JP2009118651A - スイッチング電源装置および半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源装置において、入力電圧に依存しないフの字型の過負荷保護回路を提供する。
【解決手段】ＶＣＣから外部抵抗３４を介し、ＣＬ端子に流れる電流がＭＡＸＤＵＴＹ可変回路１５の設定値に達すると、過負荷と検出し、ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路で、インバータ４の出力であるデューティサイクル信号１９を保持し、スイッチング素子１の最大デューティサイクル信号９Ａとすることで、出力電流の最大値が制限されて、出力電圧およびＶＣＣ電圧の低下が起こり、クランプ電圧可変回路１３により、発振周波数とスイッチング素子の最大電流値が小さくなることで、入力電圧に依存しないフの字型の過負荷保護が得られる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、入力電圧に依存しない２次側出力の過負荷保護機能を有する、スイッチング電源装置に関する。

図４は、従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。この図４において、１３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。

半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過負荷保護端子（ＣＬ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。

１０２は、半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ１０２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃを備えている。

１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。

１０７は、半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。

１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子へ信号を出力する。

１１２は、フィードバック信号制御回路の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。但し、各回路の反応遅れ時間、スイッチング素子１０１のスイッチング時間等により生ずる一定の遅れ時間（過電流保護遅れ時間）により、実際の最大値は、内部回路的に固定された過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴよりも若干大きな値となる（図９参照）。

１１３は、クランプ回路１１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１０１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路１０９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。

１０９は、発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決める、クロック信号１０９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。

ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。

１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、１次側補助巻線１４０Ｃを有している。

１次側補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。１３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。１３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗１３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。

２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５５へ接続される。２次側制御回路１５６は、定電圧制御回路１５７から成り、定電圧制御回路１５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５２および１５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。

以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図４を用いて説明する。図１０は、図４の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。

図４において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、コンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。

ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。このとき、同時にレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなるため、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、１次側補助巻線１４０Ｃに電流が流れる。

２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、２次側出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、２次側出力電圧検出抵抗１５２および１５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５７からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が減少するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、２次側出力電圧ＶＯは安定化される。

１次側補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは２次側出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定以下のときは、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。

２次側出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、スイッチング素子１０１に流れる電流の最大値で決まる出力電流ＩＯの最大値に達すると、２次側出力電圧ＶＯが低下するが、このとき、１次側補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗１３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１１３によって、クランプ回路１１２のクランプ電圧を減少させる。そのため、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１０１の過電流保護値が低下することになるため、ある２次側出力電圧まで低下すると、スイッチング素子１０１は過負荷保護状態になり、出力電流は小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１１３から発振回路１０９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図４における出力電流電圧特性は、図６のようになり、２次側出力電圧ＶＯがある電圧以下まで低下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。

なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開２００３−３３３８４３号公報

従来のスイッチング電源用半導体装置の構成では、過電流保護レベルが半導体装置内部回路にて固定された値であるが、各回路の反応遅れ時間、スイッチング素子１０１のスイッチング時間等により生ずる一定の遅れ時間（過電流保護遅れ時間）により、図９に示すように実際の最大値は、内部回路的に固定された過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴよりも若干大きな値となる為、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて出力電流の最大値が大きくなる。

すなわち、入力電圧により２次側出力電圧ＶＯが低下する出力電流の最大値が異なるので、ＶＣＣ電圧が低下する出力電流も異なる。これが、過電流保護遅れ時間を持つスイッチング電流の過電流保護値によって過負荷を検出する場合の問題点であり、電源として高入力電圧時に出力電流が増加することにより、電源としての各部品へのストレスが増加する課題が発生する。

本発明は、これらの問題点を解決するものであり、入力電圧に依存しないフの字型の過負荷保護を実現するスイッチング電源用半導体装置を提供することにある。

本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、
トランスと、
入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側巻線出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記トランスの補助巻線と接続され、前記２次側巻線電圧と比例する１次側巻線出力電圧を発生すると共に、発生した１次側巻線出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備え、
前記制御回路は、
前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加する一定周期のスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
前記クランプ回路のクランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変させ、前記クランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振器へ出力するように構成された、クランプ電圧可変回路と、
前記補助電源電圧の電圧値が一定値に達した際の前記スイッチング素子のデューティサイクル信号を保持し、保持された前記デューティサイクル信号が前記スイッチング素子の最大デューティサイクル信号（ＭＡＸＤＵＴＹ）とし、前記発振器へ出力するように構成されたＭＡＸＤＵＴＹ可変回路と、を備え
前記出力電流に比例した電圧が前記補助電源に発生し、前記補助電源からの信号が、前記ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路の検出値に達した際の前記スイッチング素子のデューティサイクル信号を、前記スイッチング素子の最大デューティサイクル信号として保持し、前記発振器へ出力するため、前記出力電流の最大値が前記デューティサイクル信号で決まることを特徴とした、入力電圧に依存しないスイッチング電源を実現できる。

