JP2005252471A - 無線通信装置及びその増幅回路の制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】 簡単な回路構成で無線通信装置の増幅回路を送信する信号の状態に応じて適切に制御できるようにする。
【解決手段】 入力される送信データDTに基づいてベースバンド信号BSを生成した後、変調信号TSに変調して増幅回路4にて増幅し送信する無線通信装置にて、ベースバンド処理回路1で生成されるDA変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、変調信号TSの振幅を検知し、その検知結果に基づいて増幅回路4のダイナミックレンジを制御する変調信号制御回路2を設け、簡単な回路構成で、変調信号TSの振幅に応じた増幅回路4の制御を行うことができるようにする。
【選択図】 図1
【解決手段】 入力される送信データDTに基づいてベースバンド信号BSを生成した後、変調信号TSに変調して増幅回路4にて増幅し送信する無線通信装置にて、ベースバンド処理回路1で生成されるDA変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、変調信号TSの振幅を検知し、その検知結果に基づいて増幅回路4のダイナミックレンジを制御する変調信号制御回路2を設け、簡単な回路構成で、変調信号TSの振幅に応じた増幅回路4の制御を行うことができるようにする。
【選択図】 図1
Description
本発明は、無線通信装置及びその増幅回路の制御方法に関し、詳しくは、送信系増幅回路の制御方式に関する。
振幅変調を有する従来の無線通信装置の構成を図10(A)に示す。
図10(A)に示した無線通信装置において、ベースバンド処理回路101は、図示しないデジタル処理回路等から入力される送信データに所定の処理を施してベースバンド信号BSCを生成し、送信IF/RF回路102に出力する。ベースバンド信号BSCは、送信IF/RF回路102にて変調処理、及びIF(intermediate frequency)信号からRF(radio frequency)信号に周波数変換処理され、変調信号TSCとして出力される。変調信号TSCは、パワーアンプ(PA)と称される増幅回路103で増幅された後、スイッチ107を介してアンテナ104より送信される。
図10(A)に示した無線通信装置において、ベースバンド処理回路101は、図示しないデジタル処理回路等から入力される送信データに所定の処理を施してベースバンド信号BSCを生成し、送信IF/RF回路102に出力する。ベースバンド信号BSCは、送信IF/RF回路102にて変調処理、及びIF(intermediate frequency)信号からRF(radio frequency)信号に周波数変換処理され、変調信号TSCとして出力される。変調信号TSCは、パワーアンプ(PA)と称される増幅回路103で増幅された後、スイッチ107を介してアンテナ104より送信される。
一方、アンテナ104にて受信した信号は、スイッチ107を介してローノイズアンプ(LNA)と称される増幅回路105により増幅された後、受信IF/RF回路106にてRF信号から中間周波数(IF)のベースバンド信号に周波数変換される。受信IF/RF回路106から出力されたベースバンド信号は、ベースバンド処理回路101にてデジタルデータに変換され、図示しないデジタル処理回路等に出力される。
上述した従来の無線通信装置においては、送信信号の出力電力が決まると、図10(B)に示すように、変調信号TSCの振幅にはかかわらず、常に一定のダイナミックレンジ(コンプレッションポイント)PARCを有する増幅回路(PA)103により送信信号を増幅して出力していた。なお、図10(B)において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。
ここで、増幅回路103のダイナミックレンジ性能は、変調信号TSCの振幅が最大となる場合であってもアンテナ104から送信される送信信号に歪が生じないようにワースト条件に合わせた設定となっていた。
ここで、増幅回路103のダイナミックレンジ性能は、変調信号TSCの振幅が最大となる場合であってもアンテナ104から送信される送信信号に歪が生じないようにワースト条件に合わせた設定となっていた。
一方、近年の無線通信装置は、小型化及び低消費電力化が強く要求されている。そのため、無線通信装置は、動作状態や信号状態に応じて、各々の構成回路を無駄のない最適な条件で動作させる必要がある。上述した従来の無線通信装置は、変調信号TSCにて最大となる振幅に合わせた増幅回路を用いていたため、動作状態や信号状態によっては増幅回路の消費電力が過剰に多くなっていた。
このような問題を改善した無線通信装置の1つとして、図11に示すように、変調信号TSCの振幅に対しては一定であるが、送信信号の出力電力に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御する無線通信装置がある(例えば、特許文献1参照。)。
図11は、当該無線通信装置における変調信号TSCと増幅回路のダイナミックレンジPARCとの関係を示した図である。図11において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。この無線通信装置は、送信信号の出力電力が小さい(例えば、出力電力が100mW)の期間T101においては増幅回路のダイナミックレンジPARCが小さく設定される。また、出力電力が大きい(例えば、出力電力が200mW)の期間T102においては増幅回路のダイナミックレンジPARCが期間T101におけるダイナミックレンジPARCよりも大きく設定される。このように送信信号の出力電力に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御することにより、図10に示した無線通信装置よりも消費電力を小さくすることは可能である。
これに対して、消費電力のさらなる低減を図った無線通信装置として、変調信号TSCのベクトル長に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御する無線通信装置がある(例えば、特許文献2参照。)。上記特許文献2に開示された無線通信装置では、送信するデータをアナログ信号(アナログ多値信号)に変換した後、そのアナログ多値信号の各信号点のベクトル長に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御するようにして、増幅回路の消費電力を大幅に低減している。
しかしながら、上記特許文献2に開示された無線通信装置において、アナログ多値信号から各信号点のベクトル長を求め、それに応じて増幅回路の電力制御を行うバイアス制御信号を生成する処理は、デジタル処理で行われている。したがって、アナログ多値信号をデジタルデータに変換するためのAD変換用素子が必要である。
