JP2005252471A - 無線通信装置及びその増幅回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡単な回路構成で無線通信装置の増幅回路を送信する信号の状態に応じて適切に制御できるようにする。
【解決手段】 入力される送信データＤＴに基づいてベースバンド信号ＢＳを生成した後、変調信号ＴＳに変調して増幅回路４にて増幅し送信する無線通信装置にて、ベースバンド処理回路１で生成されるＤＡ変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、変調信号ＴＳの振幅を検知し、その検知結果に基づいて増幅回路４のダイナミックレンジを制御する変調信号制御回路２を設け、簡単な回路構成で、変調信号ＴＳの振幅に応じた増幅回路４の制御を行うことができるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線通信装置及びその増幅回路の制御方法に関し、詳しくは、送信系増幅回路の制御方式に関する。

振幅変調を有する従来の無線通信装置の構成を図１０（Ａ）に示す。
図１０（Ａ）に示した無線通信装置において、ベースバンド処理回路１０１は、図示しないデジタル処理回路等から入力される送信データに所定の処理を施してベースバンド信号ＢＳＣを生成し、送信ＩＦ／ＲＦ回路１０２に出力する。ベースバンド信号ＢＳＣは、送信ＩＦ／ＲＦ回路１０２にて変調処理、及びＩＦ（intermediate frequency）信号からＲＦ（radio frequency）信号に周波数変換処理され、変調信号ＴＳＣとして出力される。変調信号ＴＳＣは、パワーアンプ（ＰＡ）と称される増幅回路１０３で増幅された後、スイッチ１０７を介してアンテナ１０４より送信される。

一方、アンテナ１０４にて受信した信号は、スイッチ１０７を介してローノイズアンプ（ＬＮＡ）と称される増幅回路１０５により増幅された後、受信ＩＦ／ＲＦ回路１０６にてＲＦ信号から中間周波数（ＩＦ）のベースバンド信号に周波数変換される。受信ＩＦ／ＲＦ回路１０６から出力されたベースバンド信号は、ベースバンド処理回路１０１にてデジタルデータに変換され、図示しないデジタル処理回路等に出力される。

上述した従来の無線通信装置においては、送信信号の出力電力が決まると、図１０（Ｂ）に示すように、変調信号ＴＳＣの振幅にはかかわらず、常に一定のダイナミックレンジ（コンプレッションポイント）ＰＡＲＣを有する増幅回路（ＰＡ）１０３により送信信号を増幅して出力していた。なお、図１０（Ｂ）において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。
ここで、増幅回路１０３のダイナミックレンジ性能は、変調信号ＴＳＣの振幅が最大となる場合であってもアンテナ１０４から送信される送信信号に歪が生じないようにワースト条件に合わせた設定となっていた。

一方、近年の無線通信装置は、小型化及び低消費電力化が強く要求されている。そのため、無線通信装置は、動作状態や信号状態に応じて、各々の構成回路を無駄のない最適な条件で動作させる必要がある。上述した従来の無線通信装置は、変調信号ＴＳＣにて最大となる振幅に合わせた増幅回路を用いていたため、動作状態や信号状態によっては増幅回路の消費電力が過剰に多くなっていた。

このような問題を改善した無線通信装置の１つとして、図１１に示すように、変調信号ＴＳＣの振幅に対しては一定であるが、送信信号の出力電力に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御する無線通信装置がある（例えば、特許文献１参照。）。

図１１は、当該無線通信装置における変調信号ＴＳＣと増幅回路のダイナミックレンジＰＡＲＣとの関係を示した図である。図１１において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。この無線通信装置は、送信信号の出力電力が小さい（例えば、出力電力が１００ｍＷ）の期間Ｔ１０１においては増幅回路のダイナミックレンジＰＡＲＣが小さく設定される。また、出力電力が大きい（例えば、出力電力が２００ｍＷ）の期間Ｔ１０２においては増幅回路のダイナミックレンジＰＡＲＣが期間Ｔ１０１におけるダイナミックレンジＰＡＲＣよりも大きく設定される。このように送信信号の出力電力に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御することにより、図１０に示した無線通信装置よりも消費電力を小さくすることは可能である。

これに対して、消費電力のさらなる低減を図った無線通信装置として、変調信号ＴＳＣのベクトル長に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御する無線通信装置がある（例えば、特許文献２参照。）。上記特許文献２に開示された無線通信装置では、送信するデータをアナログ信号（アナログ多値信号）に変換した後、そのアナログ多値信号の各信号点のベクトル長に応じて増幅回路のダイナミックレンジを制御するようにして、増幅回路の消費電力を大幅に低減している。

特開２０００−３３２６２２号公報 特開平３−１７９９２６号公報

しかしながら、上記特許文献２に開示された無線通信装置において、アナログ多値信号から各信号点のベクトル長を求め、それに応じて増幅回路の電力制御を行うバイアス制御信号を生成する処理は、デジタル処理で行われている。したがって、アナログ多値信号をデジタルデータに変換するためのＡＤ変換用素子が必要である。

