JP2005167541A

JP2005167541A - 送信機

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Publication number: JP2005167541A
Application number: JP2003402615A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Tanabe; 充田邊; Koichiro Tanaka; 宏一郎田中
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-12-02
Filing date: 2003-12-02
Publication date: 2005-06-23
Also published as: US20050118965A1; CN1625060A

Abstract

【課題】スペクトラム劣化のない温度特性補正方法を提供する。
【解決手段】変調信号のうちの振幅成分と位相成分とを高周波電力増幅器３０５の高周波入力端子と電源端子にそれぞれ入力し、高周波電力増幅器３０５の出力からもとの変調波を得る。高周波電力増幅器３０５の出力を出力検出部３０９で検出し、あらかじめ種々の温度環境で測定され、保存された、補正データテーブル３１１のうち、その検出電圧に最も近い検出電圧に対する補正データをセレクタ３１０で選択し、位相振幅補正手段３０３によって振幅成分、位相成分の補正を行ことで、スペクトラム劣化のないEER動作を可能とした。
【選択図】図３

Description

本発明は無線送信機に関するものである。

一般に、振幅変調を伴う変調信号において、特にＱＡＭ（直交振幅変調）などの多値変調においては、アンテナへ電力を送信するための高周波電力増幅器には線形動作が必要となる。そのため、高周波電力増幅器の動作級としてはＡ級、あるいはＡＢ級などが用いられてきた。

しかしながら、通信のブロードバンド化に伴い、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などマルチキャリアを用いる通信方式が利用され始め、従来のＡ級、ＡＢ級の高周波電力増幅器では高効率化が期待できなくなった。すなわち、ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生し、平均電力とその瞬間最大電力との比、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。そのため、平均電力よりかなり大きなピーク電力も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。その結果、ピーク電力が出力される以外の時間について、ピーク電力を補償するピーク電圧と平均電力を補償する平均電圧の差と電流の掛け算で与えられる直流電力はほとんど熱となって捨てられる。その結果、電源効率は大きく低下してしまう。

このため、例えば電源として電池を用いる携帯型の無線機では、連続使用可能時間が短くなり、実用上問題が生じる。

このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば特許文献１参照。）。

図６はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図６において、ＯＦＤＭ信号生成手段６０１によって生成したＯＦＤＭ信号は位相振幅分離手段６０２によって位相成分と、振幅成分に分けられる。具体的には、６０１によって生成されたOFDMのI、Qのベクトル波はその振幅成分√（I²＋Q²）と位相成分θ=tan-1（Q/I）に分けられる。位相成分は後述の直交変調器６０４への入力に適するよう、複素数exp(jθ)の実部と虚部との対で表す。位相成分は直交変調器６０４によって変調され、高周波信号電力の形で高周波電力増幅器６０５の信号入力に入力される。また、振幅成分は直流直流変換器６０３を経て、高周波電力増幅器６０５の電源端子に入力される。

ＯＦＤＭ信号の例として、無線ＬＡＮのＩＥＥＥの標準規格である８０２．１１ａのＯＦＤＭ信号をあげると、規格で規定されている変調精度（ＥＶＭ）の規格値５．６％を満足するには高周波電力増幅器６０５はその最大飽和電力レベルから７ｄＢ低いところ（バックオフ７ｄＢ）で動作させなければならない。これは高周波電力増幅器６０５の出力能力を２０％しか利用していないことに相当する。Ａ級アンプを用いたとすると、その最大ドレイン効率（入力直流電力に対する出力高周波電力の比）は５０％であり、出力電力によらず消費電力は一定なので、この例のＯＦＤＭ変調波を入力した場合、その効率は最大で１０％となる。このように通常のＡ級の高周波電力増幅器では高効率化を達成することはできない。

この問題を解決するため、ＥＥＲ法では高周波電力増幅器６０５の信号入力に定包絡振幅の位相変調波を入力し、振幅成分は電源端子から入力する。振幅情報と位相情報は高周波電力増幅器６０５出力で掛け合わされ、元のOFDMベクトル変調波が復元される。このような構成をとることにより、高周波電力増幅器６０５はほぼバックオフが０ｄＢのところで使用することができ、たとえば動作級がＡ級であれば、その最大効率５０％近くのドレイン効率が実現できる。また、動作級として線形動作でない動作級、たとえばＢ級、Ｃ級、Ｅ級、Ｆ級などを用いることもでき、これらのドレイン効率は、Ａ級動作のそれよりも高いことから、さらに高効率化を実現できる。

