JP2005176535A - Switching power supply unit - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a small-sized switching power supply unit capable operation control, based on the output of a DC/DC converter at low voltage output. <P>SOLUTION: This switching power supply unit consists of a diode bridge 10 and a smoothing capacitor 12, a harmonic current suppression coil 21, a complex resonance type converter circuit 30, a monitor circuit 60 for outputting a control signal, and a coil 51 magnetically, coupled to the coil 21, as well as a monitor feeder circuit 50 for supplying power to the monitor 60. The converter circuit 30 lowers the output power, based on a control signal received from the monitor circuit 60 via a photocoupler 13. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、スイッチング電源装置に係り、更に詳しくは、高調波抑制回路を備えたスイッチング電源装置における出力監視及び出力制御に関する。   The present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to output monitoring and output control in a switching power supply device including a harmonic suppression circuit.

スイッチング電源装置は、所望の直流電源を得るために、スイッチング回路を用いて入力直流電源をスイッチングし、整流平滑回路を用いて再び直流電源に変換するＤＣ／ＤＣコンバータからなる安定化電源装置である。交流電源が入力される場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に整流平滑回路が更に設けられている。この様なＤＣ／ＤＣコンバータについて、従来から様々な回路方式が提案されている。   The switching power supply device is a stabilized power supply device including a DC / DC converter that switches an input DC power supply using a switching circuit and converts it again to a DC power supply using a rectifying and smoothing circuit in order to obtain a desired DC power supply. . When AC power is input, a rectifying / smoothing circuit is further provided in front of the DC / DC converter. Various circuit systems have been proposed for such DC / DC converters.

スイッチイング回路に共振回路が設けられた共振型のＤＣ／ＤＣコンバータは、正弦波状の滑らかなスイッチング波形が得られることから、ソフトスイッチング方式と呼ばれている。これに対し、ハードスイッチング方式と呼ばれるＤＣ／ＤＣコンバータ、例えば、フライバック方式、フォワード方式の場合には、スイッチング波形が三角波、矩形波、鋸波等の変化の急峻な波形に近くなる。このため、共振型スイッチング電源装置はハードスイッチング方式に比べて高効率であり、高出力タイプの電源装置に適している。   A resonance type DC / DC converter in which a switching circuit is provided with a resonance circuit is called a soft switching method because a smooth switching waveform having a sinusoidal shape can be obtained. On the other hand, in the case of a DC / DC converter called a hard switching system, for example, a flyback system or a forward system, the switching waveform is close to a waveform with a steep change such as a triangular wave, a rectangular wave, and a sawtooth wave. For this reason, the resonance type switching power supply device has higher efficiency than the hard switching method, and is suitable for a high output type power supply device.

図９は、従来のスイッチング電源装置の一例を示した図であり、ソフトスイッチング方式に属する複合共振型コンバータを備えたスイッチング電源装置が示されている。入力交流電源は、ダイオードブリッジ１０により全波整流され、平滑コンデンサ１２によって平滑化され、直流電源に変換される。高調波抑制回路２０は、高調波電流を抑制するための回路であり、パワーサーミスタ１１は、突入電流を阻止するための回路である。   FIG. 9 is a diagram showing an example of a conventional switching power supply device, and shows a switching power supply device including a complex resonance type converter belonging to a soft switching system. The input AC power supply is full-wave rectified by the diode bridge 10, smoothed by the smoothing capacitor 12, and converted into a DC power supply. The harmonic suppression circuit 20 is a circuit for suppressing a harmonic current, and the power thermistor 11 is a circuit for preventing an inrush current.

コンバータ回路３０は、スイッチング素子３１，３２からなるスイッチング回路に共振コンデンサ３３及びトランス３４の１次巻線Ｐ１からなる共振回路が接続された複合共振型コンバータである。スイッチング素子３１，３２は、スイッチング制御回路３８によって交互にオンされ、平滑コンデンサ１２の電圧をスイッチングしている。このスイッチング出力が共振回路に印加され、１次巻線Ｐ１に共振電流が流れる。トランス３４の２次巻線Ｓ１，Ｓ２の出力は、ダイオード３５，３６により整流され、平滑コンデンサ３７により平滑化されて、再び直流電圧に変換される。   The converter circuit 30 is a composite resonance type converter in which a resonance circuit including a resonance capacitor 33 and a primary winding P1 of a transformer 34 is connected to a switching circuit including switching elements 31 and 32. The switching elements 31 and 32 are alternately turned on by the switching control circuit 38 to switch the voltage of the smoothing capacitor 12. This switching output is applied to the resonance circuit, and a resonance current flows through the primary winding P1. The outputs of the secondary windings S1 and S2 of the transformer 34 are rectified by the diodes 35 and 36, smoothed by the smoothing capacitor 37, and converted into a DC voltage again.

電圧検出回路４０は、コンバータ回路３０の出力電圧を監視し、スイッチング制御回路３８へ電圧検出信号を出力している。コンバータ回路３０の出力電圧は、抵抗４２，４３により分圧され、シャントレギュレータ４１のリファレンス端子に入力されている。このため、分圧された電圧がシャントレギュレータ４１の基準電圧を超えると、シャントレギュレータ４１のカソード端子及びアノード端子間が導通し、フォトカプラ１３の発光素子が発光する。つまり、出力電圧が所定値を超えると、スイッチング制御回路３８へ制御信号が出力される。   The voltage detection circuit 40 monitors the output voltage of the converter circuit 30 and outputs a voltage detection signal to the switching control circuit 38. The output voltage of the converter circuit 30 is divided by resistors 42 and 43 and input to the reference terminal of the shunt regulator 41. For this reason, when the divided voltage exceeds the reference voltage of the shunt regulator 41, the cathode terminal and the anode terminal of the shunt regulator 41 become conductive, and the light emitting element of the photocoupler 13 emits light. That is, when the output voltage exceeds a predetermined value, a control signal is output to the switching control circuit 38.

コンバータ回路３０は、スイッチング素子３１，３２のオン期間を制御することによって出力電力を制御することができる。このため、コンバータ回路３０の出力電圧が所望の電圧に保たれるように、スイッチング制御回路３８は、電圧検出回路４０からの制御信号に基づいて、スイッチング素子３１，３２を制御している。
特開平１０−２２５１１９号 特開平８−１０３０８０号 The converter circuit 30 can control the output power by controlling the ON period of the switching elements 31 and 32. Therefore, the switching control circuit 38 controls the switching elements 31 and 32 based on the control signal from the voltage detection circuit 40 so that the output voltage of the converter circuit 30 is maintained at a desired voltage.
JP-A-10-225119 JP-A-8-103080

図１０は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性を比較して示した図であり、横軸に出力電流、縦軸に出力電圧が示されている。また、図中の（ａ）にはフライバック方式、（ｂ）にはフォワード方式、（ｃ）には複合共振方式の場合が示されている。   FIG. 10 is a diagram comparing the output characteristics of a conventional DC / DC converter, with the horizontal axis indicating the output current and the vertical axis indicating the output voltage. Also, in the figure, (a) shows the flyback method, (b) the forward method, and (c) the compound resonance method.

フライバック方式とは、スイッチング素子のオン期間にコイルに電磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ期間に、蓄積されたエネルギーを負荷に供給する回路方式である。フライバック方式を採用したスイッチング電源装置の場合、図中の（ａ）に示した通り、出力電流が定格値を超えると出力電圧が低下しはじめ、更に負荷を重くすれば電圧及び電流の両方が低下する。そして、負荷がより一層重くなればハンチングを引き起こす。この場合、負荷が破線で示したＶ−Ｉ特性を有すると、交点Ｐを超えて立ち上がることができない。この様な出力特性はフの字型垂下特性と呼ばれている。   The flyback method is a circuit method in which electromagnetic energy is accumulated in the coil during the on period of the switching element, and the accumulated energy is supplied to the load during the off period of the switching element. In the case of a switching power supply employing a flyback method, as shown in (a) of the figure, when the output current exceeds the rated value, the output voltage starts to drop, and if the load is further increased, both the voltage and current are descend. And if the load becomes heavier, it causes hunting. In this case, if the load has a VI characteristic indicated by a broken line, the load cannot rise beyond the intersection point P. Such an output characteristic is called a U-shaped drooping characteristic.