また、アナログ多値信号を変調器で変調して増幅回路に供給するタイミングと、制御回路にて生成した当該アナログ多値信号に対応するバイアス制御信号を増幅回路に供給するタイミングとを合わせなければならない、つまり増幅回路に対する各信号の入力タイミングを考慮しなければならない。ここで、一般的に、バイアス制御信号を生成する際に行うＡＤ変換処理とバイアス制御信号生成処理とに要する時間は、変調器におけるアナログ多値信号の変調処理に要する時間よりも長くなる。したがって、アナログ多値信号の変調処理側において、対応するバイアス制御信号とのタイミング調整を行うために遅延回路素子等が必要となる。
以上のように、上記特許文献２に開示された無線通信装置では、余分な回路素子を追加する必要があり、回路構成が複雑になるという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みて成されたものであり、簡単な回路構成で無線通信装置の増幅回路を送信する信号の状態に応じて適切に制御できるようにすることを目的とする。

本発明の無線通信装置は、入力されるデジタル送信データに基づいてアナログベースバンド信号を生成するベースバンド処理回路と、上記アナログベースバンド信号をもとに変調信号を生成する変調回路と、上記変調信号を増幅し送信する増幅回路と、上記増幅回路を制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記ベースバンド処理回路にてデジタル−アナログ変換処理が施される前のデジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、その検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する。
上記にように構成した本発明によれば、アナログ−デジタル変換処理等を行う必要なく、デジタル−アナログ変換処理前のデジタルベースバンド信号により検知した変調信号の振幅に応じて、変調信号を増幅する増幅回路のダイナミックレンジを制御することができるようになる。

本発明によれば、無線通信装置の増幅回路に対して、ＡＤ変換用素子等を設けることなく簡単な回路構成で、送信する信号の状態に応じた適切な制御を行うことができ、送信する信号の状態に応じて、増幅回路における消費電力を低減したり、ダイナミックレンジを制御したりすることができる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態による無線通信装置の構成例を示すブロック図である。
本実施形態における無線通信装置は、変調信号制御回路２を内部に有するベースバンド処理回路１、送信ＩＦ／ＲＦ回路３、増幅回路４、アンテナ５、増幅回路６、受信ＩＦ／ＲＦ回路７、及びスイッチ回路８を備える。

ベースバンド処理回路１は、入力される信号にベースバンド処理を施す。具体的には、ベースバンド処理回路１は、図示しないデータ処理回路等から入力されるデジタルデータＤＴ（送信データ）に所定の処理を施してベースバンド信号ＢＳを生成し、送信ＩＦ／ＲＦ回路３に出力する。また、ベースバンド処理回路１は、受信ＩＦ／ＲＦ回路７から入力されるベースバンド信号に所定の処理を施してデジタルデータに変換し、図示しないデータ処理回路等に当該デジタルデータＤＴを出力する。

変調信号制御回路２は、ベースバンド処理回路１内におけるＤＡ（デジタル−アナログ）変換処理前、すなわちデジタルのベースバンド信号に基づいて、ＰＡ制御信号ＰＡＣを生成するとともに、生成したＰＡ制御信号ＰＡＣを増幅回路４に出力する。変調信号制御回路２におけるＰＡ制御信号ＰＡＣの生成及び出力は、無線通信装置での送受信信号の処理単位であるシンボル（時間は予め決まっている。）毎に行う。
なお、上記ベースバンド処理回路１及び変調信号制御回路２の詳細については後述する。

送信ＩＦ／ＲＦ回路３は、変調処理を行ったり、中間周波数（ＩＦ：intermediate frequency）の信号を高周波数（ＲＦ：radio frequency）の信号に変換したりするものであり、増幅回路や周波数変換を行うミキサー回路により構成される。送信ＩＦ／ＲＦ回路３は、入力されるベースバンド信号ＢＳに対して変調処理及び周波数変換を施し、変調信号ＴＳとして増幅回路４に出力する。
増幅回路４は、パワーアンプ（ＰＡ）と称される増幅回路であり、送信ＩＦ／ＲＦ回路３から出力される変調信号ＴＳを増幅して送信電力を出力する。この増幅回路４のダイナミックレンジは、変調信号制御回路２より供給されるＰＡ制御信号ＰＡＣに応じて制御される。

増幅回路６は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）と称される増幅回路であり、アンテナ５にて受信した受信信号（高周波信号）を増幅して受信ＩＦ／ＲＦ回路７に出力する。
受信ＩＦ／ＲＦ回路７は、高周波数（ＲＦ）の信号を中間周波数（ＩＦ）の信号に変換するものであり、周波数変換を行うミキサー回路等により構成される。

図１に示した無線通信装置において、図示しないデータ処理回路等からベースバンド処理回路１にデジタルデータＤＴが入力されると、当該デジタルデータは、ベースバンド処理回路１で所定の処理が施された後、さらにＤＡ変換処理されてアナログのベースバンド信号ＢＳとして出力される。このとき、ベースバンド処理回路１内の変調信号制御回路２により、ＤＡ変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、シンボル単位でＰＡ制御信号ＰＡＣが生成され出力される。

ベースバンド処理回路１から出力されたアナログのベースバンド信号ＢＳは、送信ＩＦ／ＲＦ回路３でアップコンバート等の処理が施されることにより、規定されている送信信号の周波数帯に応じた変調信号ＴＳに変調される。さらに、増幅回路（ＰＡ）４にて増幅された後、スイッチ回路８を介してアンテナ５より送信される。