一般に、ＥＥＲ法では前述のような特に高効率な動作級の高周波電力増幅器６０５を用いる場合、信号の振幅と位相にあらかじめ高周波電力増幅器６０５で正しく出力されるよう補正を加える必要がある。このような、歪み補償型増幅器では、図７のように高周波電力増幅器７０４の出力を帰還し、周波数変換器７０５で周波数をIF帯にダウンコンバートした後、直交検波器７０６によってIとQの信号を検出し、検出したIQ信号に基づいて、補償値更新部７０７が補償値を最適化し、補償値テーブル７０８に出力していた（例えば特許文献２参照。）。しかしながら、最適化の処理が複雑で、また帰還のための回路に電力増幅に関係のない無駄な消費電力を必要とするため、送信機の低消費電力化の妨げとなっていた。この問題に鑑みこのような複雑さを回避するため、図８のように高周波電力増幅器８０４の周辺に温度測定部８０５を設け、高周波電力増幅器８０４の温度状態に対応し、高周波電力増幅器８０４で増幅される信号の波形歪み補償するための複数の補償値をあらかじめ格納した補償値テーブル８０７から、補償値テーブルをセレクタ８０６で選択して補償する方法が提案されている。
米国特許第６２５６４８２号明細書（図面３ページ、図６）特開２００１−３２０２４６号公報（５ページ、図１、図３）

しかしながら、高周波電力増幅器８０４の周辺温度でテーブル補正をする場合、周辺温度は環境によって影響を受けやすいため、測定温度は必ずしも高周波電力増幅器８０４のチャネル内部の実温度を示しているとはいえない。

特にＥＥＲ法では、振幅成分と位相成分に信号を分離した際、ＤＡＣの帯域や直交変調器の帯域による制限が加わるため、一般にＡ級線形動作をした場合のスペクトラムに比べて、特に次隣接チャネル漏洩電力が悪化する傾向にある。歪み補償の不完全性は、次隣接チャネル漏洩電力をさらに悪化させるため、ＥＥＲ法では許容できない。

したがって、高周波電力増幅器の出力を反映する必要があるが、第２の従来例のように複雑な処理、回路を介した場合、高効率化の妨げになり、特にＥＥＲ法のように送信機の電力効率の改善を目的とした場合、ＥＥＲ法による改善効果を相殺してしまう。

本発明の目的は、高効率にかつ、正確に高周波電力増幅器の温度特性を補償する方法を提供する。

上記の目的を達成するため、本発明の請求項１記載の送信機は、前記高周波電力増幅器の出力にあって、前記高周波電力増幅器の出力電力に比例する電力を結合する電力結合手段と、前記電力結合手段の出力電圧を検出する手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果に対して前記高周波増幅器に入力される変調波に変更を行うための補正データテーブルを記録した記憶手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果にしたがって、前記記憶手段から対応する補正データを参照し、変調波に変更を加える手段、とを備えることで構成する。

この構成によれば、高周波電力増幅器の出力電力を検出するため、高周波電力増幅器のチャネル温度を正しく検出できるため補正が正確に行え、かつ構成が簡単なため消費電力の増加を引き起こさず、送信機の高効率化を維持したまま温度特性の正確な補償が可能となる。

上記の目的を達成するため、本発明の請求項２記載の送信機は、少なくとも変調波信号を発生する変調波信号発生手段と、前記変調波信号発生手段により出力された前記変調波信号を位相成分と振幅成分とに極座標変換する位相振幅分離手段と、定電圧源と、前記振幅成分と前記定電圧源の出力電圧を入力とし、前記振幅成分成分に比例する電圧に定電圧源の電圧を電圧変換する直流直流変換手段と、前記位相成分を信号入力端子に入力し、前記直流直流変換手段の出力を電源端子に入力し、結果として前記振幅成分と位相成分とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器において、前記高周波電力増幅器の出力にあって、前記高周波電力増幅器の出力電力に比例する電力を結合する電力結合手段と、前記電力結合手段の出力電圧を検出する手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果に対して前記高周波増幅器に入力される振幅、位相成分に変更を行うための補正データテーブルを記録した記憶手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果にしたがって、前記記憶手段から対応する補正データを参照し、前記位相振幅分離手段の出力に変更を加える手段、とを備えることで構成する。

この構成によれば、高周波電力増幅器の出力電力を検出するため、高周波電力増幅器のチャネル温度を正しく検出でき、かつ構成が簡単なため消費電力の増加を引き起こさず、ＥＥＲ方式を用いた送信機の高効率化を維持したまま温度特性の正確な補償が可能となる。