また、アナログ多値信号を変調器で変調して増幅回路に供給するタイミングと、制御回路にて生成した当該アナログ多値信号に対応するバイアス制御信号を増幅回路に供給するタイミングとを合わせなければならない、つまり増幅回路に対する各信号の入力タイミングを考慮しなければならない。ここで、一般的に、バイアス制御信号を生成する際に行うAD変換処理とバイアス制御信号生成処理とに要する時間は、変調器におけるアナログ多値信号の変調処理に要する時間よりも長くなる。したがって、アナログ多値信号の変調処理側において、対応するバイアス制御信号とのタイミング調整を行うために遅延回路素子等が必要となる。
以上のように、上記特許文献2に開示された無線通信装置では、余分な回路素子を追加する必要があり、回路構成が複雑になるという問題がある。
以上のように、上記特許文献2に開示された無線通信装置では、余分な回路素子を追加する必要があり、回路構成が複雑になるという問題がある。
本発明は、このような事情に鑑みて成されたものであり、簡単な回路構成で無線通信装置の増幅回路を送信する信号の状態に応じて適切に制御できるようにすることを目的とする。
本発明の無線通信装置は、入力されるデジタル送信データに基づいてアナログベースバンド信号を生成するベースバンド処理回路と、上記アナログベースバンド信号をもとに変調信号を生成する変調回路と、上記変調信号を増幅し送信する増幅回路と、上記増幅回路を制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記ベースバンド処理回路にてデジタル−アナログ変換処理が施される前のデジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、その検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する。
上記にように構成した本発明によれば、アナログ−デジタル変換処理等を行う必要なく、デジタル−アナログ変換処理前のデジタルベースバンド信号により検知した変調信号の振幅に応じて、変調信号を増幅する増幅回路のダイナミックレンジを制御することができるようになる。
上記にように構成した本発明によれば、アナログ−デジタル変換処理等を行う必要なく、デジタル−アナログ変換処理前のデジタルベースバンド信号により検知した変調信号の振幅に応じて、変調信号を増幅する増幅回路のダイナミックレンジを制御することができるようになる。
本発明によれば、無線通信装置の増幅回路に対して、AD変換用素子等を設けることなく簡単な回路構成で、送信する信号の状態に応じた適切な制御を行うことができ、送信する信号の状態に応じて、増幅回路における消費電力を低減したり、ダイナミックレンジを制御したりすることができる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明の一実施形態による無線通信装置の構成例を示すブロック図である。
本実施形態における無線通信装置は、変調信号制御回路2を内部に有するベースバンド処理回路1、送信IF/RF回路3、増幅回路4、アンテナ5、増幅回路6、受信IF/RF回路7、及びスイッチ回路8を備える。
図1は、本発明の一実施形態による無線通信装置の構成例を示すブロック図である。
本実施形態における無線通信装置は、変調信号制御回路2を内部に有するベースバンド処理回路1、送信IF/RF回路3、増幅回路4、アンテナ5、増幅回路6、受信IF/RF回路7、及びスイッチ回路8を備える。
ベースバンド処理回路1は、入力される信号にベースバンド処理を施す。具体的には、ベースバンド処理回路1は、図示しないデータ処理回路等から入力されるデジタルデータDT(送信データ)に所定の処理を施してベースバンド信号BSを生成し、送信IF/RF回路3に出力する。また、ベースバンド処理回路1は、受信IF/RF回路7から入力されるベースバンド信号に所定の処理を施してデジタルデータに変換し、図示しないデータ処理回路等に当該デジタルデータDTを出力する。
変調信号制御回路2は、ベースバンド処理回路1内におけるDA(デジタル−アナログ)変換処理前、すなわちデジタルのベースバンド信号に基づいて、PA制御信号PACを生成するとともに、生成したPA制御信号PACを増幅回路4に出力する。変調信号制御回路2におけるPA制御信号PACの生成及び出力は、無線通信装置での送受信信号の処理単位であるシンボル(時間は予め決まっている。)毎に行う。
なお、上記ベースバンド処理回路1及び変調信号制御回路2の詳細については後述する。
なお、上記ベースバンド処理回路1及び変調信号制御回路2の詳細については後述する。
送信IF/RF回路3は、変調処理を行ったり、中間周波数(IF:intermediate frequency)の信号を高周波数(RF:radio frequency)の信号に変換したりするものであり、増幅回路や周波数変換を行うミキサー回路により構成される。送信IF/RF回路3は、入力されるベースバンド信号BSに対して変調処理及び周波数変換を施し、変調信号TSとして増幅回路4に出力する。
増幅回路4は、パワーアンプ(PA)と称される増幅回路であり、送信IF/RF回路3から出力される変調信号TSを増幅して送信電力を出力する。この増幅回路4のダイナミックレンジは、変調信号制御回路2より供給されるPA制御信号PACに応じて制御される。
増幅回路4は、パワーアンプ(PA)と称される増幅回路であり、送信IF/RF回路3から出力される変調信号TSを増幅して送信電力を出力する。この増幅回路4のダイナミックレンジは、変調信号制御回路2より供給されるPA制御信号PACに応じて制御される。
増幅回路6は、ローノイズアンプ(LNA)と称される増幅回路であり、アンテナ5にて受信した受信信号(高周波信号)を増幅して受信IF/RF回路7に出力する。
受信IF/RF回路7は、高周波数(RF)の信号を中間周波数(IF)の信号に変換するものであり、周波数変換を行うミキサー回路等により構成される。
受信IF/RF回路7は、高周波数(RF)の信号を中間周波数(IF)の信号に変換するものであり、周波数変換を行うミキサー回路等により構成される。
図1に示した無線通信装置において、図示しないデータ処理回路等からベースバンド処理回路1にデジタルデータDTが入力されると、当該デジタルデータは、ベースバンド処理回路1で所定の処理が施された後、さらにDA変換処理されてアナログのベースバンド信号BSとして出力される。このとき、ベースバンド処理回路1内の変調信号制御回路2により、DA変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、シンボル単位でPA制御信号PACが生成され出力される。
ベースバンド処理回路1から出力されたアナログのベースバンド信号BSは、送信IF/RF回路3でアップコンバート等の処理が施されることにより、規定されている送信信号の周波数帯に応じた変調信号TSに変調される。さらに、増幅回路(PA)4にて増幅された後、スイッチ回路8を介してアンテナ5より送信される。
