／２×Ｌ×ＩＬＩＭＩＴ^２×ｆｏｓｃ×η ・・・（１）
ここで、“Ｌ”はトランス４０の１次巻線４０Ａのインダクタンス、“ＩＬＩＭＩＴ”はスイッチング素子１の過電流保護レベル、“ｆｏｓｃ”はスイッチング素子１の発振周波数、“η”は効率である。

上記（１）式によって決定される出力電圧ＶＯ対出力電流ＩＯの特性を図６に示す。図６の実線は、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを一定値に固定した場合の出力電圧ＶＯ対出力電流ＩＯの特性を示している。また、図６の点線は、出力電圧ＶＯの低下に応じて過電流保護基準電圧ＶＲ、すなわち過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが低下する場合の出力電圧ＶＯ対出力電流ＩＯの特性を示している。

図６に示すように、出力電圧ＶＯの低下に応じて過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを低下させると、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを一定値に固定した場合に比べて、出力電流ＩＯの垂下領域の幅を小さくすることができる。

一方、過電流保護基準電圧可変回路７は、図３に示すように、ＣＬ端子に流れ込むＣＬ端子電流ＩＣＬの電流値に応じて、スイッチング素子１の過電流保護基準電圧ＶＲ、すなわち過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの大きさを決定する。

つまり、ＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ１”より大きい場合は、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴは最大値、つまり“ＩＬＩＭＩＴＭＡＸ”で固定される。ＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ１”よりも小さくなると、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴは直線的に低下する。さらにＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ２”よりも小さくなると、低下直線の傾斜が大きくなり、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下が大きくなる。さらにＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ３”よりも小さくなると、さらに低下直線の傾斜が大きくなり、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下が大きくなって、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴは最小値、つまり“ＩＬＩＭＩＴＭＩＮ”まで低下する。

このように、本実施の形態では、ＣＬ端子電流ＩＣＬ、すなわち補助電源電圧ＶＣＣの低下に伴い過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが低下するように過電流保護基準電圧ＶＲを低下させ、過電流保護基準電圧ＶＲが１つ以上の予め設定された電圧（ここでは３つ）よりも小さくなる毎に、ＣＬ端子電流ＩＣＬ（補助電源電圧ＶＣＣ）に対する過電流保護基準電圧ＶＲの低下率を段階的に大きくする。

したがって、この図３に示す特性と図６の点線に示す特性から、本実施の形態における出力電圧ＶＯ対出力電流ＩＯの特性は図５に示すようになり、出力電流ＩＯが略一定電流値となる範囲で、出力電圧ＶＯが垂下するようになる。

なお、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの最小値ＩＬＩＭＩＴＭＩＮを最大値ＩＬＩＭＩＴＭＡＸの１０％程度にすることにより、負荷短絡時等の過負荷時の出力電流ＩＯを十分に小さく抑えることができるので、スイッチング素子に流れる電流を十分に制限でき、安全性の高い保護機能を実現できる。

さらに、図４に示すように、ＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ４”よりも小さくなると、過電流保護基準電圧可変回路７はスイッチング素子１の発振周波数ｆｏｓｃを低下させるための信号を発振周波数低下回路８へ出力する。その結果、発振周波数低下回路８がスイッチング素子１の発振周波数ｆｏｓｃを低下させる信号を発生してスイッチング信号制御回路３へ入力し、スイッチング信号制御回路３によってスイッチング素子１の発振周波数ｆｏｓｃが低下する。したがって、負荷短絡時等の過負荷時の出力電流ＩＯを十分に小さく抑えることができるので、スイッチング素子に流れる電流を十分に制限でき、安全性の高い保護機能を実現できる。

また、ＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ４”よりも小さくなったときの発振周波数ｆｏｓｃを通常動作時の２０％程度にすることで、図５に示すように、過電流保護レベルと発振周波数ｆｏｓｃの制限によって出力電圧ＶＯの垂下特性が「フ」の字特性となるので、出力電流ＩＯを十分に制限することができ、安全性の高い保護機能を実現できる。