一方、アンテナ５にて信号を受信すると、受信信号はスイッチ回路８を介して増幅回路（ＬＮＡ）６に供給されて増幅される。増幅回路（ＬＮＡ）６により増幅された受信信号は、受信ＩＦ／ＲＦ回路７でのダウンコンバートにより周波数が変換され、さらにベースバンド処理回路１で所定の処理が施されてデジタルデータに変換された後、データＤＴとして図示しないデータ処理回路等に出力される。

ここで、本実施形態における無線通信装置では、送信動作において変調信号ＴＳを増幅回路（ＰＡ）４にて増幅するとき、増幅回路（ＰＡ）４が変調信号制御回路２から出力されるＰＡ制御信号ＰＡＣにより制御され、そのダイナミックレンジは図２に示すように制御される。
図２は、本実施形態における無線通信装置での変調信号ＴＳの振幅ＴＳＬと増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジＰＡＲとの関係を示す図である。図２において、横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。また、時刻Ｔ０、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５は、送受信信号の処理単位であるシンボルの時間的な境界をそれぞれ示しており、時刻Ｔｉから時刻Ｔ（ｉ＋１）まで（ｉは添え字であり、ｉ＝０〜４の整数）の期間が１シンボルに対応する。

図２に示したように、本実施形態では、１つのシンボルに対応する期間中の変調信号ＴＳの振幅（送信信号の変調振幅）ＴＳＬの最大値を検知し、それに応じてシンボル毎にその期間中における増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジＰＡＲを制御する。例えば、図２の時刻Ｔ１〜Ｔ２、Ｔ４〜Ｔ５の期間のように変調信号ＴＳの振幅ＴＳＬの最大値が大きい場合には、ダイナミックレンジＰＡＲを広くし、時刻Ｔ３〜Ｔ４の期間のように振幅ＴＳＬの最大値が小さい場合には、ダイナミックレンジＰＡＲを絞るように、ＰＡ制御信号ＰＡＣにより増幅回路（ＰＡ）４を制御する。

詳細は後述するが、ベースバンド処理回路１は、次にどの時間にどのような変調信号ＴＳを生成するか、つまりどの期間中にどれほどの変調振幅ＴＳＬの信号を出力するかを予め認知している。本実施形態では、このことを利用して送信する変調信号ＴＳが増幅回路（ＰＡ）４に入力される前に、ベースバンド処理回路１内の変調信号制御回路２にて増幅回路（ＰＡ）４を制御するためのＰＡ制御信号ＰＡＣを予め生成することで、当該変調信号ＴＳを送信する際、送信する信号の状態に応じて増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジを適切に制御することができる。また、ベースバンド処理回路１内におけるＤＡ変換処理前のベースバンド信号を用いて、デジタル処理によりＰＡ制御信号ＰＡＣを生成することで、ＡＤ変換用素子の冗長な回路を設ける必要がなくなり、従来と比較して簡単な回路構成で上述した機能を実現することができる。

次に、図１に示したベースバンド処理回路１、及びその内部に有する変調信号制御回路２について詳細に説明する。なお、以下では、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式を採用した無線通信装置に適用した場合を一例として説明し、さらにベースバンド処理回路１において送信側についてのみ説明し、受信側については従来と同様に構成すれば良いので説明は省略する。

図３は、ベースバンド処理回路１の構成例を示すブロック図である。
図３において、ＭＡＣ回路１１は、いわゆるＭＡＣ処理を行う回路である。ＭＡＣ回路１１は、図示しないデータ処理回路等からデジタルデータが入力され、所定の処理を施したデジタルデータをＯＦＤＭ処理回路１２に出力するとともに、シンボルの区切りを示すシンボルイネーブル信号ＳＥＮを変調信号制御回路２及びＯＦＤＭ処理回路１２に出力する。

ＯＦＤＭ処理回路１２は、ＭＡＣ回路１２から供給されるデジタルデータについてＯＦＤＭ変調方式に従ったマッピング処理を行う。また、ＯＦＤＭ処理回路１２は、当該マッピング処理により得られるベースバンドのＩチャネル（Ｉｃｈ）信号（以下、単に「Ｉ信号」と称す。）ＩＳＩＧ及びＱチャネル（Ｑｃｈ）信号（以下、単に「Ｑ信号」と称す。）ＱＳＩＧを、変調信号制御回路２及びフィルタ１３に出力する。なお、このＩ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧはデジタル信号である。

フィルタ１３は、ＯＦＤＭ処理回路１２から供給されるＩ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧにフィルタ処理を施してＤＡ変換器１４に出力する。ＤＡ変換器１４は、フィルタ１３から供給されるデジタルのＩ信号ＩＳＩＧ、Ｑ信号ＱＳＩＧをＤＡ変換し、当該ＤＡ変換により得られるアナログのＩ信号ＩＳＩＧ、Ｑ信号ＱＳＩＧをベースバンド信号（ＯＦＤＭ変調信号）ＢＳとしてそれぞれ出力する。

図４は、図１及び図３に示した変調信号制御回路２の構成例を示す図である。
なお、以下の説明では、Ｉ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧは、それぞれ１０ビットのデジタル信号であるとし、図３に示したＯＦＤＭ処理回路１２の出力が２０Ｍｂｐｓの離散データであるとする。