一方、アンテナ5にて信号を受信すると、受信信号はスイッチ回路8を介して増幅回路(LNA)6に供給されて増幅される。増幅回路(LNA)6により増幅された受信信号は、受信IF/RF回路7でのダウンコンバートにより周波数が変換され、さらにベースバンド処理回路1で所定の処理が施されてデジタルデータに変換された後、データDTとして図示しないデータ処理回路等に出力される。
ここで、本実施形態における無線通信装置では、送信動作において変調信号TSを増幅回路(PA)4にて増幅するとき、増幅回路(PA)4が変調信号制御回路2から出力されるPA制御信号PACにより制御され、そのダイナミックレンジは図2に示すように制御される。
図2は、本実施形態における無線通信装置での変調信号TSの振幅TSLと増幅回路(PA)4のダイナミックレンジPARとの関係を示す図である。図2において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。また、時刻T0、T1、T2、T3、T4、T5は、送受信信号の処理単位であるシンボルの時間的な境界をそれぞれ示しており、時刻Tiから時刻T(i+1)まで(iは添え字であり、i=0〜4の整数)の期間が1シンボルに対応する。
図2は、本実施形態における無線通信装置での変調信号TSの振幅TSLと増幅回路(PA)4のダイナミックレンジPARとの関係を示す図である。図2において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。また、時刻T0、T1、T2、T3、T4、T5は、送受信信号の処理単位であるシンボルの時間的な境界をそれぞれ示しており、時刻Tiから時刻T(i+1)まで(iは添え字であり、i=0〜4の整数)の期間が1シンボルに対応する。
図2に示したように、本実施形態では、1つのシンボルに対応する期間中の変調信号TSの振幅(送信信号の変調振幅)TSLの最大値を検知し、それに応じてシンボル毎にその期間中における増幅回路(PA)4のダイナミックレンジPARを制御する。例えば、図2の時刻T1〜T2、T4〜T5の期間のように変調信号TSの振幅TSLの最大値が大きい場合には、ダイナミックレンジPARを広くし、時刻T3〜T4の期間のように振幅TSLの最大値が小さい場合には、ダイナミックレンジPARを絞るように、PA制御信号PACにより増幅回路(PA)4を制御する。
詳細は後述するが、ベースバンド処理回路1は、次にどの時間にどのような変調信号TSを生成するか、つまりどの期間中にどれほどの変調振幅TSLの信号を出力するかを予め認知している。本実施形態では、このことを利用して送信する変調信号TSが増幅回路(PA)4に入力される前に、ベースバンド処理回路1内の変調信号制御回路2にて増幅回路(PA)4を制御するためのPA制御信号PACを予め生成することで、当該変調信号TSを送信する際、送信する信号の状態に応じて増幅回路(PA)4のダイナミックレンジを適切に制御することができる。また、ベースバンド処理回路1内におけるDA変換処理前のベースバンド信号を用いて、デジタル処理によりPA制御信号PACを生成することで、AD変換用素子の冗長な回路を設ける必要がなくなり、従来と比較して簡単な回路構成で上述した機能を実現することができる。
次に、図1に示したベースバンド処理回路1、及びその内部に有する変調信号制御回路2について詳細に説明する。なお、以下では、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)変調方式を採用した無線通信装置に適用した場合を一例として説明し、さらにベースバンド処理回路1において送信側についてのみ説明し、受信側については従来と同様に構成すれば良いので説明は省略する。
図3は、ベースバンド処理回路1の構成例を示すブロック図である。
図3において、MAC回路11は、いわゆるMAC処理を行う回路である。MAC回路11は、図示しないデータ処理回路等からデジタルデータが入力され、所定の処理を施したデジタルデータをOFDM処理回路12に出力するとともに、シンボルの区切りを示すシンボルイネーブル信号SENを変調信号制御回路2及びOFDM処理回路12に出力する。
図3において、MAC回路11は、いわゆるMAC処理を行う回路である。MAC回路11は、図示しないデータ処理回路等からデジタルデータが入力され、所定の処理を施したデジタルデータをOFDM処理回路12に出力するとともに、シンボルの区切りを示すシンボルイネーブル信号SENを変調信号制御回路2及びOFDM処理回路12に出力する。
OFDM処理回路12は、MAC回路12から供給されるデジタルデータについてOFDM変調方式に従ったマッピング処理を行う。また、OFDM処理回路12は、当該マッピング処理により得られるベースバンドのIチャネル(Ich)信号(以下、単に「I信号」と称す。)ISIG及びQチャネル(Qch)信号(以下、単に「Q信号」と称す。)QSIGを、変調信号制御回路2及びフィルタ13に出力する。なお、このI信号ISIG及びQ信号QSIGはデジタル信号である。
フィルタ13は、OFDM処理回路12から供給されるI信号ISIG及びQ信号QSIGにフィルタ処理を施してDA変換器14に出力する。DA変換器14は、フィルタ13から供給されるデジタルのI信号ISIG、Q信号QSIGをDA変換し、当該DA変換により得られるアナログのI信号ISIG、Q信号QSIGをベースバンド信号(OFDM変調信号)BSとしてそれぞれ出力する。
図4は、図1及び図3に示した変調信号制御回路2の構成例を示す図である。
なお、以下の説明では、I信号ISIG及びQ信号QSIGは、それぞれ10ビットのデジタル信号であるとし、図3に示したOFDM処理回路12の出力が20Mbpsの離散データであるとする。
なお、以下の説明では、I信号ISIG及びQ信号QSIGは、それぞれ10ビットのデジタル信号であるとし、図3に示したOFDM処理回路12の出力が20Mbpsの離散データであるとする。
図4に示されるように、変調信号制御回路2は、演算回路21、最大値検出回路22、及びPA制御信号生成回路23を有する。ここで、演算回路21と最大値検出回路22とで本発明における振幅検知回路が構成される。
演算回路21は、図3に示したOFDM処理回路12から供給されるI信号ISIG及びQ信号QSIGが入力される。演算回路21は、それらを用いて変調信号TS(I信号ISIG及びQ信号QSIGを変調して得られる)の振幅についての演算を行い、演算結果として変調信号の振幅に係る信号PWSを出力する。
演算回路21は、図3に示したOFDM処理回路12から供給されるI信号ISIG及びQ信号QSIGが入力される。演算回路21は、それらを用いて変調信号TS(I信号ISIG及びQ信号QSIGを変調して得られる)の振幅についての演算を行い、演算結果として変調信号の振幅に係る信号PWSを出力する。
図5は、演算回路21の具体的な構成を示す図である。
演算回路21は、2つの乗算器31、34、3つのビットシフト回路32、35、36、及び1つの加算器33から構成される。
演算回路21は、2つの乗算器31、34、3つのビットシフト回路32、35、36、及び1つの加算器33から構成される。