本発明の請求項３記載の送信機は、請求項２記載の送信機において、前記高周波電力増幅器と前記変調波信号を位相成分と振幅成分に分離する手段の位相成分の出力との間に周波数変換手段を有することで構成する。

この構成によれば、DAＣの帯域はせいぜい数百メガであるため、搬送波がGHｚを超えるような場合これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をＧＨｚ帯などにアップコンバートできる。

従来技術では高周波電力増幅器の周辺温度を評価していたのに対し、請求項１記載の送信機によれば、高周波電力増幅器の出力電力を検出するため、高周波電力増幅器のチャネル温度を正しく検出でき、その結果補正が正確に行える。また他の従来の技術では、高出力電力増幅器の出力を周波数変換し直交検波し、得られたＩＱデータから補償値テーブルの更新を行っていたのに対し、請求項１記載の送信機によれば、出力電圧を検波するため構成が簡単で、消費電力の増加を引き起こさず、送信機の高効率化を維持したまま温度特性の正確な補償が可能となる。

また、請求項２記載の送信機によれば、高周波電力増幅器の出力電力を検出するため、高周波電力増幅器のチャネル温度を正しく検出できるため補正が正確に行える。また他の従来の技術では、高出力電力増幅器の出力を周波数変換し直交検波し、得られたＩＱデータから補償値テーブルの更新を行っていたのに対し、請求項２記載の送信機によれば、出力電力振幅を検波するため構成が簡単で、消費電力の増加を引き起こさず、送信機の高効率化を維持したまま温度特性の正確な補償が可能となり、スペクトラムマスクにマージンのないＥＥＲ方式において、スペクトラムの劣化を起こすことなく温度補正が行える。

また、請求項３記載の送信機によれば、位相振幅分離手段の帯域はせいぜい数百ＭＨｚであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合、これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできる。

（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。本実施の形態では、変調波としてＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）を考える。ＱＰＳＫは４値のデジタル変調方式でＸ軸と同じ方向のＩｎ−Ｐｈａｓｅ信号（Ｉ）と、Ｙ軸と同じ方向のＩｎ−Ｐｈａｓｅ信号と９０度位相のずれたＱｕａｄｒａｔｕｒｅ信号（Ｑ）をベクトル合成することにより、ＸＹ座標上にデジタル信号をマッピングする。

図１は本発明の実施の形態による送信機のブロック図を示している。この送信機は、図１に示すように、ＱＰＳＫ信号生成手段１０１と、ＩＱ信号補正手段１０２と、直交変調器１０３と、高周波電力増幅器１０４、出力結合部１０５と、出力検出部１０６と、セレクタ１０７と、補正テーブル１０８と、電源１０９と、で構成されている。

上記のＱＰＳＫ信号生成手段１０１は、ＱＰＳＫ信号を生成するもので、変調波信号を発生する変調波信号発生手段に相当する。

セレクタ１０７は高周波電力増幅器１０４の出力電力レベルに対応する補正テーブルデータを補正テーブル１０８から選択する。その構成はたとえば出力検出部から入力されたアナログ電圧をセレクタ１０７に内蔵されるADコンバータによってデジタル化し、セレクタ１０７内部で有する補正テーブル取得時の電圧データと比較し、その電圧データと最も近い補正データのアドレスを指定する。

あるいは、出力検出部のアナログ電圧は、複数のコンパレータによって、補正テーブル取得時の電圧レベルと比較され、複数のコンパレータ出力の出力パターンによって補正テーブルのアドレス指定が行われる。

補正テーブル１０８はたとえばセレクタ１０７からのアドレス指定によって、補正A〜Dの補正データを出力する。補正データA〜Dはたとえば次のように決定する。

Aは常温での評価の結果得られた補正データ系列、Bは絶対定格で規定する最高温度での評価の結果得られた補正データ系列、Cは絶対定格で規定する最低温度での評価の結果得られた補正データ系列、Dは絶対定格と常温との間の温での評価の結果得られた補正データ系列である。

補正データ系列Ａ〜Ｄのそれぞれは、高周波電力増幅器から出力させたい信号振幅に対して、高周波電力増幅器１０４に対して与えるべき電源電圧と位相成分に対して与えるべき位相回転とを記録したものである。理想的には高周波電力増幅器１０４において、出力信号振幅が電源電圧に完全に比例し、かつ電源電圧を変えても出力信号と入力信号との位相差は一定であればよい。しかし実際にはそうならないため、出力させたい信号振幅に対して電源電圧と入力信号の位相を補正することが必要になる。