フォワード方式とは、スイッチング素子のオン期間に絶縁トランスを通して電力を出力側へ供給する回路方式である。フォワード方式を採用したスイッチング電源装置の場合、図中の（ｂ）に示した通り、出力電流が定格電流になると、電圧が急峻に低下する。この様な出力特性は定電流垂下特性と呼ばれ、負荷を特定しない電源装置としては理想的な出力特性である。   The forward method is a circuit method in which power is supplied to the output side through an insulating transformer during the ON period of the switching element. In the case of a switching power supply that employs the forward method, as shown in (b) in the figure, when the output current becomes the rated current, the voltage sharply decreases. Such an output characteristic is called a constant current drooping characteristic and is an ideal output characteristic for a power supply device that does not specify a load.

一方、複合共振方式では、共振コンデンサに静電エネルギーを蓄積し、蓄積されたエネルギーを負荷に供給している。このため、複合共振方式の場合、図中の（ｃ）に示した通り、出力電流が定格を超えれば、出力電力が一定のままで出力電圧が低下し、出力電流は更に増大していく特性、いわゆる定電力垂下特性となる。定電力垂下特性の場合、出力端子が短絡された場合や、出力端子に大きな容量性負荷が接続された場合には過大な電流が流れることから、何らかの対策が必要になる。   On the other hand, in the composite resonance method, electrostatic energy is accumulated in a resonance capacitor, and the accumulated energy is supplied to a load. For this reason, in the case of the composite resonance method, as shown in (c) of the figure, if the output current exceeds the rating, the output voltage remains lower and the output current further increases as the output power remains constant. This is a so-called constant power drooping characteristic. In the case of the constant power drooping characteristic, an excessive current flows when the output terminal is short-circuited or when a large capacitive load is connected to the output terminal, so some countermeasure is required.

過電流対策としては、ラッチ式の過電流保護回路を設けて、過電流状態が一定時間継続した場合には出力を停止させ、その後に解除操作が行われるまでは、停止状態を維持させるという方法がある。複合共振方式を採用している多くのスイッチング電源装置は、この様なラッチ式の過電流保護回路を採用している。しかしながら、この方法を採用した場合、その後に負荷状況が改善されたとしても自動復帰させることはできないという問題があった。特に、様々な負荷が接続され得るＦＡ（Factory Automation）用の電源装置の場合には、自動復帰できなければ使い勝手が悪い。   As a countermeasure against overcurrent, a latch-type overcurrent protection circuit is provided, and when the overcurrent state continues for a certain period of time, the output is stopped, and then the stop state is maintained until a release operation is performed. There is. Many switching power supply devices that employ a complex resonance system employ such a latch-type overcurrent protection circuit. However, when this method is adopted, there is a problem that even if the load situation is improved thereafter, it cannot be automatically restored. In particular, in the case of a power supply device for FA (Factory Automation) to which various loads can be connected, it is not easy to use unless automatic recovery is possible.

また、他の過電流対策としては、複合共振型コンバータの出力を監視するための監視回路を設けて、定電流垂下特性となるように出力制御を行うことが考えられる。ところが、この監視回路の電源として複合共振型コンバータの出力を用いた場合には、出力電圧が低下すれば、当該監視回路が機能しなくなる。このため、その後は、やはり定電力垂下特性となってしまうという問題があった。   As another countermeasure against overcurrent, it is conceivable to provide a monitoring circuit for monitoring the output of the composite resonance type converter and perform output control so as to have a constant current drooping characteristic. However, when the output of the composite resonance type converter is used as the power source of the monitoring circuit, the monitoring circuit will not function if the output voltage decreases. For this reason, after that, there was a problem that the constant power drooping characteristic was caused.

つまり、共振型コンバータにおいて、定電流垂下特性を実現するためには、出力電圧が０Ｖになるまで監視回路を動作させる必要がある。ところが、電源装置は、通常、トランスの１次側と２次側を電気的に分離しておく必要があり、トランスの１次側から監視回路へ、直接、電源供給することは望ましくない。このため、監視回路のための補助電源が必要となり、高コストになるとともに、装置サイズが大きくなるという問題が生ずる。   That is, in the resonant converter, in order to realize the constant current drooping characteristic, it is necessary to operate the monitoring circuit until the output voltage becomes 0V. However, it is usually necessary for the power supply device to electrically separate the primary side and the secondary side of the transformer, and it is not desirable to supply power directly from the primary side of the transformer to the monitoring circuit. For this reason, an auxiliary power source for the monitoring circuit is required, resulting in a problem that the cost is increased and the apparatus size is increased.

なお、監視回路に関するこのような課題は、他の方式のＤＣ／ＤＣコンバータについても当てはまる。すなわち、トランスの２次側に何らかの付加的回路、特に、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視する監視回路を設け、出力電圧の低下時にも当該回路を動作させようとする場合にも全く同様の問題が生ずる。例えば、トランスの１次側において過電流対策を行った場合には制限のかかる電流値が大きくばらついてしまうため、２次側に監視回路を設けて精度の高い過電流対策を行おうとする場合が挙げられる。   Such a problem regarding the monitoring circuit also applies to other types of DC / DC converters. That is, the same problem occurs when some additional circuit, particularly a monitoring circuit for monitoring the output of the DC / DC converter is provided on the secondary side of the transformer and the circuit is operated even when the output voltage is lowered. Will occur. For example, when an overcurrent countermeasure is taken on the primary side of the transformer, the current value that is limited greatly varies, so there is a case where a monitoring circuit is provided on the secondary side to take a highly accurate overcurrent countermeasure. Can be mentioned.

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視可能な監視回路を有するスイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。また、この様な監視回路を有する小型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a switching power supply device having a monitoring circuit capable of monitoring the output of a DC / DC converter even at a low voltage output at low cost. It is another object of the present invention to provide a small switching power supply device having such a monitoring circuit.

また、本発明は、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づく動作制御が可能なスイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。また、この様なスイッチング電源装置を小型化することを目的とする。   Another object of the present invention is to provide a switching power supply device that can perform operation control based on the output of a DC / DC converter even at a low voltage output at a low cost. Another object of the present invention is to reduce the size of such a switching power supply device.

さらに、本発明は、自動復帰可能に過電流出力を抑制することができる小型の共振型スイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。特に、定電流垂下特性を有する共振型スイッチング電源装置を安価に提供することを目的とする。   Furthermore, an object of the present invention is to provide a small-sized resonant switching power supply device that can suppress an overcurrent output so as to be automatically recoverable at a low cost. In particular, an object is to provide a resonant switching power supply device having constant current drooping characteristics at a low cost.

本発明によるスイッチング電源装置は、交流電源入力を整流する整流回路、及び、この整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサからなる第１整流平滑回路と、上記第１整流平滑回路に電気的に接続されたトランスの１次側に対し、印加される電圧及び電流の少なくとも一方をスイッチング動作により制御するスイッチング回路、及び、上記トランスの２次側に接続された第２整流平滑回路からなるＤＣ／ＤＣコンバータと、上記整流回路及び上記平滑コンデンサ間に接続され、高調波電流の発生を抑制するための第１コイルを有する高調波抑制回路と、上記第１コイルに絶縁状態で磁気結合され、上記第１コイルから電力を受ける第２コイルと、上記第２コイルから供給される電力により駆動され、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視する監視回路とを備えて構成される。   A switching power supply device according to the present invention includes a rectifier circuit that rectifies an AC power supply input, a first rectifier / smooth circuit that includes a smoothing capacitor that smoothes an output voltage of the rectifier circuit, and the first rectifier / smooth circuit electrically. DC / DC comprising a switching circuit for controlling at least one of applied voltage and current to the primary side of the connected transformer by a switching operation, and a second rectifying and smoothing circuit connected to the secondary side of the transformer. A DC converter, a harmonic suppression circuit connected between the rectifier circuit and the smoothing capacitor and having a first coil for suppressing generation of harmonic current, and magnetically coupled to the first coil in an insulated state, A second coil that receives power from the first coil and an output of the DC / DC converter that is driven by the power supplied from the second coil. Configured with a monitoring circuit for monitoring.