乗算器31は、2つの入力の双方にI信号ISIGが供給され、その乗算結果((I信号)2)をビットシフト回路32に出力する。なお、乗算器31より演算結果として出力される信号は、19ビット(符号なし)である。
ビットシフト回路32は、乗算器31から供給される信号の各ビットをMSB(最上位ビット)側からLSB(最下位ビット)側に9ビット分シフトすることにより10ビットの信号に変換して加算器33に出力する。言い換えれば、ビットシフト回路32は、乗算器31から供給される信号において上位側10ビットのみを抽出して加算器33に出力する。
ビットシフト回路32は、乗算器31から供給される信号の各ビットをMSB(最上位ビット)側からLSB(最下位ビット)側に9ビット分シフトすることにより10ビットの信号に変換して加算器33に出力する。言い換えれば、ビットシフト回路32は、乗算器31から供給される信号において上位側10ビットのみを抽出して加算器33に出力する。
乗算器34、ビットシフト回路35は、上記乗算器31、ビットシフト回路32と同様の処理をQ信号QSIGについてそれぞれ行い、その処理結果が加算器33に出力される。加算器33は、ビットシフト回路32、35の出力を加算して加算結果をビットシフト回路36に出力する。
ビットシフト回路36は、加算器33から供給される信号の各ビットをMSB側からLSB側に3ビット分シフトして8ビットの信号(符号なし)に変換し、それを出力信号PWSとして出力する。
この構成により、演算回路21は、供給されるI信号ISIG及びQ信号QSIGを用いて(I信号)2+(Q信号)2についての演算を行い、その演算結果として得られる値に応じた出力信号PWSを出力する。
この構成により、演算回路21は、供給されるI信号ISIG及びQ信号QSIGを用いて(I信号)2+(Q信号)2についての演算を行い、その演算結果として得られる値に応じた出力信号PWSを出力する。
なお、図5に示した演算回路21は、3つのビットシフト回路32、35、36を有しているが、これに限定されず、演算回路21は、I信号ISIG及びQ信号QSIGについて同じ演算が実行されるのであれば、2つの乗算器と、その演算結果についての加算を行う1つの加算器33とを少なくとも有していれば良い。また、ビットシフト回路に限らず、量子化処理機能を有する回路であれば良く、例えば除算器であっても良い(ただし、ビットシフト回路32、35に対応する量子化処理については同じとする。)。
図4に戻り、最大値検出回路22は、信号PWS及びシンボルの区切りを示すシンボルイネーブル信号SENが入力される。最大値検出回路22は、シンボルイネーブル信号SENにより規定される所定の期間(1シンボル期間)毎に、信号PWSの最大値、つまり変調信号の振幅の最大値を求め、求めた最大値を信号PMSにより出力する。
図6(A)は、最大値検出回路22の具体的な構成を示す図である。
最大値検出回路22は、フリップフロップ(FF)41、最大値検出処理回路42、及びカウンタ43から構成される。
フリップフロップ41は、信号PWS(8ビット)及び図示しないクロック信号が入力され、入力された信号PWSを当該クロック信号に同期させて信号data[i]として最大値検出処理回路42に出力する。
最大値検出回路22は、フリップフロップ(FF)41、最大値検出処理回路42、及びカウンタ43から構成される。
フリップフロップ41は、信号PWS(8ビット)及び図示しないクロック信号が入力され、入力された信号PWSを当該クロック信号に同期させて信号data[i]として最大値検出処理回路42に出力する。
最大値検出処理回路42は、フリップフロップ41から順次供給される信号data[i]の値と内部に保持している最大値maxとを比較し、信号data[i]の値が最大値maxより大きい場合には、当該信号data[i]の値を新たな最大値maxとして保持する。ここで、信号data[i]の値と最大値maxとの比較は、カウンタ43から供給されるカウント値CNTが変化する毎に行われる。なお、最大値maxの初期値は、カウンタ値CNTが“0”であるときに供給される信号data[i]の値とする。
また、最大値検出処理回路42は、カウンタ値CNTが“64”となったときに保持している最大値maxを信号PMS(8ビット)として出力する。
また、最大値検出処理回路42は、カウンタ値CNTが“64”となったときに保持している最大値maxを信号PMS(8ビット)として出力する。
カウンタ43は、シンボルイネーブル信号SENの立ち上がりエッジにてカウンタ値CNTが“0”に初期化され、図示しないクロック信号によりカウンタ値CNTが1ずつインクリメント(ただし、カウンタ値CNTの最大値は64)されるカウンタ回路である。
図6(B)は、図6(A)に示した最大値検出回路22の動作を示すタイミングチャートである。図6(B)において、期間T41は1シンボル期間(例えば、4μs)、期間T42はガードインターバルの期間(例えば、0.8μs)、期間T43はデータ本体に対応する期間(例えば、3.2μs)である。また、期間SAMWは、最大値検出処理回路42にて演算(比較)処理が行われる期間である。
図6(B)に示されるように、最大値検出回路22は、シンボルイネーブル信号SENの立ち上がりエッジを基点とした64個のサンプリングポイント(カウンタ値CNTの変化点)における信号PWSの値の中から最大値を求めて、その結果を信号PMSにより出力する。この信号PMSは、1シンボル期間T1において、期間SAMW経過後に1度だけ遷移し、最大値検出処理回路42での演算処理中及び演算処理後は保持される。
図4に戻り、PA制御信号生成回路23は、信号PMS及びシンボルイネーブル信号SENが入力され、信号PMSに基づき、図1に示した増幅回路(PA)4のダイナミックレンジを制御するためのPA制御信号PACをシンボル期間毎に出力する。
図7(A)は、PA制御信号生成回路23の具体的な構成を示す図である。
PA制御信号生成回路23は、フリップフロップ(FF)51、制御信号生成テーブル回路52、及びDA変換器53から構成される。
フリップフロップ51は、信号PMS(8ビット)及びシンボルイネーブル信号SENが入力され、シンボルイネーブル信号SENのエッジに同期させて信号PMSを制御信号生成テーブル回路52に出力する。
PA制御信号生成回路23は、フリップフロップ(FF)51、制御信号生成テーブル回路52、及びDA変換器53から構成される。
フリップフロップ51は、信号PMS(8ビット)及びシンボルイネーブル信号SENが入力され、シンボルイネーブル信号SENのエッジに同期させて信号PMSを制御信号生成テーブル回路52に出力する。
制御信号生成テーブル回路52は、図6(B)に示すようなPA制御信号生成テーブルに従って、入力される信号PMS(8ビット)をPA制御コード(3ビット)に変換して出力する。具体的には、制御信号生成テーブル回路52は、入力される信号PMSに示される値が0〜63の場合には“0x001”のPA制御コードを出力し、64〜127の場合には“0x010”のPA制御コードを出力する。同様に、入力される信号PMSに示される値が128〜191の場合には“0x011”のPA制御コードを出力し、192〜255の場合には“0x111”のPA制御コードを出力する。なお、図6(B)に示したPA制御信号生成テーブルは一例であり、これに限定されるものではない。