ＩＱ信号補正手段１０２は、ＱＰＳＫ信号生成手段１０１の出力、すなわち高周波電力増幅器１０４から出力させたい信号の振幅および位相を入力として、セレクタ１０７によって選択された、補正テーブル１０８の最適補正テーブル系列によって補正されたＩＱ信号の補正結果の出力を得る。

直交変調器１０３はＩＱ信号補正手段１０２から出力された位相成分を周波数変換し、ＩＱ変調波の出力を得る。

出力結合部１０５は高周波電力増幅器１０４の出力電力に比例する電力を結合し（たとえば１０ｄＢ結合するなど）出力検出部１０６に出力する。

出力検出部１０６では、高周波電力増幅器１０４に比例する電力を、たとえばダイオードと平滑コンデンサで電力の振幅を検出する。

高周波電力増幅器１０４は、たとえばＦ級であって、直交変調器１０３から出力される変調波を信号入力端子に入力し、所望の電力増幅を行い出力する。

以下動作について図２を用いて説明する。

図２を用いて処理シーケンスを説明する。MACからバースト送信命令を受けるとＱＰＳＫ信号生成手段１０１によってＱＰＳＫのＩＱ信号が出力される。出力されたＱＰＳＫのＩＱ信号は、ＩＱ信号補正手段１０２においてデフォルトとして常温での補正データＡをもとに、補正を加えられる。補正された、ＩＱ信号は直交変調器１０３で変調され、ＩＱ変調波として高周波電力増幅器１０４の信号入力端子に入力される。高周波電力増幅器１０４では所望の電力増幅が行われ出力される。出力されたＩＱ変調波は出力結合部１０５で出力電力に比例するたとえば10dB小さい信号が取り出される。出力検出部１０６では、出力結合部で取り出された電力をたとえばダイオードで整流し、次に平滑コンデンサによって平滑化して、平均電圧として出力する。出力検出部１０６によって取り出された平均電圧と、あらかじめ高周波電力増幅器１０４のさまざまな周辺温度で測定した出力平均電圧とがセレクタ１０７内部で比較され、もっとも状態の近い補正テーブルたとえば補正Bが補正テーブル１０８から選択される。これらの処理はたとえばバースト初期にあるプリアンブル信号の許される範囲内で行われ、以後のバースト期間ではその初期に選択された補正データを使用する。

以上の構成により、高周波電力増幅器１０４の出力を用いてテーブルデータを選択するため、高周波電力増幅器１０４の動作時のチャネル温度を正確に反映できるため、高周波電力増幅器１０４の補正を正確に行うことができる。また、出力検出部１０６には直交検波を用いないので、補正回路およびアルゴリズムを簡略化でき、低消費電力化が可能である。

（実施の形態２）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。本実施の形態では、変調信号としてＯＦＤＭ変調信号を考える。ＯＦＤＭを用いるシステムとしては例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムがある。無線ＬＡＮシステムでは、直交する５２本のサブキャリアのそれぞれに例えば６４ＱＡＭの変調を施し、逆離散フーリエ変換後これをマルチプレクスしてＯＦＤＭ変調信号を得る。５２本のサブキャリアは、それぞれ３１２．５ｋＨｚ分離しており、５２×３１２．５＝１６．２５ＭＨｚを占有する。

図３は本発明の実施の形態によるＥＥＲ法を実現する送信機のブロック図を示している。この送信機は、図３に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段３０１と、位相振幅分離手段３０２と、位相振幅補正手段３０３と、直交変調器３０４と、高周波電力増幅器３０５と、出力結合部３０６と、出力検出部３０９と、補正テーブル３１１と、セレクタ３１０と、直流直流変換器３０８と、電源３０７と、で構成されている。

上記のＯＦＤＭ信号生成手段３０１は、ＯＦＤＭ信号を生成するもので、変調信号を発生する変調信号発生手段に相当する。

位相振幅分離手段３０２は、ＯＦＤＭ信号生成手段３０１により生成されたＯＦＤＭ変調波信号を位相成分と振幅成分とに分離する。

セレクタ３１０は高周波電力増幅器３０５の出力電力レベルに対応する補正テーブルデータを補正テーブル３１１から選択する。その構成はたとえば出力検出部３０９から入力されたアナログ電圧をセレクタ３１０に内蔵されるADコンバータによってデジタル化し、セレクタ３１０内部で有する補正テーブル取得時の電圧データと比較し、その電圧データと最も近い補正データのアドレスを指定する。

