JP2005143115A - 多重アンテナを使用する直交周波数分割多重システムでの干渉信号を除去する装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、エラー伝播の影響によるエラー訂正符号の性能を向上させる。
【解決手段】 符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する方法は、アンテナのそれぞれから副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する受信シンボルの列を時間に対するシンボルの列に変換するＦＦＴステップと、該フーリエ変換された列を利用して優先順位が高い送信シンボルの列を決定し、該決定された列と該列に対するエラーを考慮して、優先順位が低い送信シンボルの列を決定するステップと、該列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調するステップと、該復調された列のそれぞれをデインターリービングするステップと、該デインターリービングされた列を一つの符号化ビット列に変換するステップと、を含む。
【選択図】 図３

Description

本発明は、多重入力多重出力(多重アンテナ)(Multi-Input Multi-Output；ＭＩＮＯ)直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ)移動通信システムに関し、特に、エラー伝播の影響によるエラー訂正符号の性能を向上させる装置及び方法に関する。

無線チャンネルを通じて信号を伝送する場合に、伝送された信号は、送信部と受信部との間に存在する多様な障害物によって多重経路の干渉を受ける。この多重経路が存在する無線チャンネルは、チャンネルの最大遅延拡散と信号の伝送周期で特性を規定することができる。また、この最大遅延拡散より信号の伝送周期が長い場合には、連続された信号の間に干渉が発生せず、無線チャンネルは、周波数領域で周波数非選択フェージング(frequency non-selective fading)チャンネルとしてみなされる。しかしながら、広帯域を使用する高速伝送の場合には、この信号の伝送周期がこの最大遅延拡散より短いので、この連続された信号の間に干渉が発生して、受信された信号は、シンボル間の干渉(inter-symbol interference)を受けるようになる。また、この場合に、この無線チャンネルは、周波数領域で周波数選択フェージング(frequency selective fading)チャンネルとしてみなされ、コヒーレント(coherent)変調方式を使用する単一搬送波の伝送方式では、シンボル間の干渉を除去するために等化器(Equalizer)が要求される。また、このデータの伝送速度が増加するに従ってこのシンボル間の干渉による歪曲が増加し、これに従って、等化器の複雑度も増加する。このように、この単一搬送波の伝送方式で等化問題を解決するために、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、“ＯＦＤＭ”と略称する。)システムが提案された。

通常に、ＯＦＤＭ方式は、時間分割接続(Time Division Access)と周波数分割接続(Frequency Division Access)との２次元接続方式と定義されることができる。従って、このＯＦＤＭ方式によるデータを伝送するに際して、それぞれのＯＦＤＭシンボル(Symbol)は、副搬送波(sub-carrier)を通じて所定のサブチャンネル(sub-channel)の数で分配されて伝送される。

このようなＯＦＤＭ方式は、サブチャンネルのスペクトルが相互直交性を維持すると同時に重畳するので、スペクトル効率がよい。また、ＯＦＤＭ変／復調が逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と略称する。)及び高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と略称する。)によって実現されるので、変／復調部の効率的なディジタルの実現が可能である。さらに、周波数選択フェージングまたは狭帯域干渉に対して強く、現在、ヨーロッパのディジタル放送の伝送とＩＥＥＥ ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ ８０２．１６ａ、及びＩＥＥＥ ８０２．１６ｂなどの大容量の無線通信システムの規格で採択されている高速のデータの伝送に効果的な技術である。

前述したＯＦＤＭ方式は、直列に入力されるシンボル(Symbol)列を並列に変換して、これらのそれぞれを相互直交性を有する複数の副搬送波(Sub-Carrier、 Sub-Channel)に変調して伝送する多重搬送波変調(Multi Carrier Modulation:以下、“ＭＣＭ”と略称する。)方式の一種である。

