JP6569414B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
このフライバック方式のスイッチング電源装置は、図7に示すように、商用交流電源100をダイオードブリッジ101で全波整流してフライバックトランス102の一次側巻線L1の一端に供給し、この一次側巻線L1の他端と接地との間にスイッチング素子103と電流検出抵抗104の直列回路を接続し、スイッチング素子103を半導体制御装置110でスイッチング制御することにより、フライバックトランス102の二次側巻線L2の出力を整流した所定の直流電圧を負荷105に供給するようにしている。この負荷105に供給する直流電圧をシャントレギュレータ回路106で検出し、フォトカプラ107を介してフィードバック電圧として半導体制御装置110に供給している。
このとき、コンパレータ119では、フィードバック電圧Vfbが設定閾値電圧Vfbt以下であるときには、ローレベルの比較信号を1ショット回路112に出力することにより、この1ショット回路112からの1ショット信号の出力が停止される。一方、コンパレータ115では電流検出信号Viがフィードバック電圧をレベルシフトした出力信号Vfb_inに到達したときにコンパレータ115から出力される比較信号がRSフリップフロップ113のリセット端子に入力されているので、このRSフリップフロップ113がリセット状態を維持し、その出力信号がローレベルを維持する。
このとき、フライバックトランス102の二次側巻線L2側では、二次側巻線L2に接続された出力コンデンサから負荷に電流を供給していて、出力コンデンサに対する一次側からのエネルギ供給がないため、出力電圧は徐々に低下する。この出力電圧の低下はシャントレギュレータ回路106で検出され、フォトカプラ107から出力されるフィードバック電圧Vfbは図10(a)に示すように増加する。
これによって、電流検出抵抗104で検出される電流検出信号Vi(CS端子の電圧)が図10(b)に示すように、増加を開始し、この電流検出信号Viがフィードバック電圧Vfbをスロープ補償した後にレベルシフトした信号Vfb_inに到達すると、コンパレータ115からハイレベルの比較信号が出力され、RSフリップフロップ113がリセットされる。これによって、ゲートドライバ116から出力されるスイッチング制御信号が図10(c)に示すように、オフ状態となる。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
スイッチング電源装置の全体構成は、図1に示すように、交流電源1に接続された交流入力端子1a及び1bを有し、これら交流入力端子1a及び1bがトランスを構成する巻線2a,2bの一端に接続され、巻線2a,2bの他端は、コンデンサ3の両端子に接続されている。これら巻線2a,2bおよびコンデンサ3は、入力フィルタを構成している。
制御回路11は、集積回路により構成され、OUT端子の他、VH端子、過熱ラッチ保護用のLAT端子、フィードバック制御用のFB端子、電流検出用のCS端子、GND端子、内部電源生成用のVCC端子などを備えている。
次に、制御回路11の具体的構成について図2を伴って説明する。制御回路11は、VH端子及びVCC端子間に接続された、起動時にVH端子からVCC端子へ電流を供給する起動回路31と、この起動回路31とVCC端子との間に接続されたVCC端子の電圧が低いときに制御回路11を停止させる低電圧誤動作防止回路32と、VCC端子に接続された例えば3Vの内部電源を形成する内部電源回路33とを備えている。VH端子は起動時に電源端子VCCへ電流を供給するためのものであり、制御回路11の主電源端子はVCC端子である。
また、内部電源回路33は、VCC端子の電源電圧が正常範囲内であるときには3Vの内部電源電圧を動作電源として制御回路11内の各回路に供給するとともに、VCC端子の電源電圧が設定電圧以下に低下したときに、制御回路11内の各回路をリセットするリセット信号を出力する。
アンドゲート38の出力側は、RSフリップフロップ40のセット端子Sに接続され、このRSフリップフロップ40の出力端子Qがオアゲート39の他方の入力端子に接続されている。
また、制御回路11は、FB端子が抵抗Rfbを介して内部電源回路33に接続され、フィードバック電圧Vfbを出力するフォトトランジスタ22bに電流を供給するように構成されている。また、FB端子には、フィードバック電圧Vfbが比較的小さい値の設定閾値電圧Vfbtを下回っているか否かを判定するフィードバック電圧判定回路43が接続されている。このフィードバック電圧判定回路43は、コンパレータで構成され、非反転入力端子に設定閾値電圧Vfbtが入力され、反転入力端子にフィードバック電圧が入力されている。このフィードバック電圧判定回路43では、フィードバック電圧Vfbが設定閾値電圧Vfbtを上回っているときにハイレベルとなり、フィードバック電圧Vfbが設定閾値電圧Vfbtを下回っているときにローレベルとなる判定信号をアンドゲート38の他方の入力端子に出力する。
ここで、オペアンプ45aの電源電圧も内部電源回路33からの内部電源電圧とグランド電位が供給されていると仮定したときに、オペアンプ45aの出力可能電圧は、内部電源電圧である上限電圧とグランド(GND)電位である0〔V〕の下限電圧との間の電圧範囲となる。
まず、オペアンプ45aの出力が内部電源電圧3〔V〕に達したときには、第1抵抗R1と第4抵抗R0とが並列に接続されているものと考えることができ、このときのフィードバック電圧クランプ回路45の出力電圧Voutの最大出力電圧Vomaxは、抵抗R0〜R3の抵抗値もR0〜R3で表すと、
また、制御回路11は、VH端子と接地との間に、Vh電圧を分圧する抵抗61及び62を備えている。これら抵抗61及び62の接続点がVH電圧検出回路63に接続され、このVH電圧検出回路63で検出したVh電圧を補正回路64で補正した補正電圧と、CS端子に供給される電流検出信号Viとが入力される過電流比較器65を備えている。過電流比較器65で過電流を検出したときに、ハイレベルの比較信号がオアゲート47を介してRSフリップフロップ40のリセット端子Rに入力される。
この軽負荷時には、制御回路11のFB端子に入力されるフィードバック電圧Vfbは、図6(a)に示すように、時点t1から比較的緩やかに増加して時点t2で設定閾値電圧Vfbtを超えてから時点t4で上側ピーク値に達し、その後比較的急峻に減少して時点t6で設定閾値電圧Vfbtを超えて減少し、その後図示しないが下側ピーク値に達した後再度緩やかに増加することを繰り返す。