高調波電流を抑制するための第１コイルに磁気結合された第２コイルを設け、第２コイルから監視回路へ電力を供給することにより、装置を大型化させることなく、また、コストを顕著に増大させることなく、監視回路にトランスの１次側から電源供給することができる。このため、監視回路は、出力電圧が低下した場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視することができる。   By providing a second coil magnetically coupled to the first coil for suppressing the harmonic current, and supplying power from the second coil to the monitoring circuit, the device is not increased in size and the cost is remarkably increased. It is possible to supply power to the monitoring circuit from the primary side of the transformer without increasing it. Therefore, the monitoring circuit can monitor the output of the DC / DC converter even when the output voltage is lowered.

また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記監視回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づいて制御信号を生成し、上記スイッチング回路が、光学式絶縁回路を介して監視回路から受信した制御信号に基づいて、スイッチング動作を行うように構成される。この様な構成により、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づいて、スイッチング動作を制御することができ、任意の出力特性が得られるように出力制御を行うことができる。   In the switching power supply according to the present invention, the monitoring circuit generates a control signal based on the output of the DC / DC converter, and the switching circuit converts the control signal received from the monitoring circuit via the optical insulating circuit. Based on this, it is configured to perform a switching operation. With such a configuration, the switching operation can be controlled based on the output of the DC / DC converter, and the output control can be performed so as to obtain an arbitrary output characteristic.

また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記ＤＣ／ＤＣコンバータが、トランスの１次側に共振コンデンサを直列接続した共振回路を備え、上記スイッチング回路が、上記共振回路に印加される電圧及び電流の少なくとも一方を制御するように構成される。この様な構成により、共振型コンバータを備えたスイッチング電源装置において、自動復帰可能に過電流出力を抑制することができる。従って、定電流垂下特性を有する共振型のスイッチング電源装置を実現することもできる。   Further, in the switching power supply device according to the present invention, the DC / DC converter includes a resonance circuit in which a resonance capacitor is connected in series on the primary side of the transformer, and the switching circuit has a voltage and a current applied to the resonance circuit. It is configured to control at least one. With such a configuration, an overcurrent output can be suppressed in a switching power supply device including a resonant converter so that automatic recovery can be performed. Therefore, a resonance type switching power supply device having a constant current drooping characteristic can also be realized.

また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記監視回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に基づいて制御信号を生成し、上記スイッチング回路が、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させるように構成される。この様な構成により、共振型のスイッチング電源装置の出力電流に基づいて、過電流出力を抑制することができる。   In the switching power supply according to the present invention, the monitoring circuit generates a control signal based on the output current of the DC / DC converter, and the switching circuit reduces the output power of the DC / DC converter based on the control signal. Configured to let With such a configuration, overcurrent output can be suppressed based on the output current of the resonant switching power supply device.

また、本発明によるスイッチング電源装置は、上記監視回路が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値を超えた場合と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が所定値を超えた場合に制御信号を生成し、上記スイッチング回路が、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させるように構成される。このような構成により、ＤＣ／ＤＣコンバータは、１つの制御信号に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧及び出力電流をともに制御することができる。   In the switching power supply according to the present invention, the monitoring circuit generates a control signal when the output voltage of the DC / DC converter exceeds a predetermined value and when the output current of the DC / DC converter exceeds a predetermined value. The switching circuit is configured to reduce the output power of the DC / DC converter based on the control signal. With such a configuration, the DC / DC converter can control both the output voltage and the output current of the DC / DC converter based on one control signal.

本発明によれば、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視可能な監視回路を有するスイッチング電源装置を安価に提供することができる。また、この様な監視回路を有する小型のスイッチング電源装置を提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the switching power supply device which has a monitoring circuit which can monitor the output of a DC / DC converter also at the time of a low voltage output can be provided at low cost. In addition, a small switching power supply device having such a monitoring circuit can be provided.

また、本発明によれば、低電圧出力時にもＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づく動作制御が可能なスイッチング電源装置を安価に提供することができる。また、この様なスイッチング電源装置を小型化することができる。   Further, according to the present invention, it is possible to provide a switching power supply device that can perform operation control based on the output of the DC / DC converter even at a low voltage output at a low cost. Moreover, such a switching power supply device can be reduced in size.

さらに、本発明によれば、自動復帰可能に過電流出力を抑制することができる小型の共振型スイッチング電源装置を安価に提供することができる。特に、低電流垂下特性を有する共振型スイッチング電源装置を安価に提供することができる。   Furthermore, according to the present invention, it is possible to provide a small-sized resonant switching power supply device that can suppress an overcurrent output so as to be automatically recoverable at a low cost. In particular, a resonant switching power supply device having low current drooping characteristics can be provided at low cost.

図１は、本発明によるスイッチング電源装置の一構成例を示した図である。ダイオードブリッジ１０は、４個のダイオードにより構成され、入力された交流電源（ＡＣ入力）を全波整流する整流回路である。平滑コンデンサ１２は、整流後の電圧波形を平滑化するための容量素子である。つまり、ダイオードブリッジ１０及び平滑コンデンサ１２は、入力された交流電源を直流電源に変換する第１整流平滑回路を構成している。   FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a switching power supply device according to the present invention. The diode bridge 10 is composed of four diodes, and is a rectifier circuit that full-wave rectifies an input AC power supply (AC input). The smoothing capacitor 12 is a capacitive element for smoothing the voltage waveform after rectification. That is, the diode bridge 10 and the smoothing capacitor 12 constitute a first rectifying / smoothing circuit that converts an input AC power source into a DC power source.

パワーサーミスタ１１は、負の温度特性を持つ感熱抵抗素子であり、起動直後のスイッチング電源装置に流れる突入電流を阻止している。大容量の平滑コンデンサ１２は、初期状態の電荷がゼロに近く、高調波抑制回路２０は抵抗成分を有していない。このため、交流電圧が印加された瞬間に突入電流と呼ばれる定格の数十倍から数百倍の大きな充電電流が流れる場合がある。パワーサーミスタ１１は起動直後の抵抗値が高いため、ダイオードブリッジ１０及び平滑コンデンサ１２間に直列接続すれば、起動時の突入電流を阻止することができる。パワーサーミスタ１１の抵抗値は、その後の温度上昇によって低下するため、電源装置の効率を顕著に低下させることはない。   The power thermistor 11 is a thermal resistance element having a negative temperature characteristic, and prevents an inrush current flowing in the switching power supply device immediately after startup. The large-capacity smoothing capacitor 12 has an initial charge close to zero, and the harmonic suppression circuit 20 does not have a resistance component. For this reason, a large charging current of several tens to several hundred times the rated current called the inrush current may flow at the moment when the AC voltage is applied. Since the power thermistor 11 has a high resistance value immediately after startup, if it is connected in series between the diode bridge 10 and the smoothing capacitor 12, an inrush current at startup can be prevented. Since the resistance value of the power thermistor 11 decreases with a subsequent temperature increase, the efficiency of the power supply device is not significantly reduced.