本実施の形態では、過電流保護基準電圧可変回路７および発振周波数低下回路８により、該スイッチング電源装置の出力電圧ＶＯ対出力電流ＩＯの特性は図５に示すような特性となる。すなわち、出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷３７に流れる出力電流ＩＯを増加させ、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳの電流値が過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴＭＡＸで制限される領域に達すると、出力電圧ＶＯの低下に伴い補助電源電圧ＶＣＣが低下し、抵抗３３を通ってＣＬ端子に流れ込む電流（ＣＬ端子電流ＩＣＬ）も低下する（ＩＣＬ＜ＩＣＬ１）ため、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが低下し、出力電流ＩＯの伸びを抑え込む。

そして、（１）式で得られる出力電圧ＶＯ、出力電流ＩＯ、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの関係から、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下を段階的に大きくすることで、図５に示すように出力電圧ＶＯをほぼ直線的に垂下させることが可能となる。つまり、出力電圧ＶＯが、出力電流ＩＯが略一定値となる範囲で垂下する。

したがって、出力電圧ＶＯの垂下時に出力電流ＩＯが略一定値となるので、十分な精度の定電流垂下特性を実現することができ、充電器用のスイッチング電源装置として利用することができる。

さらに出力電圧ＶＯが低下すると、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが最大値ＩＬＩＭＩＴＭＡＸの１０％程度になるのに加えて、発振周波数ｆｏｓｃが通常動作時の２０％程度になるので、負荷短絡時等の過負荷時の出力電流を小さく抑え込むことができ、所謂「フ」の字保護特性を実現できる。

このように、ＣＬ端子電流ＩＣＬが“ＩＣＬ４”よりも小さくなると、すなわち過電流保護基準電圧ＶＲが所定の電圧値よりも低くなると、出力電圧ＶＯが所謂「フ」の字特性となって垂下する。

以上のように、出力電圧ＶＯの垂下領域（出力電圧垂下時の略一定電流の領域）では、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴによって常に過電流保護機能が働き、出力電流のピーク値が一定値以下に制限される。さらに短絡等の過負荷時には、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが最大値ＩＬＩＭＩＴＭＡＸの１０％程度になるのに加えて、発振周波数ｆｏｓｃが小さく制限され、出力電流を小さくすることができるので、充電器の安全性を向上させることができる。

続いて、本実施の形態における過電流保護基準電圧可変回路７および発振周波数低下回路８の詳細について説明する。図２は過電流保護基準電圧可変回路７および発振周波数低下回路８の一例を説明するための図である。但し、図１で説明した部材と同一の部材には同一の符号を付して説明を省略する。

過電流保護基準電圧可変回路７は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ａ、７Ｂ、７Ｄ、７Ｅ、７Ｇ、７Ｈ、７１Ｂ、７１Ｄ、７１Ｅ、７２Ｂ、７２Ｄ、７２Ｅと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｉ、７Ｊと、定電流源７Ｃ、７Ｆ、７１Ｃ、７２Ｃと、抵抗７Ｋとから構成されており、また発振周波数低下回路８は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８Ｂと、定電流源８Ｃと、インバータ８Ａとから構成されており、図２に示すように各素子が接続されている。

図２において、各定電流源７Ｃ、７Ｆ、７１Ｃ、７２Ｃ、８Ｃの定電流値Ｉ１（ＩＣＬ１）、Ｉ２、Ｉ３（ＩＣＬ２）、Ｉ４（ＩＣＬ３）、Ｉ５（ＩＣＬ４）は、次の関係を満たすように構成されている。

Ｉ２＞Ｉ１＞Ｉ３＞Ｉ４＞Ｉ５ ・・・ （２）
Ｉ２＞Ｉ１＋Ｉ３＋Ｉ４ ・・・ （３）
また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｊと抵抗７Ｋで作られる電圧が過電流保護基準電圧ＶＲとして過電流検出回路５へ出力される。