この状態では、パルス幅変調用発振器35から出力される信号Dmaxがアンドゲート42に供給されるとともに、1ショット回路37から出力される1ショットパルスがオアゲート39を介してアンドゲート42に供給されるので、アンドゲート42から1ショットパルスがゲートドライバ60に出力される。このため、MOSFET7が1ショットパルスでオンオフ制御される。ここで、1ショットパルスがオアゲート39に入力されるのは、スイッチング素子7(MOSFET7)がオンするときのノイズでスイッチング素子が直ちにターンオフしてしまわないようにするためである。また、過電流比較器65で過電流を検出したときは、1ショットパルスのパルス幅でスイッチング素子がオンすることになるので、この幅はスイッチングノイズを防ぐ最小限のものとなっている。このパルス幅は、一次側から二次側へエネルギ転送が実質上できないほどの短時間である。
その後、MOSFET7がオン状態となることにより、CS端子に入力される電流検出信号Viは、図6(b)に示すように、増加して行き、時点t2′で電流検出信号Viがフィードバック電圧クランプ回路45の出力信号Vfb_cpに到達すると、コンパレータ46からハイレベルの比較信号が出力される。この比較信号がRSフリップフロップ40のリセット端子Rに供給されるので、このRSフリップフロップ40がリセットされ出力端子Qから出力される出力信号がローレベルに反転する。このため、アンドゲート42の出力信号がローレベルとなって、ゲートドライバ60から出力されるスイッチング制御信号が図6(c)に示すようにローレベルに反転し、MOSFET7がターンオフされる。
さらに、時点t5でフィードバック電圧クランプ回路45の出力信号Vfb_cpの減少が停止されて定電圧Vominとなる。したがって、この時点t5からフィードバック電圧Vfbが設定閾値電圧Vfbtを下回る時点t6までの間に1ショットパルスが出力されると、これによって、RSフリップフロップ40がセットされて出力信号がハイレベルとなる。このため、ゲートドライバ60から図6(c)に示すスイッチング制御信号がMOSFET7のゲートに出力されることにより、MOSFET7がターンオンされる。
重負荷時には、パルス幅変調用発振器35の発振周波数が高周波数で固定されるとともに、MOSFET7が連続してスイッチング動作される。
また、上記実施形態においては、フィードバック電圧クランプ回路45をオペアンプ45a及び第1抵抗R1〜第4抵抗R0の4つの抵抗で構成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、フィードバック電圧Vfbが設定電圧Vfb1より低い領域で接続点Xの電圧VXが零まで低下することがないように設定できれば、分圧回路を構成する第2抵抗R2及び第3抵抗R3の抵抗値によって決まる固定値にクランプすることができる。要は、スイッチング制御信号の最小パルス幅を負荷への電力供給に寄与できる最小パルス幅未満になることがないようにできればよいものである。
Claims (5)
- 入力電圧が印加されるトランスの一次側主巻線に直列に接続されたスイッチング素子をスイッチング制御し、当該トランスの二次側主巻線に生じた電圧を整流して負荷に対する出力電圧を得るスイッチング電源動作部と、
前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを備え、
前記制御部は、設定した出力設定電圧と前記出力電圧との誤差を表すフィードバック電圧が設定閾値を下回ったか否かを判定するフィードバック電圧判定回路と、前記フィードバック電圧に基づく信号と前記スイッチング素子の電流を電圧として検出する電流検出信号とを比較する比較回路と、前記フィードバック電圧に基づく周波数で発振する発振回路と、前記フィードバック電圧判定回路の判定結果、前記比較回路の比較信号及び前記発振回路の発振信号に基づいて前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御信号を出力する駆動回路と、軽負荷時のスイッチング終了時における前記スイッチング制御信号のパルス幅を負荷への電力供給に寄与可能な最小パルス幅以上に保持するパルス幅保持部とを備えている
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記パルス幅保持部は、前記フィードバック電圧の少なくとも低電圧側をクランプした出力信号を形成するフィードバック電圧クランプ回路を備え、該フィードバック電圧クランプ回路の出力信号と前記スイッチング素子の電流を電圧として検出する電流検出信号とを前記比較回路で比較することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記フィードバック電圧クランプ回路は、前記フィードバック電圧が少なくとも前記フィードバック電圧判定回路の設定閾値以下であるときに定電圧にクランプすることを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。
- 前記フィードバック電圧クランプ回路は、前記フィードバック電圧が非反転入力端子に入力されるオペアンプと、所定電源電圧が入力される電源端子と接地との間に直列に接続された第1抵抗、第2抵抗及び第3抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記第1抵抗及び第2抵抗の接続点との間に接続された第4抵抗と、前記第2抵抗及び第3抵抗の接続点に接続された前記出力信号を出力する出力端子とを備えるとともに、前記第1抵抗及び第2抵抗の接続点の電位が前記オペアンプの反転入力端子に入力されていることを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。
- 前記パルス幅保持部は、前記電流検出信号が設定電圧以上になるまで前記比較回路の出力を無効とする電圧低下抑制回路を備えていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。
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