図４に示されるように、変調信号制御回路２は、演算回路２１、最大値検出回路２２、及びＰＡ制御信号生成回路２３を有する。ここで、演算回路２１と最大値検出回路２２とで本発明における振幅検知回路が構成される。
演算回路２１は、図３に示したＯＦＤＭ処理回路１２から供給されるＩ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧが入力される。演算回路２１は、それらを用いて変調信号ＴＳ（Ｉ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧを変調して得られる）の振幅についての演算を行い、演算結果として変調信号の振幅に係る信号ＰＷＳを出力する。

図５は、演算回路２１の具体的な構成を示す図である。
演算回路２１は、２つの乗算器３１、３４、３つのビットシフト回路３２、３５、３６、及び１つの加算器３３から構成される。

乗算器３１は、２つの入力の双方にＩ信号ＩＳＩＧが供給され、その乗算結果（（Ｉ信号）²）をビットシフト回路３２に出力する。なお、乗算器３１より演算結果として出力される信号は、１９ビット（符号なし）である。
ビットシフト回路３２は、乗算器３１から供給される信号の各ビットをＭＳＢ（最上位ビット）側からＬＳＢ（最下位ビット）側に９ビット分シフトすることにより１０ビットの信号に変換して加算器３３に出力する。言い換えれば、ビットシフト回路３２は、乗算器３１から供給される信号において上位側１０ビットのみを抽出して加算器３３に出力する。

乗算器３４、ビットシフト回路３５は、上記乗算器３１、ビットシフト回路３２と同様の処理をＱ信号ＱＳＩＧについてそれぞれ行い、その処理結果が加算器３３に出力される。加算器３３は、ビットシフト回路３２、３５の出力を加算して加算結果をビットシフト回路３６に出力する。

ビットシフト回路３６は、加算器３３から供給される信号の各ビットをＭＳＢ側からＬＳＢ側に３ビット分シフトして８ビットの信号（符号なし）に変換し、それを出力信号ＰＷＳとして出力する。
この構成により、演算回路２１は、供給されるＩ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧを用いて（Ｉ信号）²＋（Ｑ信号）²についての演算を行い、その演算結果として得られる値に応じた出力信号ＰＷＳを出力する。

なお、図５に示した演算回路２１は、３つのビットシフト回路３２、３５、３６を有しているが、これに限定されず、演算回路２１は、Ｉ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧについて同じ演算が実行されるのであれば、２つの乗算器と、その演算結果についての加算を行う１つの加算器３３とを少なくとも有していれば良い。また、ビットシフト回路に限らず、量子化処理機能を有する回路であれば良く、例えば除算器であっても良い（ただし、ビットシフト回路３２、３５に対応する量子化処理については同じとする。）。

図４に戻り、最大値検出回路２２は、信号ＰＷＳ及びシンボルの区切りを示すシンボルイネーブル信号ＳＥＮが入力される。最大値検出回路２２は、シンボルイネーブル信号ＳＥＮにより規定される所定の期間（１シンボル期間）毎に、信号ＰＷＳの最大値、つまり変調信号の振幅の最大値を求め、求めた最大値を信号ＰＭＳにより出力する。

図６（Ａ）は、最大値検出回路２２の具体的な構成を示す図である。
最大値検出回路２２は、フリップフロップ（ＦＦ）４１、最大値検出処理回路４２、及びカウンタ４３から構成される。
フリップフロップ４１は、信号ＰＷＳ（８ビット）及び図示しないクロック信号が入力され、入力された信号ＰＷＳを当該クロック信号に同期させて信号ｄａｔａ［ｉ］として最大値検出処理回路４２に出力する。

最大値検出処理回路４２は、フリップフロップ４１から順次供給される信号ｄａｔａ［ｉ］の値と内部に保持している最大値ｍａｘとを比較し、信号ｄａｔａ［ｉ］の値が最大値ｍａｘより大きい場合には、当該信号ｄａｔａ［ｉ］の値を新たな最大値ｍａｘとして保持する。ここで、信号ｄａｔａ［ｉ］の値と最大値ｍａｘとの比較は、カウンタ４３から供給されるカウント値ＣＮＴが変化する毎に行われる。なお、最大値ｍａｘの初期値は、カウンタ値ＣＮＴが“０”であるときに供給される信号ｄａｔａ［ｉ］の値とする。
また、最大値検出処理回路４２は、カウンタ値ＣＮＴが“６４”となったときに保持している最大値ｍａｘを信号ＰＭＳ（８ビット）として出力する。

カウンタ４３は、シンボルイネーブル信号ＳＥＮの立ち上がりエッジにてカウンタ値ＣＮＴが“０”に初期化され、図示しないクロック信号によりカウンタ値ＣＮＴが１ずつインクリメント（ただし、カウンタ値ＣＮＴの最大値は６４）されるカウンタ回路である。

図６（Ｂ）は、図６（Ａ）に示した最大値検出回路２２の動作を示すタイミングチャートである。図６（Ｂ）において、期間Ｔ４１は１シンボル期間（例えば、４μｓ）、期間Ｔ４２はガードインターバルの期間（例えば、０．８μｓ）、期間Ｔ４３はデータ本体に対応する期間（例えば、３．２μｓ）である。また、期間ＳＡＭＷは、最大値検出処理回路４２にて演算（比較）処理が行われる期間である。