このようなＭＣＭ方式を適用するシステムは、１９５０年代の後半に軍用の高周波(High Frequency)無線通信に初めて適用され、直交する複数の副搬送波を重畳するＯＦＤＭ方式は、１９７０年代から発展し始めた。このようなＯＦＤＭ方式は、多重搬送波の間の直交変調の実現を解決しなければならなかったので、実際にシステムの適用に限界があった。しかしながら、１９７１年にウェインステイン(Weinstein)などがこのＯＦＤＭ方式を使用する変／復調は、ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)を用いて効率的な処理が可能であることを発表しつつ、このＯＦＤＭ方式に対する技術開発が急速に発展した。また、保護区間(Guard Interval)の使用と循環前置(Cyclic prefix)の保護区間の挿入方式の導入は、多重経路及び遅延拡散(Delay spread)に対するシステムの否定的な影響をさらに減少させることになった。従って、このＯＦＤＭ方式は、ディジタルオーディオ放送(Digital Audio Broadcasting；以下、“ＤＡＢ”と略称する。)とディジタルＴＶ、無線近距離通信網(Wireless Local Area Network；以下、“Ｗ−ＬＡＮ”と略称する。)及び無線非同期伝送モード(Wireless Asynchronous Transfer Mode；以下、“Ｗ−ＡＴＭ”と略称する。)などのディジタルの伝送技術に幅広く適用されている。すなわち、ハードウェア的な複雑度(Complexity)のために広く使用されていなかった。しかしながら、最近、ＦＦＴ及びＩＦＦＴを含む各種のディジタル信号の処理技術が発展するにつれて幅広く使用されるようになった。このＯＦＤＭ方式は、従来の周波数分割多重(Frequency Division Multiplexing；以下、“ＦＤＭ”と略称する。)方式と類似しているが、複数の副搬送波の間の直交性(Orthogonality)を保持し、また、周波数の使用効率がよく、多重経路フェージング(Multi-path fading)に強い特性があるので、高速データの伝送のときに最適の伝送効率を得ることができる。特に、周波数スペクトルを重畳して使用するので、周波数の使用が効率的であり、周波数選択的フェージング(Frequency selective fading) 及び多重経路フェージングに強く、保護区間を利用してシンボル間の干渉(Inter Symbol Interference；以下、“ＩＳＩ”と略称する。)の影響を減らすことができるだけでなく、ハードウェア的に等化器の構造を簡素に設計することが可能である。そして、インパルス(Impulse)性雑音に強いので、通信システムの構造に積極的に活用されている趨勢にある。

図１は、ＯＦＤＭ方式を使用する一般的な移動通信システムの構造を示す。以下、図１を利用して、ＯＦＤＭ方式を使用する一般的な移動通信システムの構造について詳細に説明する。

入力ビットは、２進信号として符号化部１００に入力される。符号化部１００は、入力ビットを符号化して符号化ビット列を出力する。この符号化ビット列は、インターリーバ１０２に入力される。インターリーバ１０２は、入力された直列符号化ビット列に対してインターリービングを遂行し、変調部１０４へ伝達する。変調部１０４は、このインターリービングされたビット列を信号コンスタレーションの上のシンボルにマッピングする。変調部１０４の変調方式には、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭなどが存在する。このシンボルを構成するビット数は、このそれぞれの変調方式に対応して定義されている。このＱＰＳＫ変調方式は２ビットで構成され、この８ＰＳＫは３ビットで構成される。また、１６ＱＡＭ変調方式は４ビットで構成され、６４ＱＡＭ変調方式は６ビットで構成される。変調部１０４から出力された変調シンボルは、ＩＦＦＴ部１０６に入力される。このＩＦＦＴが遂行されたこの変調シンボルは、送信アンテナ１０８を通じて伝送される。