また、定電流源８ＣとＮ型ＭＯＳＦＥＴ８Ｂとインバータ８Ａで作られる信号が、発振周波数低下信号としてスイッチング信号制御回路３へ出力される。ここでは、発振周波数低下信号の信号レベルが“Ｌ”レベルになると、スイッチング素子１の発振周波数が低下するものとする。

このように構成された過電流保護基準電圧可変回路７と発振周波数低下回路８の動作について、以下に説明する。
図２に示すように、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ａ、７Ｂ、７１Ｂ、７２Ｂ、８Ｂにより、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ａを基準とするカレントミラー回路が構成されており、ＣＬ端子電流ＩＣＬと同じ電流がＮ型ＭＯＳＦＥＴ７Ａ、７Ｂ、７１Ｂ、７２Ｂ、８Ｂにそれぞれ流れる。

ＣＬ端子電流ＩＣＬがＩＣＬ＞Ｉ１（ＩＣＬ１）の場合、（２）式の関係から、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｂに定電流源７Ｃからの電流Ｉ１の全てが流れるため、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｄおよび７Ｅには電流が流れない。また同様に、（２）式の関係から、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７１Ｂに定電流源７１Ｃからの電流Ｉ３の全てが流れるため、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７１Ｄおよび７１Ｅには電流が流れず、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７２Ｂに定電流源７２Ｃからの電流Ｉ４の全てが流れるため、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７２Ｄおよび７２Ｅには電流が流れず、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８Ｂに定電流源８Ｃからの電流Ｉ５の全てが流れるため、インバータ８Ａには電流が流れず、インバータ８Ａの出力信号の信号レベルは“Ｈ”レベルとなる。

従って、定電流源７Ｆからの電流Ｉ２の全てがＮ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｇ、７Ｈに流れるため、過電流保護基準電圧ＶＲ決定用の電流ＩＲは、ＩＲ＝Ｉ２となり、これが過電流保護基準電圧ＶＲの最大値となり、このときの過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが“ＩＬＩＭＩＴＭＡＸ”となる。

ＣＬ端子電流ＩＣＬが小さくなり、Ｉ１（ＩＣＬ１）＞ＩＣＬ＞Ｉ３（ＩＣＬ２）になると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｄ、７Ｅには「Ｉ１−ＩＣＬ」の電流が流れる。なお、（２）式の関係から、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７１Ｄ、７１Ｅ、７２Ｄ、７２Ｅ、インバータ８Ａには電流は流れない。従って、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｇ、７Ｈに流れる電流は「Ｉ２−（Ｉ１−ＩＣＬ）」となり、ＣＬ端子電流ＩＣＬが小さくなるほど、電流ＩＲが小さくなる。その結果、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴは“ＩＬＩＭＩＴＭＡＸ”より小さくなる。なお、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが低下を始めるときのＣＬ端子電流ＩＣＬは、定電流源７Ｃの電流値Ｉ１により決定される。

さらにＣＬ端子電流ＩＣＬが小さくなり、Ｉ３（ＩＣＬ２）＞ＩＣＬ＞Ｉ４（ＩＣＬ３）になると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｄ、７Ｅには「Ｉ１−ＩＣＬ」の電流が流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７１Ｄ、７１Ｅには「Ｉ３−ＩＣＬ」の電流が流れる。なお、（２）式の関係から、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７２Ｄ、７２Ｅ、インバータ８Ａには電流が流れない。従って、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｇ、７Ｈに流れる電流は「Ｉ２−（Ｉ１−ＩＣＬ）−（Ｉ３−ＩＣＬ）」となり、ＣＬ端子電流ＩＣＬの低下に対する電流ＩＲの低下率が大きくなり、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下率も大きくなる。なお、この過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下率の第一の変化点は、定電流源７１Ｃの電流値Ｉ３により決定される。