図６（Ｂ）に示されるように、最大値検出回路２２は、シンボルイネーブル信号ＳＥＮの立ち上がりエッジを基点とした６４個のサンプリングポイント（カウンタ値ＣＮＴの変化点）における信号ＰＷＳの値の中から最大値を求めて、その結果を信号ＰＭＳにより出力する。この信号ＰＭＳは、１シンボル期間Ｔ１において、期間ＳＡＭＷ経過後に１度だけ遷移し、最大値検出処理回路４２での演算処理中及び演算処理後は保持される。

図４に戻り、ＰＡ制御信号生成回路２３は、信号ＰＭＳ及びシンボルイネーブル信号ＳＥＮが入力され、信号ＰＭＳに基づき、図１に示した増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジを制御するためのＰＡ制御信号ＰＡＣをシンボル期間毎に出力する。

図７（Ａ）は、ＰＡ制御信号生成回路２３の具体的な構成を示す図である。
ＰＡ制御信号生成回路２３は、フリップフロップ（ＦＦ）５１、制御信号生成テーブル回路５２、及びＤＡ変換器５３から構成される。
フリップフロップ５１は、信号ＰＭＳ（８ビット）及びシンボルイネーブル信号ＳＥＮが入力され、シンボルイネーブル信号ＳＥＮのエッジに同期させて信号ＰＭＳを制御信号生成テーブル回路５２に出力する。

制御信号生成テーブル回路５２は、図６（Ｂ）に示すようなＰＡ制御信号生成テーブルに従って、入力される信号ＰＭＳ（８ビット）をＰＡ制御コード（３ビット）に変換して出力する。具体的には、制御信号生成テーブル回路５２は、入力される信号ＰＭＳに示される値が０〜６３の場合には“０ｘ００１”のＰＡ制御コードを出力し、６４〜１２７の場合には“０ｘ０１０”のＰＡ制御コードを出力する。同様に、入力される信号ＰＭＳに示される値が１２８〜１９１の場合には“０ｘ０１１”のＰＡ制御コードを出力し、１９２〜２５５の場合には“０ｘ１１１”のＰＡ制御コードを出力する。なお、図６（Ｂ）に示したＰＡ制御信号生成テーブルは一例であり、これに限定されるものではない。

ＤＡ変換器５３は、制御信号生成テーブル回路５２の出力（ＰＡ制御コード）をＤＡ変換してＰＡ制御信号ＰＡＣとして出力する。なお、ＤＡ変換器５３は、図１に示した増幅回路（ＰＡ）４がアナログ制御である場合に設けられるものである。増幅回路（ＰＡ）４がデジタル制御である場合にはＤＡ変換器５３は設けなくて良く、制御信号生成テーブル回路５２の出力（ＰＡ制御コード）のビット数と増幅回路（ＰＡ）４をデジタル制御するためのビット数との整合が得られるように構成すれば良い。

以上、説明したように変調信号制御回路２は、ＯＦＤＭ処理回路１２から供給されるＩ信号ＩＳＩＧ及びＱ信号ＱＳＩＧを用いて変調信号ＴＳの振幅を検知し、１シンボル期間中における変調信号ＴＳの最大振幅をシンボル毎に求める。そして、変調信号制御回路２は、得られた最大振幅に応じて、増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジを制御するためのＰＡ制御信号ＰＡＣを出力する。

次に、図３に示したベースバンド処理回路１の動作について説明する。
図８は、ベースバンド処理回路１の動作を説明するための図であり、図８（Ａ）はベースバンド処理回路１の動作の流れを示し、図８（Ｂ）はＯＦＤＭ処理回路１２出力後のタイムシーケンスを示している。

図８（Ａ）に示されるように、入力される送信データは、スクランブル部Ｐ１に入力され、送信データ中にエネルギーの偏りが生じないようにスクランブル処理される。スクランブル処理されたデータは、畳み込み符号化部Ｐ２に入力され、エラー訂正の前処理としての畳み込み符号化処理が施される。畳み込み符号化処理されたデータは、インターリーブ部Ｐ３に入力され、データの並べ替えが行われる。

続いて、インターリーブ処理されたデータは、マッピング部Ｐ４に入力され、各々のサブキャリア毎に、ＩＱ位相平面上の信号点にマッピングされる。マッピング処理されたデータは、ＩＦＦＴ処理部（逆高速フーリエ変換処理部）Ｐ５に入力され、周波数軸上のデータから時間軸上のデータＩＳＩＧ、ＱＳＩＧに変換される。ＩＦＦＴ処理により得られたデータＩＳＩＧ、ＱＳＩＧは、フィルタ１３及び変調信号制御回路２に出力される。
ここで、上述したスクランブル部Ｐ１からＩＦＦＴ処理部Ｐ５までの処理は、ＯＦＤＭ処理回路１２にて実現される。

フィルタ１３に供給されたデータＩＳＩＧ、ＱＳＩＧは、フィルタ１３にてオーバーサンプリング処理され、信号帯域以外の成分（ノイズ）が除去される。オーバーサンプリング処理されたデータＩＳＩＧ、ＱＳＩＧは、ＤＡ変換器１４−Ｉ、１４−Ｑにそれぞれ入力されてアナログ信号に変換された後、アナログのベースバンド信号（ＯＦＤＭ変調信号）ＢＳＩ、ＢＳＱとして送信ＩＦ／ＲＦ回路３に出力される。