高調波抑制回路２０は、力率を改善するためのＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路であり、力率改善にともなって高調波電流の発生も抑制することができる。この高調波抑制回路２０は、コイル２１、ダイオード２２及びスイッチング素子２３からなる昇圧型のアクティブフィルタにより構成される。コイル２１は、一端がダイオードブリッジ１０の正極出力端子に接続され、他端がダイオード２２のアノード端子に接続されている。ダイオード２２のカソード端子は、パワーサーミスタ１１を介して平滑コンデンサ１２の一端に接続されている。   The harmonic suppression circuit 20 is a PFC (Power Factor Correction) circuit for improving the power factor, and can also suppress the generation of harmonic current as the power factor is improved. The harmonic suppression circuit 20 includes a boost type active filter including a coil 21, a diode 22, and a switching element 23. The coil 21 has one end connected to the positive output terminal of the diode bridge 10 and the other end connected to the anode terminal of the diode 22. The cathode terminal of the diode 22 is connected to one end of the smoothing capacitor 12 via the power thermistor 11.

また、スイッチング素子２３は、コイル２１及びダイオード２２の接続点と、ダイオードブリッジ１の負極出力端子とを主回路により接続するパワーＭＯＳＦＥＴであり、高調波抑制制御回路２４により制御される。高調波抑制制御回路２４は、スイッチング素子２３の制御端子に対し、交流電源よりも十分に周波数の高いＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）変調信号を供給し、入力電流の波形及び位相を入力電圧に一致させて、力率を改善している。   The switching element 23 is a power MOSFET that connects the connection point of the coil 21 and the diode 22 and the negative output terminal of the diode bridge 1 with a main circuit, and is controlled by the harmonic suppression control circuit 24. The harmonic suppression control circuit 24 supplies a PWM (Pulse Wide Modulation) modulation signal having a frequency sufficiently higher than that of the AC power supply to the control terminal of the switching element 23 so that the waveform and phase of the input current match the input voltage. And improve the power factor.

コンバータ回路３０は、２つのスイッチング素子３１，３２と、共振コンデンサ３３と、トランス３４と、ダイオード３５，３６と、平滑コンデンサ３７と、スイッチング制御回路３８により構成される複合共振型のＤＣ／ＤＣコンバータである。スイッチング素子３１，３２は、スイッチング制御回路３８により制御され、デッドタイムを持たせて交互にオンオフされるパワーＭＯＳＦＥＴであり、これらの主回路を接続した直列回路が平滑コンデンサ１２に並列接続されている。   The converter circuit 30 includes a composite resonance type DC / DC converter including two switching elements 31 and 32, a resonance capacitor 33, a transformer 34, diodes 35 and 36, a smoothing capacitor 37, and a switching control circuit 38. It is. The switching elements 31 and 32 are power MOSFETs that are controlled by a switching control circuit 38 and are alternately turned on and off with a dead time, and a series circuit in which these main circuits are connected is connected in parallel to the smoothing capacitor 12. .

共振コンデンサ３３は、トランス３４の１次巻線Ｐ１と直列接続されている。トランス３４は、１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１，Ｓ２を疎結合とし、比較的大きめの漏れインダクタンスを有している。このため、この漏れインダクタンスと、共振コンデンサ３３により共振回路が構成される。この共振回路は、スイッチング素子３１の主回路に並列接続されており、スイッチング素子３１のオン時には短絡され、スイッチング素子３２のオン時には平滑コンデンサ１２の端子間電圧が印加される。なお、上記共振回路はインダクタを更に直列接続して構成してもよい。   The resonant capacitor 33 is connected in series with the primary winding P <b> 1 of the transformer 34. The transformer 34 has a relatively large leakage inductance by loosely coupling the primary winding P1 and the secondary windings S1 and S2. For this reason, a resonance circuit is constituted by this leakage inductance and the resonance capacitor 33. This resonant circuit is connected in parallel to the main circuit of the switching element 31, and is short-circuited when the switching element 31 is on, and a voltage across the smoothing capacitor 12 is applied when the switching element 32 is on. The resonant circuit may be configured by further connecting inductors in series.

トランス３４の２次側は、センタータップにより分割された２次巻線Ｓ１，Ｓ２からなる。２次巻線Ｓ１，Ｓ２の一端は、ダイオード３５，３６のアノード端子にそれぞれ接続されている。これらのダイオード３５，３６のカソード端子は、ともに平滑コンデンサ３７の一端に接続されている。また、平滑コンデンサ３７の他端は、トランス３４のセンタータップに接続されている。つまり、ダイオード３５，３６及び平滑コンデンサ３７により第２整流平滑回路を構成し、トランス３４の２次側電圧は、ダイオード３５，３６により全波整流され、整流された電圧波形が平滑コンデンサ３７によって平滑化され、コンバータ回路３０の出力電圧、つまり、スイッチング電源装置の出力電圧となる。   The secondary side of the transformer 34 includes secondary windings S1 and S2 divided by a center tap. One ends of the secondary windings S1 and S2 are connected to the anode terminals of the diodes 35 and 36, respectively. The cathode terminals of these diodes 35 and 36 are both connected to one end of a smoothing capacitor 37. The other end of the smoothing capacitor 37 is connected to the center tap of the transformer 34. That is, the diodes 35 and 36 and the smoothing capacitor 37 form a second rectifying and smoothing circuit. The secondary side voltage of the transformer 34 is full-wave rectified by the diodes 35 and 36, and the rectified voltage waveform is smoothed by the smoothing capacitor 37. And becomes the output voltage of the converter circuit 30, that is, the output voltage of the switching power supply device.

監視回路６０は、コンバータ回路３０の出力を監視しており、出力電圧及び出力電流に基づいて制御信号を生成している。コンバータ回路３０の一方の出力端子には、電流検出抵抗１４が直列接続されており、監視回路６０による出力電流の監視は、電流検出抵抗１４の端子間電圧に基づいて行われる。なお、コンデンサ１５は、監視回路６０で発生したノイズを抑圧するための手段である。監視回路６０の制御信号は、フォトカプラ１３を介して、スイッチング制御回路３８へ出力される。   The monitoring circuit 60 monitors the output of the converter circuit 30 and generates a control signal based on the output voltage and the output current. The current detection resistor 14 is connected in series to one output terminal of the converter circuit 30, and the monitoring of the output current by the monitoring circuit 60 is performed based on the voltage between the terminals of the current detection resistor 14. The capacitor 15 is a means for suppressing noise generated in the monitoring circuit 60. The control signal of the monitoring circuit 60 is output to the switching control circuit 38 via the photocoupler 13.

フォトカプラ１３は、発光素子及び光電変換素子を光学結合させた信号伝送用の絶縁回路であり、監視回路６０及びスイッチング制御回路３８をフォトカプラ１３を用いて接続することによって、トランス３４の１次側に接続されたスイッチング制御回路３８、２次側に接続された監視回路６０間における電気的絶縁が確保されている。   The photocoupler 13 is an insulating circuit for signal transmission in which a light emitting element and a photoelectric conversion element are optically coupled. By connecting the monitoring circuit 60 and the switching control circuit 38 using the photocoupler 13, the primary of the transformer 34 is obtained. Electrical insulation is ensured between the switching control circuit 38 connected to the side and the monitoring circuit 60 connected to the secondary side.