送信アンテナ１０８から伝送されたシンボルは、受信アンテナ１１０によって受信される。受信アンテナ１１０によって受信されたシンボルは、ＦＦＴ部１１２へ伝達される。ＦＦＴ部１１２に入力された受信信号は、このＦＦＴステップを遂行した後に、復調部１１４に入力される。復調部１１４は、変調部１０４で使用する同一の信号コンスタレーションを有し、逆拡散されたシンボルを２進ビットを有するシンボルに変換する。すなわち、この復調方式は、この変調方式によって決定される。復調部１１４によって復調された２進ビット列は、デインターリーバ１１６へ伝達される。デインターリーバ１１６は、インターリーバ１０２のインターリービング方式と同一の方式で、この復調された２進ビット列に対してデインターリービングを遂行する。このデインターリービングされた２進ビット列は、復号化部１１８によって復号される。復号化部１１８に入力されたこの２進ビット列は、復号化の過程を遂行することによって２進ビットを出力する。

図２は、多重送受信アンテナを使用してＯＦＤＭ方式によってデータを送受信する移動通信システムの構造を示している。
図２を参照すると、符号化部２００は、２進入力ビットを符号化して符号化ビット列を出力する。直列／並列変換部２０２は、直列符号化ビット列を並列符号化ビット列に変換する。直列／並列変換部２０２で遂行される動作については、図４を参照して説明する。この並列符号化ビット列のそれぞれは、インターリーバ２０４、２０６へ伝達される。インターリーバ２０４、２０６、変調部２０８、２１０、ＩＦＦＴ部２１２、２１４、及び送信アンテナ２１６、２１８で遂行される動作は、図１でのインターリーバ１０２、変調部１０４、ＩＦＦＴ部１０６、及び送信アンテナ１０８で遂行される動作と同一である。ただ、図２は、多重送信アンテナで構成されているので、この各ＩＦＦＴ部に割り当てられる副搬送波の個数は、図１のＩＦＦＴ部に割り当てられる副搬送波の個数より減少するようになる。

送信アンテナ２１６、２１８から伝送されたシンボルは、受信アンテナ２２０、２２２によって受信される。受信アンテナ２２０、２２２によって受信されたシンボルは、ＦＦＴ部２２４、２２６へ伝達される。ＦＦＴ部２２４、２２６に入力された受信信号は、このＦＦＴステップを遂行した後、連続干渉消去方式(Successive Interference Cancellation；ＳＩＣ)の受信部２２８へ伝達される。このＳＩＣ受信部については、図３を参照して説明する。ＳＩＣ受信部２２８から出力されたシンボルは、逆整列部(de-ordering)２３０へ伝達される。ＳＩＣ受信部は、通常に、受信状態がさらによいストリーム(stream)をまず検出して、この検出されたストリームを利用して他のストリームを検出する。このとき、どんなストリームの受信状態がさらによいかは、ＳＩＣ受信部で決定するので、検出手順(detection order)と送信信号の順序とは相互に異なる。そこで、逆整列部２３０は、受信状態によって送信信号の順序を再整列する機能をする。逆整列部２３０から出力されたシンボルは、復調部２３２、２３４へ伝達される。復調部２３２、２３４及びデインターリーバ２３６、２３８で遂行される動作は、図１の復調部１１４及びデインターリーバ１１６で遂行される動作と同一である。デインターリーバ２３６、２３８から出力されたシンボルは、並／直列変換部２４０へ伝達される。並／直列変換部２４０で遂行される動作については、図４を参照して説明する。並／直列変換部２４０から出力された２進ビット列は、復号化部２４２によって復号される。復号化部２４２に入力されたこの２進ビット列は、復号化の過程を遂行することによって２進ビットを出力する。

多重アンテナシステムでは、複数の受信アンテナは、相互に異なる送信アンテナから発生した信号が線形に重畳して受信される。従って、送受信アンテナの個数が増加するにつれて、デコーディングのための複雑度も増加する。このＳＩＣ受信部は、デコーディングのための複雑度を減少させるために、低演算量の線形受信部を反復的に使用する。このＳＩＣ受信部は、以前のデコーディングされた信号の干渉を除去することによって漸進的に向上した性能を獲得する。しかしながら、ＳＩＣ方式は、以前の段階で決定された信号にエラーが発生した場合に、現在の段階の遂行のときに増加したエラーを発生させる短所を有する。