DA変換器53は、制御信号生成テーブル回路52の出力(PA制御コード)をDA変換してPA制御信号PACとして出力する。なお、DA変換器53は、図1に示した増幅回路(PA)4がアナログ制御である場合に設けられるものである。増幅回路(PA)4がデジタル制御である場合にはDA変換器53は設けなくて良く、制御信号生成テーブル回路52の出力(PA制御コード)のビット数と増幅回路(PA)4をデジタル制御するためのビット数との整合が得られるように構成すれば良い。
以上、説明したように変調信号制御回路2は、OFDM処理回路12から供給されるI信号ISIG及びQ信号QSIGを用いて変調信号TSの振幅を検知し、1シンボル期間中における変調信号TSの最大振幅をシンボル毎に求める。そして、変調信号制御回路2は、得られた最大振幅に応じて、増幅回路(PA)4のダイナミックレンジを制御するためのPA制御信号PACを出力する。
次に、図3に示したベースバンド処理回路1の動作について説明する。
図8は、ベースバンド処理回路1の動作を説明するための図であり、図8(A)はベースバンド処理回路1の動作の流れを示し、図8(B)はOFDM処理回路12出力後のタイムシーケンスを示している。
図8は、ベースバンド処理回路1の動作を説明するための図であり、図8(A)はベースバンド処理回路1の動作の流れを示し、図8(B)はOFDM処理回路12出力後のタイムシーケンスを示している。
図8(A)に示されるように、入力される送信データは、スクランブル部P1に入力され、送信データ中にエネルギーの偏りが生じないようにスクランブル処理される。スクランブル処理されたデータは、畳み込み符号化部P2に入力され、エラー訂正の前処理としての畳み込み符号化処理が施される。畳み込み符号化処理されたデータは、インターリーブ部P3に入力され、データの並べ替えが行われる。
続いて、インターリーブ処理されたデータは、マッピング部P4に入力され、各々のサブキャリア毎に、IQ位相平面上の信号点にマッピングされる。マッピング処理されたデータは、IFFT処理部(逆高速フーリエ変換処理部)P5に入力され、周波数軸上のデータから時間軸上のデータISIG、QSIGに変換される。IFFT処理により得られたデータISIG、QSIGは、フィルタ13及び変調信号制御回路2に出力される。
ここで、上述したスクランブル部P1からIFFT処理部P5までの処理は、OFDM処理回路12にて実現される。
ここで、上述したスクランブル部P1からIFFT処理部P5までの処理は、OFDM処理回路12にて実現される。
フィルタ13に供給されたデータISIG、QSIGは、フィルタ13にてオーバーサンプリング処理され、信号帯域以外の成分(ノイズ)が除去される。オーバーサンプリング処理されたデータISIG、QSIGは、DA変換器14−I、14−Qにそれぞれ入力されてアナログ信号に変換された後、アナログのベースバンド信号(OFDM変調信号)BSI、BSQとして送信IF/RF回路3に出力される。
一方、変調信号制御回路2は、上述したようにして供給されたデータISIG、QSIGから成る変調信号の振幅についての演算を行い、1シンボル中の最大振幅をシンボル毎に検出する。さらに、検出した変調信号の最大振幅に基づいて、増幅回路(PA)4のダイナミックレンジが最適になるように、PA制御信号PACを生成し出力する。
本実施形態における無線通信装置において、アナログのベースバンド信号(OFDM変調信号)を変調処理して得られる変調信号TSとPA制御信号PACとを増幅回路(PA)4に入力する際のタイミング調整について、図8(B)を参照して説明する。
まず、PA制御信号PACに係る遅延について説明する。
変調信号制御回路2でのFFによる遅延は、最大値検出回路22でFF1段分、及びPA制御信号生成回路23でFF2段分(入力側FF51及びDA変換器53でのそれぞれ1段分)の合わせてFF3段分である。したがって、変調信号制御回路2を20MHzのクロック信号で動作させるとすると、FF3段分の遅延TD1は、(1/(20×106)×3)=0.15μsとなる。
変調信号制御回路2でのFFによる遅延は、最大値検出回路22でFF1段分、及びPA制御信号生成回路23でFF2段分(入力側FF51及びDA変換器53でのそれぞれ1段分)の合わせてFF3段分である。したがって、変調信号制御回路2を20MHzのクロック信号で動作させるとすると、FF3段分の遅延TD1は、(1/(20×106)×3)=0.15μsとなる。
また、最大値検出処理回路42での最大値検出は、シンボル毎に行われるが、1シンボル期間T81(ここでは、0.4μs)のすべてに渡って行う必要はなく、ガードインターバルの時間分(ここでは、0.08μs)を除いた期間T82(0.32μs)で完了することができる。
したがって、データISIG、QSIGがOFDM処理回路12より出力された時点から、変調信号制御回路2での遅延時間(T81+TD1=3.35μs)を経過した時刻Tbに、PA制御信号PACを生成し増幅回路(PA)4に出力することができる。
したがって、データISIG、QSIGがOFDM処理回路12より出力された時点から、変調信号制御回路2での遅延時間(T81+TD1=3.35μs)を経過した時刻Tbに、PA制御信号PACを生成し増幅回路(PA)4に出力することができる。
次に、変調信号に係る遅延について説明する。
フィルタ13にIEEE802.11a基準に準拠できる程度の特性が要求される場合には、サンプリングクロック信号の2倍のクロック信号で動作する11Tap程度の内挿フィルタが用いられる。このとき、フィルタ13での遅延は、FF6段分であり、40Mhzのクロック信号で動作させるとすると、1.5μsとなる。
フィルタ13にIEEE802.11a基準に準拠できる程度の特性が要求される場合には、サンプリングクロック信号の2倍のクロック信号で動作する11Tap程度の内挿フィルタが用いられる。このとき、フィルタ13での遅延は、FF6段分であり、40Mhzのクロック信号で動作させるとすると、1.5μsとなる。
また、DA変換器14−I、14−Qでの遅延を40MHzのクロック信号で動作させるFF2段分とすると、0.5μsとなる。
したがって、データISIG、QSIGがOFDM処理回路12より出力された時点から、フィルタ13及びDA変換器14−I、14−Qによる遅延時間(TD2=0.2μs)を経過した後に、変調信号TSI、TSQを出力することは可能である。
したがって、データISIG、QSIGがOFDM処理回路12より出力された時点から、フィルタ13及びDA変換器14−I、14−Qによる遅延時間(TD2=0.2μs)を経過した後に、変調信号TSI、TSQを出力することは可能である。