一方、変調信号制御回路２は、上述したようにして供給されたデータＩＳＩＧ、ＱＳＩＧから成る変調信号の振幅についての演算を行い、１シンボル中の最大振幅をシンボル毎に検出する。さらに、検出した変調信号の最大振幅に基づいて、増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジが最適になるように、ＰＡ制御信号ＰＡＣを生成し出力する。

本実施形態における無線通信装置において、アナログのベースバンド信号（ＯＦＤＭ変調信号）を変調処理して得られる変調信号ＴＳとＰＡ制御信号ＰＡＣとを増幅回路（ＰＡ）４に入力する際のタイミング調整について、図８（Ｂ）を参照して説明する。

まず、ＰＡ制御信号ＰＡＣに係る遅延について説明する。
変調信号制御回路２でのＦＦによる遅延は、最大値検出回路２２でＦＦ１段分、及びＰＡ制御信号生成回路２３でＦＦ２段分（入力側ＦＦ５１及びＤＡ変換器５３でのそれぞれ１段分）の合わせてＦＦ３段分である。したがって、変調信号制御回路２を２０ＭＨｚのクロック信号で動作させるとすると、ＦＦ３段分の遅延ＴＤ１は、（１／（２０×１０⁶）×３）＝０．１５μｓとなる。

また、最大値検出処理回路４２での最大値検出は、シンボル毎に行われるが、１シンボル期間Ｔ８１（ここでは、０．４μｓ）のすべてに渡って行う必要はなく、ガードインターバルの時間分（ここでは、０．０８μｓ）を除いた期間Ｔ８２（０．３２μｓ）で完了することができる。
したがって、データＩＳＩＧ、ＱＳＩＧがＯＦＤＭ処理回路１２より出力された時点から、変調信号制御回路２での遅延時間（Ｔ８１＋ＴＤ１＝３．３５μｓ）を経過した時刻Ｔｂに、ＰＡ制御信号ＰＡＣを生成し増幅回路（ＰＡ）４に出力することができる。

次に、変調信号に係る遅延について説明する。
フィルタ１３にＩＥＥＥ８０２．１１ａ基準に準拠できる程度の特性が要求される場合には、サンプリングクロック信号の２倍のクロック信号で動作する１１Ｔａｐ程度の内挿フィルタが用いられる。このとき、フィルタ１３での遅延は、ＦＦ６段分であり、４０Ｍｈｚのクロック信号で動作させるとすると、１．５μｓとなる。

また、ＤＡ変換器１４−Ｉ、１４−Ｑでの遅延を４０ＭＨｚのクロック信号で動作させるＦＦ２段分とすると、０．５μｓとなる。
したがって、データＩＳＩＧ、ＱＳＩＧがＯＦＤＭ処理回路１２より出力された時点から、フィルタ１３及びＤＡ変換器１４−Ｉ、１４−Ｑによる遅延時間（ＴＤ２＝０．２μｓ）を経過した後に、変調信号ＴＳＩ、ＴＳＱを出力することは可能である。

ここで、送信信号の状態に応じて増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジを適切に制御するには、増幅回路（ＰＡ）４において、ＰＡ制御信号ＰＡＣの変化点と変調信号ＴＳＩ、ＴＳＱの変化点とを一致させる必要がある。つまり、変調信号ＴＳＩ、ＴＳＱを期間Ｔ８３だけ遅延させて、ＰＡ制御信号ＰＡＣの変化点（時刻Ｔｂ）と遅延させた変調信号ＴＳＩ’、ＴＳＱ’の変化点（時刻Ｔｃ）とを一致させ、増幅回路（ＰＡ）４に供給する。この期間Ｔ８３分の遅延は、送信ＩＦ／ＲＦ回路３での信号の伝播遅延及び増幅回路（ＰＡ）４での反応時間を考慮して、フィルタ１３の出力段側にシフトレジスタ等を設けて行えば良い。

本実施形態における無線通信装置の増幅回路（ＰＡ）４の構成例を図９（Ａ）〜図９（Ｄ）に示す。この図９（Ａ）〜図９（Ｄ）において、同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。また、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に示す増幅回路がアナログ制御の増幅回路の例であり、図９（Ｄ）に示す増幅回路がデジタル制御の増幅回路の例である。

図９（Ａ）に示す増幅回路は、１つのトランジスタＴＲ１、２つのコイルＬ１、Ｌ２、及び電圧源６１から構成される。
トランジスタＴＲ１は、コレクタがコイルＬ１を介して電源電圧に接続され、エミッタがグランドに対して接続される。トランジスタＴＲ１のコレクタとコイルＬ１との中間から出力信号ＰＡＯが出力される。

また、トランジスタＴＲ１は、入力信号ＰＡＩ（変調信号ＴＳに対応）がベースに供給されている。コイルＬ２及び電圧源６１は、トランジスタＴＲ１のベースとグランドとの間に直列に接続される。電圧源６１は、ＰＡ制御信号ＰＡＣが供給されており、ＰＡ制御信号ＰＡＣに基づいて出力電圧が制御される。

図９（Ａ）に示す増幅回路においては、ＰＡ制御信号ＰＡＣに基づいて可変電圧源６１の出力電圧を制御し、トランジスタＴＲ１のベースに印加されるバイアスレベル（バイアス電圧）を変化させることで、トランジスタＴＲ１に流れる電流及びダイナミックレンジを制御する。具体的には、変調信号ＴＳの最大振幅が大きい場合には、ＰＡ制御信号ＰＡＣによりトランジスタＴＲ１のバイアスレベルを高くして、消費電流は多くなるがダイナミックレンジが広くなるように作動させる。一方、変調信号ＴＳの最大振幅が小さい場合には、ＰＡ制御信号ＰＡＣによりトランジスタＴＲ１のバイアスレベルを低くして、ダイナミックレンジは狭くなるが消費電流を抑えるように作動させる。