本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、
前記補助巻線と前記ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路との間に接続する抵抗によって、自由に過負荷レベルとなる出力電流の調整が可能となるスイッチング電源を実現できる。

本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、
前記レギュレータは、前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、起動時は前記補助電源電圧が一定値になるまで前記第１の直流電圧から前記補助電源電圧生成回路へ電源を供給し、起動後は前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給し、かつ前記補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、前記第１の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成されており、過負荷時に補助電源電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができ、起動時の補助電源電圧が高く設定されるため、過負荷時のフの字保護動作の設定範囲を広くとることができる。

本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、
前記クランプ電圧可変回路は、前記補助電源電圧が一定値以下になると動作し、前記補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるように構成されており、この構成により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、過負荷時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくできる。

本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、
前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるように構成されており、この構成により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定がしやすくなる。

本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、
前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路および前記ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路の入力端子の６端子で構成された半導体装置からなり、スイッチング電源装置の部品点数が削減でき、スイッチング電源装置の小型化・軽量化を行うことができる。

本発明の請求項７に記載のスイッチング電源装置は、
前記クランプ電圧可変回路は、前記補助電源電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成されており、負荷短絡時の出力電流が十分小さくできる。

本発明の請求項８に記載のスイッチング電源装置は、
前記発振器は、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に小さくなるように構成されており、負荷短絡時の出力電流が十分小さくできる。

本発明のスイッチング電源装置は、上記構成を有し、入力電圧に依存しないフの字型の過負荷保護を実現できるといった効果がある。また、外部抵抗の調整により、過負荷レベルの調整ができるといった効果もある。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。

この図１において、３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。

半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。

２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃを備えている。

３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。

７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。また、ＶＤＤが一定電圧に達した後も、ＶＣＣが一定電圧に達するまでは、スイッチ２Ａをオンさせる信号をレギュレータ回路２へ出力し、ＤＲＡＩＮからＶＣＣへ起動電流を流す。

６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。

１２は、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。１３は、クランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するため素子であり、そのドレインがクランプ回路と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。

１５はＭＡＸＤＵＴＹ可変回路であり、ＶＣＣ端子から外部抵抗により調整されたＣＬ端子へ流れる電流が、一定値に達した際のインバータ４からの出力信号（スイッチング素子１のデューティサイクル信号）がＭＡＸＤＵＴＹ可変回路において保持され、保持されたデューティサイクル信号がＭＡＸＤＵＴＹ可変回路からの出力信号として発振回路９へ出力し、保持されたデューティサイクル信号が最大デューティサイクル信号９Ａとなる。

９は、発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力される。

ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。

４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｃを有している。

１次側補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。

２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５５へ接続される。２次側制御回路５６は、定電圧制御回路５７から成り、定電圧制御回路５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５２および５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。

以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１を用いて説明する。

図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。

ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始されるが、レギュレータ１０２内のスイッチ２Ａは、ＶＣＣが設定電圧になるまではオンとなるため、起動開始時のＶＣＣは設定電圧まで上昇し、設定電圧に達した後オフとなり、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｃに電流が流れる。

２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、２次側出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、２次側出力電圧検出抵抗５２および５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５７からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、２次側出力電圧ＶＯは安定化される。

１次側補助巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、スイッチング素子１の発振動作が開始され、その後、さらにＶＣＣが上昇して設定電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置３０の電流は、１次側補助巻線４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線４０Ｃの極性は、２次巻線４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは２次側出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。

ここで、本発明に関する２次側出力電圧を検出し、２次側出力電圧ＶＯ制御するスイッチング電源装置では、出力電流Ｉｏと２次側巻線電圧（Ｖ２）およびＶＣＣは以下の関係となる。
Ｖ２＝ＶＯ＋ＺＩＯ・・・（１）
ＶＣＣ＝ｎ×Ｖ２＝ｎＶＯ＋ｎＺＩＯ・・・（２）
ここで、ｎは２次巻線と補助巻線の巻数比、Ｚは２次側のダイオードの抵抗成分を含んだ出力ラインのインピーダンスを示す。