さらにＣＬ端子電流ＩＣＬが小さくなり、Ｉ４（ＩＣＬ３）＞ＩＣＬになると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｄ、７Ｅには「Ｉ１−ＩＣＬ」の電流が流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７１Ｄ、７１Ｅには「Ｉ３−ＩＣＬ」の電流が流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７２Ｄ、７２Ｅには「Ｉ４−ＩＣＬ」の電流が流れる。従って、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｇ、７Ｈに流れる電流は「Ｉ２−（Ｉ１−ＩＣＬ）−（Ｉ３−ＩＣＬ）−（Ｉ４−ＩＣＬ）」となり、ＣＬ端子電流ＩＣＬの低下に対する電流ＩＲの低下率がさらに大きくなり、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下率もさらに大きくなる。なお、この過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの低下率の第二の変化点は、定電流源７２Ｃの電流値Ｉ４により決定される。

さらにＣＬ端子電流ＩＣＬが小さくなり、ＣＬ端子電流ＩＣＬが完全に流れなくなった場合、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ７Ｇ、７Ｈに流れる電流は「Ｉ２−Ｉ１−Ｉ３−Ｉ４」となり、このときの過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが最小値、すなわち“ＩＬＩＭＩＴＭＩＮ”となる。

図２に示すように過電流保護基準電圧可変回路７を構成すれば、ＣＬ端子電流ＩＣＬの変化に対して過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの変化率を段階的に変化させることが可能となり、図３に示すような特性が実現できる。

一方、ＣＬ端子電流ＩＣＬがＩＣＬ＜Ｉ５（ＩＣＬ４）となると、インバータ８Ａへの入力信号の信号レベルが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに反転するため、インバータ８Ａの出力、すなわち発振周波数低下回路８の出力信号（発振周波数低下信号）の信号レベルが“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転し、スイッチング素子１の発振周波数が低下する。

図２に示すように過電流保護基準電圧可変回路７と発振周波数低下回路８を構成すれば、ＣＬ端子電流ＩＣＬの電流値が一定値よりも小さくなったときに発振周波数ｆｏｓｃを低下させることが可能となり、図４に示すような特性を実現できる。

したがって、図２に示すように過電流保護基準電圧可変回路７と発振周波数低下回路８を構成すれば、図５に示す出力電圧ＶＯ対出力電流ＩＯの特性を実現でき、精度の良い定電流垂下特性を実現でき、充電器用のスイッチング電源装置を実現できる。

なお、本実施の形態では、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの変化を３段階で行う構成としたが、３段階である必要性はなく、４段階、５段階と大きくしてやることで、さらに定電流垂下特性の精度を向上させることができる。

以上のように、本実施の形態によれば、補助電源電圧ＶＣＣ、すなわち出力電圧ＶＯの低下に合わせて過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが変化し、出力電流ＩＯが略一定値のまま、出力電圧ＶＯを垂下させることができる。

また、２次側の出力電流検出抵抗や定電流制御回路を不要にでき、低コストかつ最小の部品点数によって、十分な精度の定電流垂下特性を実現することができるので、少ない部品点数で十分な精度の充電器用スイッチング電源を構成でき、充電器用スイッチング電源の低コスト・小型化を実現できる。

本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、低コストかつ最小の部品点数によって、十分な精度の定電流垂下特性を実現することができるので、携帯電話やデジタルスチルカメラ等のポータブル機器用充電器などに有用である。

本発明の実施の形態におけるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態のスイッチング電源装置における過電流保護基準電圧可変回路および発振周波数低下回路の一構成例を示すブロック図 同実施の形態のスイッチング電源装置における過電流保護基準電圧可変回路の特性の一例を示す特性図 同実施の形態のスイッチング電源装置における発振周波数低下回路の特性の一例を示す特性図 同実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧対出力電流の特性の一例を示す特性図 スイッチング電源装置の出力電圧対出力電流の一般的な特性を説明するための特性図