あるいは、出力検出部のアナログ電圧は、複数のコンパレータによって、補正テーブル取得時の電圧レベルと比較され、複数のコンパレータ出力の出力パターンによって補正テーブル３１１のアドレス指定が行われる。

補正テーブル３１１はたとえばセレクタ３１０からのアドレス指定によって、補正A〜Dの補正データを出力する。補正データA〜Dはたとえば次のように決定する。

補正データ系列Ａ〜Ｄのそれぞれは、高周波電力増幅器３０５から出力させたい信号振幅に対して、高周波電力増幅器３０５に対して与えるべき電源電圧と位相成分に対して与えるべき位相回転とを記録したものである。理想的には高周波電力増幅器３０５において、出力信号振幅が電源電圧に完全に比例し、かつ電源電圧を変えても出力信号と入力信号との位相差は一定であればよい。しかし実際にはそうならないため、出力させたい信号振幅に対して電源電圧と入力信号の位相を補正することが必要になる。

位相振幅補正手段３０３は、ＯＦＤＭ信号生成手段３０１の出力、すなわち高周波電力増幅器３０５から出力させたい信号の振幅および位相を入力として、セレクタ３１０によって選択された、補正テーブル３１１の最適補正テーブル系列によって補正されたＯＦＤＭ信号の補正結果の出力を得る。

直交変調器３０４は位相振幅補正手段３０３から出力された位相成分を周波数変換し、ＯＦＤＭ変調波の出力を得る。

直流直流変換器３０８は、位相振幅補正手段３０３から出力された振幅成分を高周波電力増幅器３０５の電源電圧最大定格と０Ｖとの間で振幅が振れるようにオフセット電圧と振幅を調整し、電源電圧３０７から供給されるＤＣ電圧を調整された振幅成分に変換する。

出力結合部３０６は高周波電力増幅器３０５の出力電力に比例する電力を結合し（たとえば１０ｄＢ結合するなど）出力検出部３０９に出力する。

出力検出部３０９では、高周波電力増幅器３０５に比例する電力を、たとえばダイオードと平滑コンデンサで電力の振幅を検出する。

高周波電力増幅器３０５は、たとえばＦ級であって、直交変調器３０４から出力される変調波信号は信号入力端子に入力された上、電力増幅され、また直流直流変換器３０８によって電圧変換された振幅成分は電源端子から入力される。結果として、高周波電力増幅器３０５は位相および振幅がともに変調された、つまり振幅と位相とが掛け合わされた、もとのＯＦＤＭ信号変調波を出力する。

以下動作について図４、図５を用いて説明する。

図４に例としている８０２．１１ａのプリアンブル信号のフォーマットを示す。プリアンブル信号はＢｕｒｓｔ最初の１６μｓの信号であり、その最初の８μsの7/10程度で信号検出、AGC、ダイバーシティー選択を行わなければならない。したがって、セレクタ３１０が補正テーブル３１１からデータを選択し、位相振幅補正手段３０３が補正を終了するまで、８μsの7/10程度の時間内で終了しなければならない。また補正は、Burst時に毎回行うものとする。

図５を用いて処理シーケンスを説明する。MACからバースト送信命令を受けるとＯＦＤＭ信号生成手段３０１によってOFDM変調波が出力される。出力されたＯＦＤＭのIQ直交信号は、位相振幅分離手段３０２によって振幅成分（振幅変調成分）と位相成分（位相変調成分）とに分離され、常温での補正データＡをデフォルトとして、振幅位相それぞれの成分に補正を加える。補正された、振幅成分は直流直流変換器３０８に出力され、レベル変換と振幅調整を受け、電源電圧は振幅成分に変換され、高周波電力増幅器３０５の電源電圧端子に入力される。一方、位相成分は直交変調器３０４で周波数変換を受けた後、高周波電力増幅器３０５の信号入力端子に入力される。高周波電力増幅器３０５では振幅成分と位相成分が出力で掛け合わされ、元のＯＦＤＭＩＱ変調波となって出力される。出力されたＩＱ変調波は出力結合部３０６で出力電力に比例するたとえば10dB小さい信号が取り出される。出力検出部３０９では、出力結合部３０６で取り出された電力をたとえばダイオードで整流し、次に平滑コンデンサによって平滑化して、プリアンブル時間の平均電圧として出力する。出力検出部３０９によって取り出された平均電圧と、あらかじめ高周波電力増幅器３０５のさまざまな環境温度で測定した出力平均電圧とがセレクタ３１０内部で比較され、もっとも状態の近い補正テーブルたとえば補正Bが補正テーブル３１１から選択される。これらの処理は8μsの7/10程度で終了し、以後のバースト期間のOFDM信号には補正結果を反映させる。