２次側出力電圧ＶＯは２次側のダイオードの抵抗成分を含んだ出力ラインのインピーダンスＺによる電圧降下を考慮した電圧であるため、２次側出力電圧ＶＯを一定とすると、（１）式に示すように２次巻線電圧Ｖ２は、入力電圧に依存せず、出力電流ＩＯに比例した電圧となり、ＶＣＣも（２）式に示すように出力電流ＩＯに比例した電圧となる。

そのためＶＣＣ電圧で出力電流ＩＯの検出が可能となり、さらにＶＣＣ端子とＣＬ端子間に接続された外部抵抗を介し、一定電圧に固定されたＣＬ端子に流れる電流によっても出力電流ＩＯの検出が可能となる。

出力電流ＩＯを増加させると、ＶＣＣから外部抵抗を通りＣＬ端子に流れる電流が増加し、出力電流ＩＯがＭＡＸＤＵＴＹ可変回路で設定された設定値に達すると、設定値に達した際のスイッチング素子のデューティサイクル信号が保持され、発振回路９から保持されたデューティサイクル信号が最大デューティサイクル信号９Ａとして出力される。

この時、保持されたデューティサイクル信号が最大デューティサイクル信号となるため、出力電流の最大値はクランプ回路１２のクランプ電圧による過電流保護値ではなく、発振回路９からの記憶された最大デューティサイクル信号９Ａで制限される。そのため、ＣＬ端子への電流が一定値を越えた後に出力電流ＩＯを増加させると、最大出力電流は制限されているため、２次側出力電圧ＶＯが低下し、２次側出力電圧ＶＯに比例した電圧が２次側巻線電圧および１次側補助巻線電圧ＶＣＣに出力される。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。つまり、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値が低下することになるため、過負荷時においては、常にスイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力電流は小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなる。

以上より、図１における出力電流電圧特性は、図９のようになり、ＶＣＣから外部抵抗を通り、ＣＬ端子へ流れる電流が一定値に達すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。

また、ＶＣＣ端子とＣＬ端子間に接続する抵抗値により、出力電流検出値を調整可能となる。

図２は、本発明のＭＡＸＤＵＴＹ可変回路１５の一例を示す回路図である。図３は図２の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。

図２において、ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路１５は、過負荷検出回路１６、ＤＵＴＹ保持回路１７、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８、から構成されており、図２に示すように各回路が接続されている。

過負荷検出回路１６はＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６Ａ、１６Ｂ、定電流源１６Ｃ、インバータ１６Ｄ、ＮＡＮＤ回路１６Ｅ、ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆ、スイッチ１６Ｇ、再起動トリガ信号発生回路１６Ｈから構成されており、図２に示すように各素子が接続されている。１６Ａ、１６Ｂは１６Ａを基準としたカレントミラーであり、１６Ａのドレインおよびゲートは過負荷検出回路の入力としてＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレインに接続されている。このように構成された過負荷検出回路の動作について、以下に説明する。出力電流ＩＯが増加するとＶＣＣ電圧が上昇し、外部抵抗３４を介してＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４へ流れる電流も増加する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４へ流れる電流が一定値（過負荷レベル）を超えた際にインバータ１６Ｄの出力ＶＡがローレベル（Ｌ）からハイレベル（Ｈ）になり、さらにスイッチング電源用半導体装置３０のインバータ４の出力であるデューティサイクル信号１９がＨの時に、ＮＡＮＤ回路１６ＥからＲＳフリップフロップ回路１６Ｆのリセット端子へ信号を入力する。ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆへのリセット信号により、ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆの出力はＬとなり、スイッチ１６Ｇがオフとなる。また、ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆの出力は再起動トリガ信号発生回路１６Ｈから再起動トリガ信号が入力されない限り解除されない。

ＤＵＴＹ保持回路１７はインバータ１７Ａ、１７Ｇ、１７Ｎ、ＮＡＮＤ回路１７Ｂ、１７Ｐ、コンデンサ１７Ｊ、１７Ｏ、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋ、１７Ｖ、定電流源１７Ｃ、１７Ｆ、１７Ｈ、１７Ｌ、１７Ｔ、１７Ｑ、スイッチ１７Ｄ、１７Ｅ、１７Ｉ、１７Ｍ、１７Ｒ、１７Ｓ、１７Ｕより構成されており、図２に示すように各素子が接続されている。なお、定電流源１７Ｃ、１７Ｆ、１７Ｈ、１７Ｌ、１７Ｔ、１７Ｑの定電流値はすべて同じ値である。