符号の説明

１ スイッチング素子
２ レギュレータ
３ スイッチング信号制御回路
４ ゲートドライブ回路
５ 過電流検出回路
６ スイッチング素子電流検出回路
７ 過電流保護基準電圧可変回路
７Ａ、７Ｂ、７Ｄ、７Ｅ、７Ｇ、７Ｈ、７１Ｂ、７１Ｄ、７１Ｅ、７２Ｂ、
７２Ｄ、７２Ｅ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
７Ｃ、７Ｆ、７１Ｃ、７２Ｃ 定電流源
７Ｉ、７Ｊ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
７Ｋ 抵抗
８ 発振周波数低下回路
８Ａ インバータ
８Ｂ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
８Ｃ 定電流源
９ フィードバック信号制御回路
１０ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２０ スイッチング電源装置制御用の半導体装置
３１、３５ ダイオード
３２、３６ コンデンサ
３３ 抵抗
３４ 制御信号伝達回路
３４Ａ フォトトランジスタ
３４Ｂ フォトダイオード
３７ 負荷
３８ 定電圧制御回路
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ 補助巻線

Claims (6)

1. 第１巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、
   前記第１巻線に入力される直流の入力電圧をスイッチング制御して前記２次巻線に２次側交流電圧を発生させるとともに前記補助巻線に補助交流電圧を発生させるスイッチング素子と、
   前記２次側交流電圧を整流し且つ平滑化して出力電圧と出力電流を生成する第１の整流平滑化回路と、
   前記出力電圧を検出し前記出力電圧を一定値に安定させるための制御信号を生成する定電流制御回路と、
   前記補助交流電圧を整流し且つ平滑化して補助電源電圧を生成する第２の整流平滑化回路と、
   前記制御信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、かつ前記スイッチング素子に流れる電流が過電流保護レベルに達すると前記スイッチング素子をオフしてそのスイッチング動作を停止させる制御回路と、
   を備え、前記出力電圧の垂下時に前記出力電流が略一定値となるスイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記入力電圧と前記補助電源電圧を入力とし、これらの何れか一方に基づいて、内部回路用電源の電圧を一定値にするための内部回路電流を生成するレギュレータと、
   前記スイッチング素子に流れる電流を検出して素子電流検出信号を生成する素子電流検出信号生成回路と、
   前記素子電流検出信号の電圧値と過電流保護基準電圧を比較し、この比較結果に基づいて、前記スイッチング素子に流れる電流が前記過電流保護レベルに達したことを検出すると、前記スイッチング素子をオフしてそのスイッチング動作を停止させる信号を生成する過電流検出回路と、
   前記補助電源電圧の低下に伴い前記過電流保護レベルが低下するように前記過電流保護基準電圧を低下させ、前記過電流保護基準電圧が１つ以上の予め設定された電圧よりも低くなる毎に、前記補助電源電圧に対する前記過電流保護基準電圧の低下率を段階的に大きくして、前記出力電圧が、前記出力電流が略一定値となる範囲で垂下するようにする過電流保護基準電圧可変回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記レギュレータは、前記補助電源電圧が一定値を下回る間は、前記入力電圧を基に前記内部回路電流を生成し、前記補助電源電圧が一定値以上の間は、前記補助電源電圧を基に前記内部回路電流を生成することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記過電流保護基準電圧可変回路は、前記過電流保護基準電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように可変することを特徴とする請求項１もしくは２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記過電流保護基準電圧が所定の値よりも低くなると、前記スイッチング素子の発振周波数を低下させるための信号を発生する発振周波数低下回路を備え、前記発振周波数低下回路は、前記過電流保護基準電圧が所定の値よりも低くなると前記スイッチング素子の発振周波数を低下させることを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 前記発振周波数低下回路は、前記スイッチング素子の発振周波数を通常時の２０％程度に低下させることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成され、前記入力電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧の接続端子と、前記制御回路へ前記制御信号を伝達する信号を入力するための入力端子と、前記過電流保護基準電圧可変回路へ前記補助電源電圧に応じた信号を入力するための入力端子とを有する半導体装置であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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