ここで、送信信号の状態に応じて増幅回路(PA)4のダイナミックレンジを適切に制御するには、増幅回路(PA)4において、PA制御信号PACの変化点と変調信号TSI、TSQの変化点とを一致させる必要がある。つまり、変調信号TSI、TSQを期間T83だけ遅延させて、PA制御信号PACの変化点(時刻Tb)と遅延させた変調信号TSI’、TSQ’の変化点(時刻Tc)とを一致させ、増幅回路(PA)4に供給する。この期間T83分の遅延は、送信IF/RF回路3での信号の伝播遅延及び増幅回路(PA)4での反応時間を考慮して、フィルタ13の出力段側にシフトレジスタ等を設けて行えば良い。
本実施形態における無線通信装置の増幅回路(PA)4の構成例を図9(A)〜図9(D)に示す。この図9(A)〜図9(D)において、同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。また、図9(A)〜図9(C)に示す増幅回路がアナログ制御の増幅回路の例であり、図9(D)に示す増幅回路がデジタル制御の増幅回路の例である。
図9(A)に示す増幅回路は、1つのトランジスタTR1、2つのコイルL1、L2、及び電圧源61から構成される。
トランジスタTR1は、コレクタがコイルL1を介して電源電圧に接続され、エミッタがグランドに対して接続される。トランジスタTR1のコレクタとコイルL1との中間から出力信号PAOが出力される。
トランジスタTR1は、コレクタがコイルL1を介して電源電圧に接続され、エミッタがグランドに対して接続される。トランジスタTR1のコレクタとコイルL1との中間から出力信号PAOが出力される。
また、トランジスタTR1は、入力信号PAI(変調信号TSに対応)がベースに供給されている。コイルL2及び電圧源61は、トランジスタTR1のベースとグランドとの間に直列に接続される。電圧源61は、PA制御信号PACが供給されており、PA制御信号PACに基づいて出力電圧が制御される。
図9(A)に示す増幅回路においては、PA制御信号PACに基づいて可変電圧源61の出力電圧を制御し、トランジスタTR1のベースに印加されるバイアスレベル(バイアス電圧)を変化させることで、トランジスタTR1に流れる電流及びダイナミックレンジを制御する。具体的には、変調信号TSの最大振幅が大きい場合には、PA制御信号PACによりトランジスタTR1のバイアスレベルを高くして、消費電流は多くなるがダイナミックレンジが広くなるように作動させる。一方、変調信号TSの最大振幅が小さい場合には、PA制御信号PACによりトランジスタTR1のバイアスレベルを低くして、ダイナミックレンジは狭くなるが消費電流を抑えるように作動させる。
図9(B)に示す増幅回路は、図9(A)に示した増幅回路において電圧源61に変えて定電圧源62を設けるとともに、トランジスタTR1のエミッタとグランドとの間にPA制御信号PACにより制御される電流源63を接続したものである。
図9(B)に示す増幅回路においては、トランジスタTR1のバイアスレベルを一定とし、トランジスタTR1の電流源63をPA制御信号PACに基づいて制御することで、図9(A)に示した増幅回路と同様の効果が得られる。
図9(B)に示す増幅回路においては、トランジスタTR1のバイアスレベルを一定とし、トランジスタTR1の電流源63をPA制御信号PACに基づいて制御することで、図9(A)に示した増幅回路と同様の効果が得られる。
図9(C)に示す増幅回路は、図9(A)に示した増幅回路において電圧源61に変えて定電圧源62を設けるとともに、トランジスタTR1のコレクタがコイルL1を介して接続される電源線に、PA制御信号PACにより制御される電圧源64を接続したものである。
図9(C)に示す増幅回路においては、電圧源64をPA制御信号PACに基づいて制御して、トランジスタTR1に印加される電源電圧を変化させることで、トランジスタTR1における消費電力及びダイナミックレンジを制御することが可能である。
図9(C)に示す増幅回路においては、電圧源64をPA制御信号PACに基づいて制御して、トランジスタTR1に印加される電源電圧を変化させることで、トランジスタTR1における消費電力及びダイナミックレンジを制御することが可能である。
図9(D)に示す増幅回路は、1つのトランジスタTR1kと2つのコイルL1k、L2k(kは添え字であり、k=1、2、3)とでそれぞれ構成された増幅回路を多段に並列接続したものである。トランジスタTR1k、コイルL1k、及びコイルL2kは、図9(A)〜図9(C)に示したトランジスタTR1、コイルL1、及びコイルL2に相当する。
トランジスタTR11のベースは、コイルL21を介して電圧源62に対して接続される。一方、トランジスタTR12のベースは、コイルL22及びスイッチ65を介して電圧源62に対して接続され、同様にトランジスタTR13のベースは、コイルL23及びスイッチ66を介して電圧源62に対して接続される。
ここで、スイッチ65、66は、トランジスタTR12、TR13のベースを電圧源62に対して接続するか、グランドに対して接続するかを切り換えるためのものであり、PA制御信号PACに基づいて独立して制御される。例えば、スイッチ65は、PA制御信号PACにおける最下位ビットの値に基づいて制御され、スイッチ66は、PA制御信号PACにおける下位側から2ビット目の値に基づいて制御される。
図9(D)に示す増幅回路においては、スイッチ65、66をPA制御信号PACに基づいて制御し、作動させる増幅回路(増幅回路の段数)を適宜選択することで、図9(A)に示した増幅回路と同様の効果が得られる。
図9(D)に示す増幅回路においては、スイッチ65、66をPA制御信号PACに基づいて制御し、作動させる増幅回路(増幅回路の段数)を適宜選択することで、図9(A)に示した増幅回路と同様の効果が得られる。
以上、説明したように本実施形態によれば、変調信号制御回路2は、ベースバンド処理回路1にて入力送信データに基づいて生成されるDA変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、増幅回路(PA)4にて増幅される変調信号TSの最大振幅をシンボル単位で(1シンボル期間毎に)求める。そして、変調信号制御回路2において、その最大振幅に応じて増幅回路(PA)4のダイナミックレンジを制御するための制御信号を生成し、増幅回路(PA)4を制御する。
これにより、AD変換用素子等の冗長な回路を設けることなく、簡単な回路構成で、容易に変調信号TSの振幅に応じた増幅回路の制御を適切に行うことができる。したがって、変調信号TSの状態に応じて増幅回路(PA)4を構成するトランジスタに流れる電流及びダイナミックレンジを制御し、増幅回路における消費電力を低減したりすることができる。
これにより、AD変換用素子等の冗長な回路を設けることなく、簡単な回路構成で、容易に変調信号TSの振幅に応じた増幅回路の制御を適切に行うことができる。したがって、変調信号TSの状態に応じて増幅回路(PA)4を構成するトランジスタに流れる電流及びダイナミックレンジを制御し、増幅回路における消費電力を低減したりすることができる。
なお、上述した実施形態においては、変調信号制御回路2はベースバンド処理回路1内に設けるようにしているが、ベースバンド処理回路1にて生成されたDA変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、上述した増幅回路(PA)4の制御を行えれば良く、変調信号制御回路2を独立して設けるようにしても良い。