図３を参照して、ＳＩＣ受信部の構造について説明する。図３は、２本の受信アンテナを通じて信号を受信する一例を示している。
図３において、２本の受信アンテナを通じて受信された信号は、ｙ_１及びｙ_２である。この受信信号ｙ_１、ｙ_２は、最小平均２乗誤差(Minimum Mean Square Error；ＭＭＳＥ)受信部３００へ伝達される。下記の式１はこのｙ_１、ｙ_２を示す。

この式１は、２本の送信アンテナが信号を送信していることを示す。このｘ_１は、第１の送信アンテナが送信する信号を意味し、このＸ_２は、第２の送信アンテナが送信する信号を意味する。このｈ_１１は、第１の送信アンテナと第１の受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味し、このｈ_１２は、第２の送信アンテナと第１受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味する。このｈ_２１は、第１の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味し、このｈ_２２は、第２の送信アンテナと第２の受信アンテナとの間のチャンネル係数を意味する。このｚ_１及びｚ_２は、無線チャンネルの上の雑音を意味する。

ＭＭＳＥ受信部３００は、入力されたｙ_１、ｙ_２を用いてｘ_１とｘ_２を推定する。上述したように、ＳＩＣ受信部は、複数の段階を経て、この送信アンテナで送信した信号を推定する。すなわち、多重送信アンテナのうちの一本の送信アンテナ(第１の送信アンテナ)が送信した信号をまず推定した後に、この推定された信号を用いて、他の送信アンテナ(第２の送信アンテナ)が送信した信号を推定することになる。３本の送信アンテナによって送信信号が送信されると、ＳＩＣ受信部は、第３の送信アンテナが送信した信号を推定されたこの第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナの送信信号を用いて推定することになる。下記式２は、ＭＭＳＥ受信部３００で第１の受信アンテナ及び第２の受信アンテナから受信した信号を示す。

この式２に示すように、ＭＭＳＥ受信部３００は、この第２の送信アンテナの送信信号を雑音で推定する。この式１及び式２によると、このｚ_３乃至ｚ_４は、下記式３の通りである。

この式２は、第２の送信アンテナの送信信号を雑音として推定したが、この第１の送信アンテナの送信信号を雑音として推定することができる。下記式４は、この第１の送信アンテナの送信信号を雑音として推定する場合の第１の受信アンテナ及び第２の受信アンテナの受信信号を示している。

下記式５は、ＭＭＳＥ受信部３００でこの送信信号を推定するための式を示す。

この式５は、この式２を用いてｘ_１を推定する例を示す。このｙはｙ_１とｙ_２との和を意味する。この式５を利用して最も小さいＥ値を有するｘ_１を求める。従って、ｘ_１の推定値は、下記式６の通りである。

このx_１ ^〜は、ｘ_１の推定値を示す。このｘ_２の推定値も、この式５乃至式６のような方式で求められることができる。この推定されたｘ_１、ｘ_２は、整列部(Stream orderer)３０２へ伝達される。整列部３０２は、このｘ_１、ｘ_２のＭＭＳＥ値を考慮して優先順位を決定する。すなわち、ＭＭＳＥ値を利用して無線チャンネルの上でエラーが一番少なく発生した受信信号を決定する。図３は、ｘ_１に対するエラーがｘ_２に対するエラーより小さいことを仮定する。

整列部３０２は、このx_１ ^〜を図２の逆整列部と判別部(Decider)３０４へ伝達する。判別部３０４は、ＭＭＳＥ受信部３００で推定したビットの値を決定する。ＭＭＳＥ受信部３００で推定した値は、単純に式によって計算された値であるので、送信し得ない値を有することもできる。従って、判別部３０４は、このＭＭＳＥ受信部３００で推定した値をもって、この送信部で送信可能の値を決定する。無線チャンネルの上でエラーが発生しなかったら、この推定値と決定値は同一である。挿入部３０６は、決定されたx_１ ^〜を演算部３０８、３１０へ伝達する。演算部３０８、３１０は、下記式７に従って、この受信信号ｙ_１及びｙ_２を推定する。