このように構成されたＤＵＴＹ保持回路１７の動作について、以下に説明する。スイッチ１７Ｅ、１７Ｉ、ＮＡＮＤ回路１７Ｂの入力端子は、インバータ１７Ａを介して、過負荷検出回路１６の１６Ｇおよび１７Ｖの出力と接続されており、スイッチ１７Ａの入力がＨの時は、スイッチ１７Ｉがオン、スイッチ１７Ｅがオフとなり、定電流源１７Ｈからコンデンサ１７Ｊへ定電流で充電され、コンデンサ１７Ｊの電圧ＶＣ１が上昇する。一方、スイッチ１７Ａの入力がＬの時は、スイッチ１７Ｉがオフ、スイッチ１７Ｅがオンとなり、コンデンサ１７Ｊから定電流源１７Ｆへ定電流で放電され、コンデンサ１７Ｊの電圧ＶＣ１が低下するが、スイッチ１７Ａの入力がＬで、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８からの出力がＨの時は、スイッチ１７Ｄがオンとなり定電流源１７Ｃからコンデンサ１７Ｊへ定電流で充電が行われるため、スイッチ１７Ａの入力がＬで、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８からの出力がＨの時は、コンデンサ１７Ｊの電圧ＶＣ１は低下せず一定値に保たれる。定電流源１７Ｈと定電流源１７Ｆの定電流値は同じであるため、コンデンサ１７Ｊから定電流源１７Ｆへの放電により、コンデンサ１７Ｊの電圧ＶＣ１は充電時間と同じ放電時間で充電開始前の電圧に低下する。コンデンサ１７Ｊの電圧ＶＣ１が、充電開始前の電圧まで低下した際に、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋのリセット端子へ信号を入力する。ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋのセット端子へは、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８からの出力がインバータ１７Ｇを介して入力される。

ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋからの出力Ｑはインバータ１７Ｎを介してＮＡＮＤ回路１７Ｐとスイッチ１７Ｍ、１７Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋの出力ＱがＨの時は、スイッチ１７Ｍはオン、スイッチ１７Ｓがオフとなり、定電流源１７Ｌからコンデンサ１７Ｏへ定電流で充電され、コンデンサ１７Ｏの電圧ＶＣ２が上昇する。一方、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋの出力ＱがＬの時は、スイッチ１７Ｍがオフ、スイッチ１７Ｓがオンとなり、コンデンサ１７Ｏから定電流源１７Ｔへ定電流で放電され、コンデンサ１７Ｏの電圧ＶＣ２が低下するが、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋの出力ＱがＬで、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８からの出力がＬの時は、スイッチ１７Ｒがオンとなり定電流源１７Ｑからコンデンサ１７Ｏへ定電流で充電が行われるため、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｋの出力ＱがＬで、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８からの出力がＬの時は、コンデンサ１７Ｏの電圧ＶＣ２は低下せず一定値に保たれる。定電流源１７Ｌと定電流源１７Ｔの定電流値は同じであるため、コンデンサ１７Ｏから定電流源１７Ｔへの放電により、コンデンサ１７Ｏの電圧ＶＣ２は充電時間と同じ放電時間で充電開始前の電圧に低下する。コンデンサ１７Ｏの電圧ＶＣ２が、充電開始前の電圧まで低下した際に、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｖのリセット端子へ信号を入力する。ＲＳフリップフロップ回路１７Ｖのセット端子へは、ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路１８からの出力がスイッチ１７Ｕを介して入力される。

スイッチ１７Ｕは過負荷検出回路１６のＲＳフリップフロップ回路１６Ｆの出力と接続されており、ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆの出力がＬの時オンとなる。つまり、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｖのセット信号は過負荷を検出されるまでは入力されないため、ＲＳフリップフロップ回路１７ＶからＭＡＸＤＵＴＹ可変信号は出力されない。一方、過負荷を検出すると、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｖのセット信号は入力され、ＭＡＸＤＵＴＹ可変信号は出力される。ここで、ＤＵＴＹ保持回路１７には、ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆからの出力がＬになる際のインバータ４の出力であるデューティサイクル信号１９が入力されており、デューティサイクル信号１９の入力に応じた出力が、ＲＳフリップフロップ回路１７Ｖのセット端子に入力され、ＭＡＸＤＵＴＹ可変信号を制御する。さらに、出力されたＭＡＸＤＵＴＹ可変信号をインバータ１７Ａに入力することで、ＲＳフリップフロップ回路１６Ｆからの出力がＬになる際のインバータ４の出力であるデューティサイクル信号１９を、ＤＵＴＹ保持回路１７で保持し、ＭＡＸＤＵＴＹ可変信号を出力し続ける。なお、保持された最大デューティサイクル信号の解除は、半導体装置の電源端子電圧が設定値以下の電圧まで低下したときに、再起動トリガ信号が出力されることによって行われる。