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明の諸態様を付記として以下に示す。
本発明の諸態様を付記として以下に示す。
(付記1)入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理回路と、
上記ベースバンド処理回路から出力されるアナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調回路と、
上記変調回路にて生成される変調信号を増幅し送信する増幅回路と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御回路とを備えることを特徴とする無線通信装置。
(付記2)上記制御回路は、上記変調信号の振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記3)上記制御回路は、単位期間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記4)上記制御回路は、上記単位期間毎に上記変調信号の最大振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする付記3記載の無線通信装置。
(付記5)上記振幅検知回路は、上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を算出する演算回路と、
上記演算回路にて算出した上記変調信号の振幅に基づいて、上記変調信号の最大振幅を検出する最大値検出回路とを有することを特徴とする付記4記載の無線通信装置。
(付記6)上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路での検知結果を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする付記4記載の無線通信装置。
(付記7)OFDM変調方式に従って、上記デジタル送信データを変調することを特徴とする付記4記載の無線通信装置。
(付記8)上記振幅検知回路は、上記デジタルベースバンド信号のI信号及びQ信号に基づいて上記変調信号の振幅を随時算出するとともに、算出した上記変調信号の振幅をサンプリング期間毎に抽出して比較し上記変調信号の最大振幅を検知することを特徴とする付記7記載の無線通信装置。
(付記9)上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路にて検知した上記変調信号の最大振幅に係る情報を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする付記8記載の無線通信装置。
(付記10)上記制御回路は、上記デジタル送信データに係る処理単位であるシンボル単位で上記変調信号の最大振幅を検知し、上記シンボル毎に、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記11)上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記増幅回路が有する出力トランジスタのベースに印加されるバイアス電圧を制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記12)上記増幅回路は、エミッタが電流源を介して基準電位に対して接続された出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記電流源を制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記13)上記増幅回路は、並列接続された複数の出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、作動させる上記出力トランジスタ数を制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記14)入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理工程と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成する制御信号生成工程と、
上記アナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調工程と、
上記制御信号に従って増幅回路を制御し、当該増幅回路にて上記変調信号を増幅し送信する増幅工程とを有することを特徴とする無線通信装置の増幅回路の制御方法。
(付記15)上記制御信号生成工程は、単位時間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知結果に基づいて上記制御信号を生成することを特徴とする付記14記載の無線通信装置の増幅回路の制御方法。
(付記16)上記制御信号生成工程は、上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を算出し、算出した上記変調信号の振幅に基づいて、上記変調信号の最大振幅を検知することを特徴とする付記15記載の無線通信装置の増幅回路の制御方法。
上記ベースバンド処理回路から出力されるアナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調回路と、
上記変調回路にて生成される変調信号を増幅し送信する増幅回路と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御回路とを備えることを特徴とする無線通信装置。
(付記2)上記制御回路は、上記変調信号の振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記3)上記制御回路は、単位期間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記4)上記制御回路は、上記単位期間毎に上記変調信号の最大振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする付記3記載の無線通信装置。
(付記5)上記振幅検知回路は、上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を算出する演算回路と、
上記演算回路にて算出した上記変調信号の振幅に基づいて、上記変調信号の最大振幅を検出する最大値検出回路とを有することを特徴とする付記4記載の無線通信装置。
(付記6)上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路での検知結果を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする付記4記載の無線通信装置。
(付記7)OFDM変調方式に従って、上記デジタル送信データを変調することを特徴とする付記4記載の無線通信装置。