図９（Ｂ）に示す増幅回路は、図９（Ａ）に示した増幅回路において電圧源６１に変えて定電圧源６２を設けるとともに、トランジスタＴＲ１のエミッタとグランドとの間にＰＡ制御信号ＰＡＣにより制御される電流源６３を接続したものである。
図９（Ｂ）に示す増幅回路においては、トランジスタＴＲ１のバイアスレベルを一定とし、トランジスタＴＲ１の電流源６３をＰＡ制御信号ＰＡＣに基づいて制御することで、図９（Ａ）に示した増幅回路と同様の効果が得られる。

図９（Ｃ）に示す増幅回路は、図９（Ａ）に示した増幅回路において電圧源６１に変えて定電圧源６２を設けるとともに、トランジスタＴＲ１のコレクタがコイルＬ１を介して接続される電源線に、ＰＡ制御信号ＰＡＣにより制御される電圧源６４を接続したものである。
図９（Ｃ）に示す増幅回路においては、電圧源６４をＰＡ制御信号ＰＡＣに基づいて制御して、トランジスタＴＲ１に印加される電源電圧を変化させることで、トランジスタＴＲ１における消費電力及びダイナミックレンジを制御することが可能である。

図９（Ｄ）に示す増幅回路は、１つのトランジスタＴＲ１ｋと２つのコイルＬ１ｋ、Ｌ２ｋ（ｋは添え字であり、ｋ＝１、２、３）とでそれぞれ構成された増幅回路を多段に並列接続したものである。トランジスタＴＲ１ｋ、コイルＬ１ｋ、及びコイルＬ２ｋは、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に示したトランジスタＴＲ１、コイルＬ１、及びコイルＬ２に相当する。

トランジスタＴＲ１１のベースは、コイルＬ２１を介して電圧源６２に対して接続される。一方、トランジスタＴＲ１２のベースは、コイルＬ２２及びスイッチ６５を介して電圧源６２に対して接続され、同様にトランジスタＴＲ１３のベースは、コイルＬ２３及びスイッチ６６を介して電圧源６２に対して接続される。

ここで、スイッチ６５、６６は、トランジスタＴＲ１２、ＴＲ１３のベースを電圧源６２に対して接続するか、グランドに対して接続するかを切り換えるためのものであり、ＰＡ制御信号ＰＡＣに基づいて独立して制御される。例えば、スイッチ６５は、ＰＡ制御信号ＰＡＣにおける最下位ビットの値に基づいて制御され、スイッチ６６は、ＰＡ制御信号ＰＡＣにおける下位側から２ビット目の値に基づいて制御される。
図９（Ｄ）に示す増幅回路においては、スイッチ６５、６６をＰＡ制御信号ＰＡＣに基づいて制御し、作動させる増幅回路（増幅回路の段数）を適宜選択することで、図９（Ａ）に示した増幅回路と同様の効果が得られる。

以上、説明したように本実施形態によれば、変調信号制御回路２は、ベースバンド処理回路１にて入力送信データに基づいて生成されるＤＡ変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、増幅回路（ＰＡ）４にて増幅される変調信号ＴＳの最大振幅をシンボル単位で（１シンボル期間毎に）求める。そして、変調信号制御回路２において、その最大振幅に応じて増幅回路（ＰＡ）４のダイナミックレンジを制御するための制御信号を生成し、増幅回路（ＰＡ）４を制御する。
これにより、ＡＤ変換用素子等の冗長な回路を設けることなく、簡単な回路構成で、容易に変調信号ＴＳの振幅に応じた増幅回路の制御を適切に行うことができる。したがって、変調信号ＴＳの状態に応じて増幅回路（ＰＡ）４を構成するトランジスタに流れる電流及びダイナミックレンジを制御し、増幅回路における消費電力を低減したりすることができる。

なお、上述した実施形態においては、変調信号制御回路２はベースバンド処理回路１内に設けるようにしているが、ベースバンド処理回路１にて生成されたＤＡ変換処理前のデジタルのベースバンド信号に基づいて、上述した増幅回路（ＰＡ）４の制御を行えれば良く、変調信号制御回路２を独立して設けるようにしても良い。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明の諸態様を付記として以下に示す。