本発明のスイッチング電源装置および半導体装置は、ポータブル機器のアダプターなど、過負荷保護機能を必要とする電源装置に有用である。

本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図 本発明のＭＡＸＤＵＴＹ可変回路の構成の一例を示す回路図 本発明のＭＡＸＤＵＴＹ可変回路の動作を説明するためのタイムチャート 従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図 本発明のスイッチング電源装置の２次側出力電圧電流特性図 従来のスイッチング電源装置の２次側出力電圧電流特性図 本発明のスイッチング電源装置の補助巻線電圧ＶＣＣ−出力電流特性図 従来のスイッチング電源装置の補助巻線電圧ＶＣＣ−出力電流特性図 任意の入力電圧に対して過電流保護値が一定の場合のドレイン電流の波形を示す図 従来のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート

符号の説明

１ スイッチング素子
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ スイッチ
３ 起動用定電流源
４ ゲートドライバー
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動／停止回路
８ 比較器
９ 発振回路
９Ａ 最大デューティサイクル信号
９Ｂ クロック信号
１０ ＲＳフリップフロップ回路
１１ フィードバック信号制御回路
１２ クランプ回路
１３ クランプ電圧可変回路
１４ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１５ ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路
１６ 過負荷検出回路
１６Ａ、１６Ｂ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１６Ｃ 定電流源
１６Ｄ インバータ
１６Ｅ ＮＡＮＤ回路
１６Ｆ ＲＳフリップフロップ回路
１６Ｇ スイッチ
１６Ｈ 再起動トリガ信号発生回路
１７ ＤＵＴＹ保持回路
１７Ａ、１７Ｇ、１７Ｎ インバータ
１７Ｂ、１７Ｐ ＮＡＮＤ回路
１７Ｃ、１７Ｆ、１７Ｈ、１７Ｌ、１７Ｑ、１７Ｔ 定電流源
１７Ｄ、１７Ｅ、１７Ｉ、１７Ｍ、１７Ｒ、１７Ｓ、１７Ｕ スイッチ
１７Ｊ、１７Ｏ コンデンサ
１７Ｋ、１７Ｖ ＲＳフリップフロップ回路
１８ ＭＡＸＤＵＴＹ基準信号発生回路
１９ デューティサイクル信号
３０ スイッチング電源用半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３ コンデンサ
３４ 抵抗
３５ 制御信号伝達回路
３５Ａ フォトトランジスタ
３５Ｂ フォトダイオード
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ １次側補助巻線
５０ ダイオード
５１ コンデンサ
５２、５３ ２次側出力電圧検出用抵抗
５４ 出力電流検出用抵抗
５５ 負荷
５６ ２次側制御回路
５７ 定電圧制御回路

Claims (8)

1. トランスと、
   入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
   前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
   前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
   前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
   前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
   前記トランスの補助巻線と接続され、前記２次側出力電圧と比例する１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
   前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
   前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
   前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
   前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
   前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
   前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、
   前記クランプ回路のクランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変させ、前記クランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振器へ出力するように構成された、クランプ電圧可変回路と、
   前記補助電源電圧の電圧値が一定値に達した際の前記スイッチング素子のデューティサイクル信号を保持し、保持された前記デューティサイクル信号が前記スイッチング素子の最大デューティサイクル信号（ＭＡＸＤＵＴＹ）とし、前記発振器へ出力するように構成されたＭＡＸＤＵＴＹ可変回路と、を備え
   前記出力電流に比例した電圧が前記補助電源に発生し、前記補助電源からの信号が、前記ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路の検出値に達した際の前記スイッチング素子のデューティサイクル信号を、前記スイッチング素子の最大デューティサイクル信号として保持し、前記発振器へ出力するため、前記出力電流の最大値が前記デューティサイクル信号で決まることを特徴としたスイッチング電源装置。
2. 前記補助巻線と前記ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路との間に接続する抵抗によって、自由に過負荷レベルとなる出力電流の調整が可能となるスイッチング電源装置。
3. 前記レギュレータは、前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、起動時は前記補助電源電圧が一定値になるまで前記第１の直流電圧から前記補助電源電圧生成回路へ電源を供給し、起動後は前記補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給し、かつ前記補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、前記第１の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成された、請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記クランプ電圧可変回路は、前記補助電源電圧が一定値以下になると動作し、前記補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるように構成された、請求項１および３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるように構成された、請求項１および３に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および、補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路の入力端子の６端子で構成された半導体装置からなる、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 前記クランプ電圧可変回路は、前記補助電源電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成された、請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記発振器は、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に小さくなるように構成された、請求項１〜７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。

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