監視用給電回路５０は、トランス３４の１次側から監視回路６０へ電源供給を行う回路であり、コイル５１、ダイオード５２及び平滑コンデンサ５３からなる。コイル５１は、コイル２１に設けられた副巻線であり、コイル２１と磁気的に結合され、電気的には絶縁されている。コイル５１の誘導電圧は、ダイオード５２により半波整流され、整流された電圧波形が平滑コンデンサ５３によって平滑化され、監視回路６０に供給される。すなわち、監視用給電回路５０の負極出力端子は、コンバータ回路３０の負極出力端子に接続され、正極出力端子は監視回路６０に接続されている。   The monitoring power supply circuit 50 is a circuit that supplies power to the monitoring circuit 60 from the primary side of the transformer 34, and includes a coil 51, a diode 52, and a smoothing capacitor 53. The coil 51 is a sub-winding provided in the coil 21, is magnetically coupled to the coil 21, and is electrically insulated. The induced voltage of the coil 51 is half-wave rectified by the diode 52, and the rectified voltage waveform is smoothed by the smoothing capacitor 53 and supplied to the monitoring circuit 60. That is, the negative output terminal of the monitoring power supply circuit 50 is connected to the negative output terminal of the converter circuit 30, and the positive output terminal is connected to the monitoring circuit 60.

コイル２１は、コンバータ回路３０よりも入力側に設けられており、コンバータ回路３０の出力とは独立して動作している。このため、監視用給電回路５０は、コンバータ回路３０の出力電圧が０Ｖになった場合であっても、監視回路６０へ電源供給を行うことができる。   The coil 21 is provided on the input side of the converter circuit 30 and operates independently of the output of the converter circuit 30. For this reason, the monitoring power supply circuit 50 can supply power to the monitoring circuit 60 even when the output voltage of the converter circuit 30 becomes 0V.

しかも、コイル２１は、高調波電流を抑制するために必要とされるインダクタであることから、コイル５１と、整流平滑回路とを新たに設けるだけで、トランス３４の１次側及び２次側の電気的絶縁を保持しつつ、監視回路６０に電源を供給することができる。つまり、トランスを含む補助電源を新たに設ける場合に比べて、省スペース及び低コストで実現することができる。   In addition, since the coil 21 is an inductor that is required to suppress the harmonic current, only by newly providing the coil 51 and a rectifying / smoothing circuit, the primary side and the secondary side of the transformer 34 are provided. Power can be supplied to the monitoring circuit 60 while maintaining electrical insulation. That is, space saving and low cost can be realized as compared with a case where an auxiliary power source including a transformer is newly provided.

図２は、図１の高調波抑制回路２０の詳細構成例を示した回路図であり、図１に示した回路素子には同一の符号を付している。抵抗Ｒ１は、スイッチング素子２３の主回路に直列接続され、スイッチング素子２３の電流を検出する電流検出手段である。コイルＬ１は、コイル２１に磁気結合され、コイル２１の電圧を検出する電圧検出手段である。高調波抑制制御回路２４は、スイッチング素子２３の電流、コイル２１の電圧及び平滑コンデンサ１２の電圧に基づいて、コイル２１の電流波形を制御している。   FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of the harmonic suppression circuit 20 of FIG. 1, and the circuit elements shown in FIG. The resistor R1 is a current detection unit that is connected in series to the main circuit of the switching element 23 and detects the current of the switching element 23. The coil L1 is a voltage detection unit that is magnetically coupled to the coil 21 and detects the voltage of the coil 21. The harmonic suppression control circuit 24 controls the current waveform of the coil 21 based on the current of the switching element 23, the voltage of the coil 21, and the voltage of the smoothing capacitor 12.

図３は、全波整流回路及び平滑コンデンサのみからなる整流平滑回路の特性を示した図である。図中の（ａ）には全波整流後の電圧波形、（ｂ）には平滑コンデンサの電圧波形、（ｃ）には電流波形が示されている。平滑コンデンサへの充電電流は、図示した通り、電圧波形のピーク付近において導通角の狭いパルス状の電流となる。このため、力率が低下するとともに高調波電流を発生させ、交流電源の送電設備に過大な負担をかけるとともに、同じ交流電源を使用する他の機器にも悪影響を及ぼすおそれがある。従って、高出力タイプのスイッチング電源装置は、多くの場合、高調波抑制回路２０が設けられている。   FIG. 3 is a diagram illustrating the characteristics of a rectifying / smoothing circuit including only a full-wave rectifying circuit and a smoothing capacitor. In the figure, (a) shows the voltage waveform after full-wave rectification, (b) shows the voltage waveform of the smoothing capacitor, and (c) shows the current waveform. The charging current to the smoothing capacitor is a pulsed current having a narrow conduction angle near the peak of the voltage waveform, as shown in the figure. For this reason, while a power factor falls, a harmonic current is generated, an excessive load is put on the power transmission equipment of AC power supply, and there exists a possibility of having a bad influence also on the other apparatus which uses the same AC power supply. Therefore, in many cases, the high-power switching power supply device is provided with the harmonic suppression circuit 20.

図４は、図２の高調波抑制回路２０の動作の一例を示した図である。図中の（ａ）には、高調波抑制制御回路２４により生成されるＰＷＭ変調信号が示され、（ｂ）には、ダイオードブリッジ１０の出力電圧及び出力電流が示されている。スイッチング素子２３のオン期間Ｔｏｎには、コイル２１にダイオードブリッジ１０による全波整流電圧が印加されて出力電流が増大する一方、オフ期間Ｔｏｆｆには出力電流が減少し、出力電流は三角波となる。なお、ダイオード２２は、オン期間Ｔｏｎにスイッチング素子２３を介して平滑コンデンサ１２が放電されるのを防止している。   FIG. 4 is a diagram showing an example of the operation of the harmonic suppression circuit 20 of FIG. (A) in the figure shows the PWM modulation signal generated by the harmonic suppression control circuit 24, and (b) shows the output voltage and output current of the diode bridge 10. In the ON period Ton of the switching element 23, the full-wave rectified voltage by the diode bridge 10 is applied to the coil 21 to increase the output current, while in the OFF period Toff, the output current decreases and the output current becomes a triangular wave. The diode 22 prevents the smoothing capacitor 12 from being discharged through the switching element 23 during the on period Ton.

高調波抑制制御回路２４は、ダイオードブリッジ１０の電流波形の頂点の包絡線をダイオードブリッジ１０の出力電圧波形に一致させるように、ＰＷＭ変調信号のパルス幅を変化させ、スイッチング素子２３のＴｏｎ期間を制御している。このため、電流波形と電圧波形を一致させて力率を改善することができ、高調波電流の発生を抑制することができる。なお、図４では、電流連続型の動作を行わせる場合の例を示したが、高調波抑制制御回路２４は、臨界動作型の動作を行うものであってもよい。   The harmonic suppression control circuit 24 changes the pulse width of the PWM modulation signal so that the envelope of the peak of the current waveform of the diode bridge 10 matches the output voltage waveform of the diode bridge 10, and sets the Ton period of the switching element 23. I have control. For this reason, a power waveform can be improved by making a current waveform and a voltage waveform correspond, and generation | occurrence | production of a harmonic current can be suppressed. Although FIG. 4 shows an example in which a continuous current type operation is performed, the harmonic suppression control circuit 24 may perform a critical operation type operation.

図５は、図１のコンバータ回路３０の詳細構成例を示した回路図であり、図１に示した回路素子には同一の符号を付している。なお、図１では、スイッチング素子３１及び３２をともに他励発振させる回路を一例として示したが、図５では、他の例として、スイッチング素子３２を他励発振させ、スイッチング素子３１を自励発振させる回路の詳細構成が示されている。   FIG. 5 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of the converter circuit 30 in FIG. 1, and the circuit elements shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. FIG. 1 shows an example of a circuit that oscillates both the switching elements 31 and 32 as an example, but FIG. 5 shows another example of oscillating the switching element 32 and self-oscillating the switching element 31 as another example. The detailed configuration of the circuit to be performed is shown.

トランス３４は、３つの１次巻線Ｐ１〜Ｐ３を備えている。１次巻線Ｐ１は２次側への電力供給用、１次巻線Ｐ２はスイッチング素子３１の制御用、１次巻線Ｐ３はスイッチング制御回路３８の駆動及び制御用である。   The transformer 34 includes three primary windings P1 to P3. The primary winding P1 is for supplying power to the secondary side, the primary winding P2 is for controlling the switching element 31, and the primary winding P3 is for driving and controlling the switching control circuit 38.