（付記１）入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理回路と、
上記ベースバンド処理回路から出力されるアナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調回路と、
上記変調回路にて生成される変調信号を増幅し送信する増幅回路と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御回路とを備えることを特徴とする無線通信装置。
（付記２）上記制御回路は、上記変調信号の振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記３）上記制御回路は、単位期間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記４）上記制御回路は、上記単位期間毎に上記変調信号の最大振幅を検知する振幅検知回路と、
上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする付記３記載の無線通信装置。
（付記５）上記振幅検知回路は、上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を算出する演算回路と、
上記演算回路にて算出した上記変調信号の振幅に基づいて、上記変調信号の最大振幅を検出する最大値検出回路とを有することを特徴とする付記４記載の無線通信装置。
（付記６）上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路での検知結果を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする付記４記載の無線通信装置。
（付記７）ＯＦＤＭ変調方式に従って、上記デジタル送信データを変調することを特徴とする付記４記載の無線通信装置。
（付記８）上記振幅検知回路は、上記デジタルベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号に基づいて上記変調信号の振幅を随時算出するとともに、算出した上記変調信号の振幅をサンプリング期間毎に抽出して比較し上記変調信号の最大振幅を検知することを特徴とする付記７記載の無線通信装置。
（付記９）上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路にて検知した上記変調信号の最大振幅に係る情報を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする付記８記載の無線通信装置。
（付記１０）上記制御回路は、上記デジタル送信データに係る処理単位であるシンボル単位で上記変調信号の最大振幅を検知し、上記シンボル毎に、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記１１）上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記増幅回路が有する出力トランジスタのベースに印加されるバイアス電圧を制御することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記１２）上記増幅回路は、エミッタが電流源を介して基準電位に対して接続された出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記電流源を制御することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記１３）上記増幅回路は、並列接続された複数の出力トランジスタを有し、
上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、作動させる上記出力トランジスタ数を制御することを特徴とする付記１記載の無線通信装置。
（付記１４）入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理工程と、
上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成する制御信号生成工程と、
上記アナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調工程と、
上記制御信号に従って増幅回路を制御し、当該増幅回路にて上記変調信号を増幅し送信する増幅工程とを有することを特徴とする無線通信装置の増幅回路の制御方法。
（付記１５）上記制御信号生成工程は、単位時間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知結果に基づいて上記制御信号を生成することを特徴とする付記１４記載の無線通信装置の増幅回路の制御方法。
（付記１６）上記制御信号生成工程は、上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を算出し、算出した上記変調信号の振幅に基づいて、上記変調信号の最大振幅を検知することを特徴とする付記１５記載の無線通信装置の増幅回路の制御方法。

本発明の実施形態による無線通信装置の構成例を示すブロック図である。 本実施形態における無線通信装置での変調信号の振幅と増幅回路のダイナミックレンジとの関係を示す図である。 ベースバンド処理回路の構成例を示すブロック図である。 変調信号制御回路の構成例を示すブロック図である。 演算回路の具体的な構成例を示す図である。 最大値検出回路の具体的な構成例及びその動作のタイミングチャートを示す図である。 ＰＡ制御信号生成回路の具体的な構成例を示す図である。 ベースバンド処理回路の動作を説明するための図である。 ＰＡ制御信号により制御可能な増幅回路の構成例を示す図である。 従来の無線通信装置を示す図である。 従来の無線通信装置における増幅回路のダイナミックレンジの他の制御例を示す図である。

符号の説明

１ ベースバンド処理回路
２ 変調信号制御回路
３ 送信ＩＦ／ＲＦ回路
４ 増幅回路（パワーアンプ）
５ アンテナ
６ 増幅回路（ローノイズアンプ）
７ 受信ＩＦ／ＲＦ回路
１１ ＭＡＣ回路
１２ ＯＦＤＭ処理回路
１３ フィルタ
１４ ＤＡ変換器
２１ 演算回路
２２ 最大値検出回路
２３ ＰＡ制御信号生成回路

Claims (10)

1. 入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理回路と、
   上記ベースバンド処理回路から出力されるアナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調回路と、
   上記変調回路にて生成される変調信号を増幅し送信する増幅回路と、
   上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御回路とを備えることを特徴とする無線通信装置。
2. 上記制御回路は、上記変調信号の振幅を検知する振幅検知回路と、
   上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 上記制御回路は、単位期間毎に、当該単位期間における上記変調信号の最大振幅を検知し、検知した上記変調信号の最大振幅に応じて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
4. 上記制御回路は、上記単位期間毎に上記変調信号の最大振幅を検知する振幅検知回路と、
   上記振幅検知回路での検知結果に基づいて、上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成し出力する制御信号生成回路とを有することを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。
5. 上記制御信号生成回路は、上記振幅検知回路での検知結果を制御信号生成テーブルに従って変換し上記制御信号を生成することを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
6. ＯＦＤＭ変調方式に従って、上記デジタル送信データを変調することを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
7. 上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記増幅回路が有する出力トランジスタのベースに印加されるバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
8. 上記増幅回路は、エミッタが電流源を介して基準電位に対して接続された出力トランジスタを有し、
   上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、上記電流源を制御することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
9. 上記増幅回路は、並列接続された複数の出力トランジスタを有し、
   上記制御回路は、上記制御回路での上記検知結果に基づいて、作動させる上記出力トランジスタ数を制御することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
10. 入力されるデジタル送信データに基づいてデジタルベースバンド信号を生成し、当該デジタルベースバンド信号をデジタル−アナログ変換して得られるアナログベースバンド信号を出力するベースバンド処理工程と、
    上記デジタルベースバンド信号に基づいて上記変調信号の振幅を検知し、検知結果に基づいて上記増幅回路のダイナミックレンジを制御する制御信号を生成する制御信号生成工程と、
    上記アナログベースバンド信号をもとに変調処理を行い、変調信号を生成する変調工程と、
    上記制御信号に従って増幅回路を制御し、当該増幅回路にて上記変調信号を増幅し送信する増幅工程とを有することを特徴とする無線通信装置の増幅回路の制御方法。

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