(付記8)上記振幅検知回路は、上記デジタルベースバンド信号のI信号及びQ信号に基づいて上記変調信号の振幅を随時算出するとともに、算出した上記変調信号の振幅をサンプリング期間毎に抽出して比較し上記変調信号の最大振幅を検知することを特徴とする付記7記載の無線通信装置。
(付記9)上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路にて検知した上記変調信号の最大振幅に係る情報を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする付記8記載の無線通信装置。
(付記10)上記制御回路は、上記デジタル送信データに係る処理単位であるシンボル単位で上記変調信号の最大振幅を検知し、上記シンボル毎に、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記11)上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記増幅回路が有する出力トランジスタのベースに印加されるバイアス電圧を制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記12)上記増幅回路は、エミッタが電流源を介して基準電位に対して接続された出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記電流源を制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記13)上記増幅回路は、並列接続された複数の出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、作動させる上記出力トランジスタ数を制御することを特徴とする付記1記載の無線通信装置。
(付記14)入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理工程と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成する制御信号生成工程と、
上記アナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調工程と、
上記制御信号に従って増幅回路を制御し、当該増幅回路にて上記変調信号を増幅し送信する増幅工程とを有することを特徴とする無線通信装置の増幅回路の制御方法。
(付記15)上記制御信号生成工程は、単位時間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知結果に基づいて上記制御信号を生成することを特徴とする付記14記載の無線通信装置の増幅回路の制御方法。
(付記16)上記制御信号生成工程は、上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を算出し、算出した上記変調信号の振幅に基づいて、上記変調信号の最大振幅を検知することを特徴とする付記15記載の無線通信装置の増幅回路の制御方法。
1 ベースバンド処理回路
2 変調信号制御回路
3 送信IF/RF回路
4 増幅回路(パワーアンプ)
5 アンテナ
6 増幅回路(ローノイズアンプ)
7 受信IF/RF回路
11 MAC回路
12 OFDM処理回路
13 フィルタ
14 DA変換器
21 演算回路
22 最大値検出回路
23 PA制御信号生成回路
2 変調信号制御回路
3 送信IF/RF回路
4 増幅回路(パワーアンプ)
5 アンテナ
6 増幅回路(ローノイズアンプ)
7 受信IF/RF回路
11 MAC回路
12 OFDM処理回路
13 フィルタ
14 DA変換器
21 演算回路
22 最大値検出回路
23 PA制御信号生成回路
Claims (10)
- 入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理回路と、
上記ベースバンド処理回路から出力されるアナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調回路と、
上記変調回路にて生成される変調信号を増幅し送信する増幅回路と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御回路とを備えることを特徴とする無線通信装置。 - 上記制御回路は、上記変調信号の振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする請求項1記載の無線通信装置。 - 上記制御回路は、単位期間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする請求項1記載の無線通信装置。
- 上記制御回路は、上記単位期間毎に上記変調信号の最大振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする請求項3記載の無線通信装置。 - 上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路での検知結果を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする請求項4記載の無線通信装置。
- OFDM変調方式に従って、上記デジタル送信データを変調することを特徴とする請求項4記載の無線通信装置。
- 上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記増幅回路が有する出力トランジスタのベースに印加されるバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項1記載の無線通信装置。
- 上記増幅回路は、エミッタが電流源を介して基準電位に対して接続された出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記電流源を制御することを特徴とする請求項1記載の無線通信装置。 - 上記増幅回路は、並列接続された複数の出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、作動させる上記出力トランジスタ数を制御することを特徴とする請求項1記載の無線通信装置。 - 入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理工程と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成する制御信号生成工程と、
上記アナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調工程と、
上記制御信号に従って増幅回路を制御し、当該増幅回路にて上記変調信号を増幅し送信する増幅工程とを有することを特徴とする無線通信装置の増幅回路の制御方法。
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