スイッチング素子３１の制御端子には、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びダイオードＤ１を介して、１次巻線Ｐ２の電圧が印加されている。すなわち、１次巻線Ｐ１の電圧に基づいて、スイッチング素子３１のスイッチング制御が行われる。抵抗Ｒ２及びＲ３は並列接続され、抵抗Ｒ２側にはダイオードＤ１が直列接続されている。このため、電流の向きに応じて合成抵抗値を異ならせ、１次巻線Ｐ１の電圧の立ち上がり時におけるスイッチング素子３１のオン動作を遅らせて、デッドタイムを確保している。   The voltage of the primary winding P2 is applied to the control terminal of the switching element 31 via the resistors R2, R3 and the diode D1. That is, switching control of the switching element 31 is performed based on the voltage of the primary winding P1. The resistors R2 and R3 are connected in parallel, and a diode D1 is connected in series on the resistor R2 side. For this reason, the combined resistance value is varied according to the direction of the current, and the on-operation of the switching element 31 at the time of rising of the voltage of the primary winding P1 is delayed to ensure the dead time.

抵抗Ｒ４は、スイッチング素子３２の電流を検出するための電流検出手段であり、その端子間電圧が、スイッチング制御回路３８に入力されている。１次巻線Ｐ３の電圧は、ダイオードＤ３により半波整流され、コンデンサＣ１により平滑化され、スイッチング制御回路３８に電源として供給される。また、１次巻線Ｐ３の電圧は、抵抗Ｒ５及びＲ６により分圧され、スイッチング制御回路３８に入力される。さらに、スイッチング制御回路３８には、フォトカプラ１３を介して監視回路６０からの制御信号が入力されている。なお、ダイオードＤ２，Ｄ４は、スイッチング制御回路３８の保護回路である。   The resistor R <b> 4 is current detection means for detecting the current of the switching element 32, and the voltage between the terminals is input to the switching control circuit 38. The voltage of the primary winding P3 is half-wave rectified by the diode D3, smoothed by the capacitor C1, and supplied to the switching control circuit 38 as a power source. The voltage of the primary winding P3 is divided by the resistors R5 and R6 and input to the switching control circuit 38. Furthermore, a control signal from the monitoring circuit 60 is input to the switching control circuit 38 via the photocoupler 13. The diodes D2 and D4 are protection circuits for the switching control circuit 38.

図６は、図５のコンバータ回路３０の動作例を示した波形図である。図中のＶ_Ｇ，Ｖ_３２，Ｉ_３２は、スイッチング素子３２の制御電圧、主回路の電圧、電流であり、Ｖ_３１，Ｉ_３１は、スイッチング素子３１の主回路の電圧、電流である。また、Ｖ_Ｐ１は１次巻線Ｐ１の電圧であり、Ｉ_３５，Ｉ_３６は、ダイオード３５，３６の電流である。 FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation example of the converter circuit 30 of FIG. In the figure, V _G , V ₃₂ , and I ₃₂ are the control voltage of the switching element 32, the voltage and current of the main circuit, and V ₃₁ and I ₃₁ are the voltage and current of the main circuit of the switching element 31. V _P1 is the voltage of the primary winding P1, and I ₃₅ and I ₃₆ are currents of the diodes 35 and 36, respectively.

スイッチング素子３１がオフ状態のときにスイッチング素子３２をオンすると、共振コンデンサ３３及び１次巻線Ｐ１からなる共振回路に正弦波状の共振電流が流れ、コンデンサ３３に静電エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子３２をオフした後、貫通電流を防止するためのデッドタイムを設けてスイッチング素子３１をオンすれば、共振コンデンサ３３の静電エネルギーが放出され、共振回路には正弦波状の共振電流が逆方向に流れる。その後は、同様にして、スイッチング素子３２をオフし、デッドタイムを設けてスイッチング素子３１が再びオンされる。この様な動作が繰り返され、共振電流のエネルギーがトランス３４の２次側へ伝達される。   When the switching element 32 is turned on while the switching element 31 is in the off state, a sinusoidal resonance current flows through the resonance circuit including the resonance capacitor 33 and the primary winding P 1, and electrostatic energy is accumulated in the capacitor 33. Next, after switching element 32 is turned off, if switching element 31 is turned on with a dead time for preventing a through current, electrostatic energy of resonant capacitor 33 is released, and the resonance circuit has a sinusoidal resonance. Current flows in the opposite direction. Thereafter, similarly, the switching element 32 is turned off, the dead time is provided, and the switching element 31 is turned on again. Such an operation is repeated, and the energy of the resonance current is transmitted to the secondary side of the transformer 34.

従って、コンバータ回路３０の出力電力は、共振電流に基づくエネルギーで決まり、スイッチング制御回路３８がスイッチング素子３１のオン期間を調整することにより出力電力が制御される。スイッチング素子３２のオン期間は、監視回路６０からの制御信号に基づいて決定される。すなわち、コンバータ回路３０の出力電圧が一定値を超えた場合、あるいは、出力電流が一定値を超えた場合にスイッチング素子３２のオン期間を短かくして、出力電圧及び出力電流がともに定格値を超えないように制御している。   Therefore, the output power of the converter circuit 30 is determined by the energy based on the resonance current, and the output power is controlled by the switching control circuit 38 adjusting the ON period of the switching element 31. The on period of the switching element 32 is determined based on a control signal from the monitoring circuit 60. That is, when the output voltage of the converter circuit 30 exceeds a certain value, or when the output current exceeds a certain value, the ON period of the switching element 32 is shortened so that both the output voltage and the output current do not exceed the rated values. So that it is controlled.

また、スイッチング素子３１，３２は、ともに主回路の端子間電圧がゼロ電圧の場合にスイッチングさせている。スイッチング素子３１，３２は、主回路に並列の寄生ダイオード（不図示）を有しており、一方がオフされた直後は、他方の寄生ダイオードを介して電流が流れる。この転流期間に他方をオンさせれば、ゼロ電圧でスイッチングすることができる。このため、スイッチング制御回路３８は、スイッチング素子３２の電流及び１次巻線Ｐ３の電圧に基づいて、スイッチング素子３２のオン動作のタイミングを決定している。   The switching elements 31 and 32 are switched when the voltage between the terminals of the main circuit is zero voltage. The switching elements 31 and 32 have a parasitic diode (not shown) in parallel with the main circuit, and a current flows through the other parasitic diode immediately after one of them is turned off. If the other is turned on during this commutation period, switching can be performed with zero voltage. For this reason, the switching control circuit 38 determines the ON operation timing of the switching element 32 based on the current of the switching element 32 and the voltage of the primary winding P3.

図７は、図１の監視回路６０の詳細構成例を示した回路図である。この監視回路６０は、コンバータ回路３０の出力電圧及び出力電流を監視し、出力電圧が定格値を超えた場合と、出力電流が定格値を超えた場合に、フォトカプラ１３を介して、スイッチング制御回路３８へ制御信号を出力する。   FIG. 7 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of the monitoring circuit 60 of FIG. The monitoring circuit 60 monitors the output voltage and output current of the converter circuit 30, and performs switching control via the photocoupler 13 when the output voltage exceeds the rated value and when the output current exceeds the rated value. A control signal is output to the circuit 38.