以上の構成により、高周波電力増幅器３０５の出力を用いてテーブルデータを選択するため、高周波電力増幅器３０５のチャネル温度を正確に反映できるため、高周波電力増幅器３０５の補正を正確に行うことができる。また、出力検出部３０９には直交検波を用いないので、補正回路およびアルゴリズムを簡略化でき、低消費電力化が可能である。

また、ＥＥＲ法は本発明の構成により、隣接チャネル漏洩電力に劣化のない正確な温度補正を行うことができる。

さらに、ＥＥＲ法を用いることで、ＰＡを飽和点近くで動作することができ、ほぼ理論上の最大ドレイン効率で動作させることができ、高効率化を実現することができる。

本発明の送信機は、高効率送信機として携帯電話、無線ＬＡＮなど低消費電力化が重要な無線通信システムで有用である。

本発明の第１の実施の形態の送信機の構成を示すブロック図本発明の第１の実施の形態の送信機の処理の流れを示す流れ図本発明の第２の実施の形態の送信機の構成を示すブロック図ＷＬＡＮ802.11aの送信信号フォーマットをあらわす図本発明の第２の実施の形態の送信機の処理の流れを示す流れ図第１の従来の送信機の構成を示すブロック図第２の従来の送信機の構成を示すブロック図第３の従来の送信機の構成を示すブロック図

符号の説明

１０１ＱＰＳＫ信号生成手段
１０２ＩＱ信号補正手段
１０３直交変調器
１０４高周波電力増幅器
１０５出力結合部
１０６出力検出部
１０７セレクタ
１０８補正テーブル
１０９電源
３０１ＯＦＤＭ信号生成手段
３０２位相振幅分離手段
３０３位相振幅補正手段
３０４直交変調器
３０５高周波電力増幅器
３０６出力結合部
３０７電源
３０８直流直流変換器
３０９出力検出部
３１０セレクタ
３１１補正テーブル
６０１ＯＦＤＭ信号生成手段
６０２位相振幅分離手段
６０３直流直流変換器
６０４直交変調器
６０５高周波電力増幅器
７０１信号生成手段
７０２信号調整部
７０３直交変調器
７０４高周波電力増幅器
７０５周波数変換器
７０６直交検波器
７０７補償値更新部
７０８補償値テーブル
８０１信号生成手段
８０２信号調整部
８０３直交変調器
８０４高周波電力増幅器
８０５温度測定部
８０６セレクタ
８０７補償値テーブル

Claims

高周波電力増幅器と、
前記高周波電力増幅器の出力にあって、前記高周波電力増幅器の出力電力に比例する電力を結合する電力結合手段と、前記電力結合手段の出力電圧を検出する手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果に対して前記高周波増幅器に入力される変調波成分に変更を行うための補正データテーブルを記録した記憶手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果にしたがって、前記記憶手段から対応する補正データを参照し変調波に変更を加える手段、とを備えた送信機。
少なくとも変調波信号を発生する変調波信号発生手段と、
前記変調波信号発生手段により出力された前記変調波信号を位相成分と振幅成分とに極座標変換する位相振幅分離手段と、
定電圧源と、
前記振幅成分と前記定電圧源の出力電圧を入力とし、前記振幅成分に比例する電圧に定電圧源の電圧を電圧変換する直流直流変換手段と、
前記位相成分を信号入力端子に入力し、前記直流直流変換手段の出力を電源端子に入力し、結果として前記振幅成分と位相成分とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器において、
前記高周波電力増幅器の出力にあって、前記高周波電力増幅器の出力電力に比例する電力を結合する電力結合手段と、前記電力結合手段の出力電圧を検出する手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果に対して前記高周波増幅器に入力される振幅、位相成分に変更を行うための補正データテーブルを記録した記憶手段と、前記出力電圧を検出する手段の出力結果にしたがって、前記記憶手段から対応する補正データを参照し、前記位相振幅分離手段の出力に変更を加える手段、
とを備えた送信機。
請求項２記載の送信機において、前記高周波電力増幅器と前記変調波信号を位相成分と振幅成分に分離する手段の位相成分の出力との間に周波数変換手段を有することを特徴とする送信機。