監視回路６０は、逆流防止用のダイオードＤ５，Ｄ６を介して、監視用給電回路５０及びコンバータ回路３０から電源が供給される。ダイオードＤ５，Ｄ６のアノード端子は、それぞれ監視用給電回路５０，コンバータ回路３０の正極出力端子に接続され、カソード端子は互いに接続されている。このため、監視回路６０は、監視用給電回路５０及びコンバータ回路３０のうち、出力電圧の高い方から電源供給されるとともに、両回路３０，５０の一方の出力電圧が他方の出力電圧に影響を与えないように構成されている。   The monitoring circuit 60 is supplied with power from the monitoring power supply circuit 50 and the converter circuit 30 via backflow prevention diodes D5 and D6. The anode terminals of the diodes D5 and D6 are connected to the positive output terminals of the monitoring power supply circuit 50 and the converter circuit 30, respectively, and the cathode terminals are connected to each other. For this reason, the monitoring circuit 60 is supplied with power from the higher one of the monitoring power supply circuit 50 and the converter circuit 30 and the output voltage of one of the circuits 30 and 50 affects the output voltage of the other. It is configured not to give.

オペアンプＯＰ１は出力電圧検出手段であり、コンバータ回路３０の出力電圧が所定値を超えた場合に出力レベルを低下させ、フォトカプラ１３の発光素子を点灯させる。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、シャントレギュレータＳＲにより生成される基準電圧が入力され、反転入力端子には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧されたコンバータ回路３０の出力電圧が入力されている。従って、この分圧電圧が基準電圧以下になれば、フォトカプラ１３の入力側が通電し、コンバータ回路３０へ制御信号が出力される。   The operational amplifier OP1 is output voltage detection means, and when the output voltage of the converter circuit 30 exceeds a predetermined value, the output level is lowered and the light emitting element of the photocoupler 13 is turned on. The reference voltage generated by the shunt regulator SR is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, and the output voltage of the converter circuit 30 divided by the resistors R9 and R10 is input to the inverting input terminal. Therefore, when the divided voltage becomes equal to or lower than the reference voltage, the input side of the photocoupler 13 is energized and a control signal is output to the converter circuit 30.

オペアンプＯＰ２は出力電流検出手段であり、コンバータ回路３０の出力電流が所定値を超えた場合に出力レベルを低下させ、フォトカプラ１３の発光素子を点灯させる。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には、上記基準電圧に対する電流検出抵抗１４の一端（コンバータ回路３０側）の電圧が抵抗Ｒ１３，Ｒ１６により分圧されて入力されている。反転入力端子には、上記基準電圧に対する電流検出抵抗１４の他端（負荷側）の電圧が抵抗Ｒ１４，Ｒ１５により分圧されて入力されている。従って、電流検出抵抗１４における電圧降下が所定値以上になれば、フォトカプラ１３の入力側が通電し、コンバータ回路３０へ制御信号が出力される。   The operational amplifier OP2 is an output current detecting means, and when the output current of the converter circuit 30 exceeds a predetermined value, the output level is lowered and the light emitting element of the photocoupler 13 is turned on. A voltage at one end (converter circuit 30 side) of the current detection resistor 14 with respect to the reference voltage is divided and input by resistors R13 and R16 to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2. The voltage at the other end (load side) of the current detection resistor 14 with respect to the reference voltage is divided and input by resistors R14 and R15 to the inverting input terminal. Therefore, when the voltage drop in the current detection resistor 14 exceeds a predetermined value, the input side of the photocoupler 13 is energized and a control signal is output to the converter circuit 30.

ダイオードＤ７，Ｄ８は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２のいずれかが低レベルを出力すれば、フォトカプラ１３の発光素子を点灯させるアンド回路（負論理のオア回路）である。つまり、監視回路６０は、出力電圧が定格値を超えた場合と、出力電流が定格値を超えた場合に制御信号を生成し、スイッチング制御回路３８は、この制御信号に基づいて出力電力を低下させる。このため、１個のフォトカプラ１３を介して、監視回路６０及びスイッチング制御回路３８を接続し、１つの制御信号を伝送するだけで、電圧制御と電流制御を同時に実現することができる。   The diodes D7 and D8 are AND circuits (negative logic OR circuits) that turn on the light emitting elements of the photocoupler 13 when either of the operational amplifiers OP1 and OP2 outputs a low level. That is, the monitoring circuit 60 generates a control signal when the output voltage exceeds the rated value and when the output current exceeds the rated value, and the switching control circuit 38 reduces the output power based on the control signal. Let For this reason, voltage control and current control can be realized simultaneously by simply connecting the monitoring circuit 60 and the switching control circuit 38 via one photocoupler 13 and transmitting one control signal.

図８は、図１のコイル２１及びコイル５１の一構成例を示した断面図である。コイル２１はトランス３４の１次側に接続され、コイル５１は２次側に接続されている。このため安全性確保の観点から、電源装置ではトランス３４の１次側及び２次側に十分な絶縁耐圧を確保しておく必要があり、コイル２１及びコイル５１は、通常のトランスと同様の絶縁対策を実施しておく必要がある。   FIG. 8 is a cross-sectional view showing a configuration example of the coil 21 and the coil 51 of FIG. The coil 21 is connected to the primary side of the transformer 34, and the coil 51 is connected to the secondary side. For this reason, from the viewpoint of ensuring safety, it is necessary for the power supply device to ensure sufficient withstand voltage on the primary side and the secondary side of the transformer 34, and the coil 21 and the coil 51 are insulated in the same manner as a normal transformer. It is necessary to take measures.

コイル２１と、その副巻線であるコイル５１は、ともにコアが装着されたボビン７１に巻き付けられている。コイル２１，５１の巻線間には、層間テープ７２が配置され、それぞれの巻幅方向の両端部には、バリアテープ７３が配置されている。層間テープ７２及びバリアテープ７３は、いずれも絶縁性素材からなり、コイル２１，５１間に、例えば漏れ電流が流れないようにするなど、所定の絶縁性能が得られるように電気的に絶縁されている。ただし、コイル２１，５１のいずれか一方に、３層絶縁線を用いれば、層間テープ７２及びバリアテープ７３を用いなくても、電気的絶縁を確保することができる。   The coil 21 and the coil 51 which is a sub winding thereof are both wound around a bobbin 71 on which a core is mounted. An interlayer tape 72 is disposed between the windings of the coils 21 and 51, and barrier tapes 73 are disposed at both ends in the winding width direction. The interlayer tape 72 and the barrier tape 73 are both made of an insulating material, and are electrically insulated so as to obtain a predetermined insulation performance such as preventing leakage current from flowing between the coils 21 and 51. Yes. However, if a three-layer insulation wire is used for either one of the coils 21 and 51, electrical insulation can be ensured without using the interlayer tape 72 and the barrier tape 73.

本実施の形態によれば、高調波抑制回路２０のコイル２１に磁気結合させたコイル５１からなる監視用給電回路６０を設け、コンバータ回路３０の出力を監視する監視回路６０へ電源供給を行っている。つまり、コンバータ回路３０内のトランスよりも前段から電源供給を行っているため、監視回路５０は、出力電圧が低下した場合でも動作させることができる。しかも、高調波抑制回路２０に必要なコイル２１を利用して電源供給するため、新たに補助電源を設ける場合に比べて、装置を小型化することができ、また、製造コストも低減することができる。   According to the present embodiment, the monitoring power supply circuit 60 including the coil 51 magnetically coupled to the coil 21 of the harmonic suppression circuit 20 is provided, and power is supplied to the monitoring circuit 60 that monitors the output of the converter circuit 30. Yes. That is, since the power is supplied from the stage before the transformer in the converter circuit 30, the monitoring circuit 50 can be operated even when the output voltage is lowered. In addition, since the power is supplied using the coil 21 necessary for the harmonic suppression circuit 20, the apparatus can be downsized and the manufacturing cost can be reduced as compared with the case where a new auxiliary power supply is provided. it can.

また、本実施の形態によれば、監視回路６０が、定電流垂下特性を有する共振型コンバータ３０の出力電流を監視し、定格値を超えれば制御信号を出力し、スイッチング制御回路３８が、この制御信号に基づいて出力電力を低下させている。このため、高効率の共振型コンバータ３０を採用したスイッチング電源装置において、自動復帰可能に定格値を超える過電流出力を抑制することができる。また、定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置を実現することができる。   Further, according to the present embodiment, the monitoring circuit 60 monitors the output current of the resonant converter 30 having a constant current drooping characteristic, and outputs a control signal if the rated value is exceeded, and the switching control circuit 38 The output power is reduced based on the control signal. For this reason, in the switching power supply apparatus employing the high-efficiency resonant converter 30, an overcurrent output exceeding the rated value can be suppressed so as to be able to automatically recover. In addition, a switching power supply device having a constant current drooping characteristic can be realized.

なお、本実施の形態では、コンバータ回路３０について具体的な回路構成を例示して説明したが、本発明は、例示した具体的な回路構成を有するスイッチング電源装置には限定されない。すなわち、定電力垂下型の出力特性を有するＤＣ／ＤＣコンバータ、特に、共振型コンバータに適用することが好適であるが、その他の出力特性を有するＤＣ／ＤＣコンバータ、つまり、スイッチング回路を用いてトランスの１次側へ印加される電圧及び電流の少なくとも一方をスイッチング動作により制御する様々なＤＣ／ＤＣコンバータに適用することができる。   In the present embodiment, the converter circuit 30 has been described with reference to a specific circuit configuration. However, the present invention is not limited to the switching power supply device having the specific circuit configuration illustrated. In other words, the DC / DC converter having a constant power drooping type output characteristic, particularly a resonance type converter, is suitable, but a DC / DC converter having other output characteristics, that is, a transformer using a switching circuit. The present invention can be applied to various DC / DC converters that control at least one of a voltage and a current applied to the primary side of each of them by a switching operation.

また、本実施の形態では、高調波抑制回路について具体的な回路構成を例示して説明したが、本発明は、例示した具体的な回路構成からなるスイッチング電源装置には限定されない。すなわち、コイルを有する高調波抑制回路であれば、異なる回路構成を採用している場合にも適用することができる。   In the present embodiment, the harmonic suppression circuit has been described with reference to a specific circuit configuration. However, the present invention is not limited to the switching power supply device having the specific circuit configuration illustrated. In other words, any harmonic suppression circuit having a coil can be applied even when different circuit configurations are employed.

本発明によるスイッチング電源装置の一構成例を示した図である。It is the figure which showed one structural example of the switching power supply device by this invention. 図１の高調波抑制回路２０の詳細構成例を示した回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration example of a harmonic suppression circuit 20 in FIG. 1. 全波整流回路及び平滑コンデンサのみからなる整流平滑回路の特性を示した図である。It is the figure which showed the characteristic of the rectification smoothing circuit which consists only of a full wave rectification circuit and a smoothing capacitor. 図２の高調波抑制回路２０の動作の一例を示した図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the operation of the harmonic suppression circuit 20 of FIG. 2. 図１のコンバータ回路３０の詳細構成例を示した回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration example of a converter circuit 30 in FIG. 1. 図５のコンバータ回路３０の動作例を示した波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation example of the converter circuit 30 of FIG. 5. 図１の監視回路６０の詳細構成例を示した回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration example of a monitoring circuit 60 in FIG. 1. 図１のコイル２１及びコイル５１の一構成例を示した断面図である。It is sectional drawing which showed the example of 1 structure of the coil 21 and the coil 51 of FIG. 従来のスイッチング電源装置の一例を示した図である。It is the figure which showed an example of the conventional switching power supply device. 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性を比較して示した図である。It is the figure which compared and showed the output characteristic of the conventional DC / DC converter.

符号の説明Explanation of symbols

１０ ダイオードブリッジ
１１ パワーサーミスタ
１２ 平滑コンデンサ
１３ フォトカプラ
１４ 電流検出抵抗
２０ 高調波抑制回路
２１ コイル
２２ ダイオード
２３ スイッチング素子
２４ 高調波抑制制御回路
３０ 複合共振型コンバータ
３１，３２ スイッチング素子
３３ 共振コンデンサ
３４ トランス
３５，３６ ダイオード
３７ 平滑コンデンサ
３８ スイッチング制御回路
５０ 監視用給電回路
５１ コイル
５２ ダイオード
５３ 平滑コンデンサ
６０ 監視回路
Ｐ１〜Ｐ３ １次巻線
Ｓ１，Ｓ２ ２次巻線
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Diode bridge 11 Power thermistor 12 Smoothing capacitor 13 Photocoupler 14 Current detection resistor 20 Harmonic suppression circuit 21 Coil 22 Diode 23 Switching element 24 Harmonic suppression control circuit 30 Composite resonance type converters 31 and 32 Switching element 33 Resonance capacitor 34 Transformer 35 , 36 Diode 37 Smoothing capacitor 38 Switching control circuit 50 Monitoring power supply circuit 51 Coil 52 Diode 53 Smoothing capacitor 60 Monitoring circuits P1 to P3 Primary winding S1, S2 Secondary winding

Claims (5)

交流電源を整流する整流回路、及び、この整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサからなる第１整流平滑回路と、
上記第１整流平滑回路に電気的に接続されたトランスの１次側に対し、印加される電圧及び電流の少なくとも一方をスイッチング動作により制御するスイッチング回路、及び、上記トランスの２次側に接続された第２整流平滑回路からなるＤＣ／ＤＣコンバータと、
上記整流回路及び上記平滑コンデンサ間に接続され、高調波電流を抑制するための第１コイルを有する高調波抑制回路と、
上記第１コイルに絶縁状態で磁気結合され、上記第１コイルから電力を受ける第２コイルと、
上記第２コイルから供給される電力により駆動され、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を監視する監視回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 A first rectifying / smoothing circuit comprising a rectifying circuit for rectifying an AC power supply, and a smoothing capacitor for smoothing an output voltage of the rectifying circuit;
A switching circuit that controls at least one of applied voltage and current by a switching operation with respect to a primary side of a transformer electrically connected to the first rectifying and smoothing circuit, and a secondary side of the transformer. A DC / DC converter comprising a second rectifying and smoothing circuit;
A harmonic suppression circuit connected between the rectifier circuit and the smoothing capacitor and having a first coil for suppressing harmonic current;
A second coil that is magnetically coupled to the first coil and receives power from the first coil;
A switching power supply comprising: a monitoring circuit that is driven by power supplied from the second coil and that monitors the output of the DC / DC converter. 上記監視回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に基づいて制御信号を生成し、
上記スイッチング回路は、光学式絶縁回路を介して監視回路から受信した制御信号に基づいて、スイッチング動作を行うことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The monitoring circuit generates a control signal based on the output of the DC / DC converter,
The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching circuit performs a switching operation based on a control signal received from a monitoring circuit via an optical insulating circuit. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの１次側に共振コンデンサを直列接続した共振回路を備え、
上記スイッチング回路が、上記共振回路に印加される電圧及び電流の少なくとも一方を制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。 The DC / DC converter includes a resonance circuit in which a resonance capacitor is connected in series on the primary side of the transformer,
The switching power supply device according to claim 2, wherein the switching circuit controls at least one of a voltage and a current applied to the resonance circuit. 上記監視回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に基づいて制御信号を生成し、
上記スイッチング回路は、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。 The monitoring circuit generates a control signal based on the output current of the DC / DC converter,
The switching power supply device according to claim 3, wherein the switching circuit reduces output power of the DC / DC converter based on a control signal. 上記監視回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定値を超えた場合と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が所定値を超えた場合に制御信号を生成し、
上記スイッチング回路は、制御信号に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
The monitoring circuit generates a control signal when the output voltage of the DC / DC converter exceeds a predetermined value and when the output current of the DC / DC converter exceeds a predetermined value,
The switching power supply according to claim 4, wherein the switching circuit reduces output power of the DC / DC converter based on a control signal.

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