ＭＭＳＥ受信部３１２は、下記式８に従って、この推定された受信信号を用いて第２の送信アンテナから送信した信号を推定する。

このy^〜は、ｙ_１ ^〜とｙ_２ ^〜との和を意味する。この式８を利用して、最も小さいＥ値を有するｘ_２を求める。従って、ｘ_２の推定値ｘ_２ ^〜は、下記式９に従って計算される。

このｘ_２ ^〜は、図２の逆整列部２３０へ伝達される。

上述したように、このＳＩＣ受信部２２８は、以前の段階で推定した送信信号を用いて次の段階で送信信号を推定する。同一のインターリーバを使用して送信信号に対してインターリービングを遂行した後に伝送する場合、伝送する間に、特定のビットでエラーが発生したものと仮定する。この場合に、この受信部は、同一のこの特定のビットを含んだ隣接ビットに対しても、エラーが発生したことを認識するようになる。

以前の送信アンテナが送信信号を推定した後に、この推定された送信信号を用いて現在の送信アンテナの送信信号を推定するので、この現在の送信アンテナの送信信号を推定するために使用される受信信号は、以前の送信アンテナの送信信号に対する推定値が反映される。下記式１０は、現在の送信アンテナの送信信号を推定するための推定受信信号を示している。

このｙ_ｊ ^〜は、ｊ番目の送信アンテナの送信信号を推定するための受信信号の推定値であり、ｙ_ｊ−１ ^〜は、(ｊ−１)番目の送信アンテナの送信信号を推定するための受信信号の推定値である。また、このｘ_ｊ−ｉ ^〜は、(ｊ−１)番目の送信アンテナの送信信号の推定値である。この式１０に示しているように、現在の送信アンテナの送信信号を推定するためには、以前の送信アンテナの送信信号を推定するために使用された受信信号の推定値を反映しなければならないことを知ることができる。下記式１１は、ｊ番目の送信アンテナの推定送信信号の偏向(bias)を除去するための縮小比率(scaling factor)Ｃを示す。

このＨ（ｊ）は、多重受信アンテナとｊ番目の送信アンテナとの間のチャンネル係数を意味する。Ｉ_ＮＴは、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｔの単位行列(identity matrix)であり、ＳＮＲは、信号対雑音比である。この式１０及び式１１を利用して、特定の送信アンテナの送信信号に対する推定値は、下記式１２の通りである。

この式１２に示しているように、ｊ番目の送信アンテナの送信信号を推定するためには、(ｊ−１)番目の送信アンテナの送信信号を推定しなければならない。

以下、復調部２３２、２３４で推定されたデータを用いて、この送信部の送信信号を判別する過程について説明する。復調部２３２、２３４は、ｊ番目の送信アンテナのｋ番目のビット値に対する対数尤度比(Log-Likelihood Ratio；ＬＬＲ)を用いて受信信号を判別する。下記式１３は、ｊ番目の送信アンテナのｋ番目のビット値に対するＬＬＲを示す。

このｘ_ｊ ^〜は、ＳＩＣ受信部からのｊ番目の送信アンテナに対する等化された(equalized)サンプル(推定値)を意味し、ＣＳＩ_ｊは、このｊ番目の送信アンテナのチャンネル状態情報(channel state information；ＣＳＩ)を意味する。ｋは、ビットインデックスを意味し、ｘ_０ ^ｋ（ｘ_ｊ ^ｋ）は、ｋ番目のビットが０(１)にマッピングされた伝送信号の集合を意味する。この式１３において、等化されたｊ番目の伝送信号でｋ番目のビットに対するソフト情報を示し、これは、ＳＩＣ受信部で推定された信号が０及び１から離れた程度の差異を示す。また、ＣＳＩ_ｊは、与えられたアンテナのインデックスに該当するチャンネル情報に従って適切な加重値を提供する。上述したように、このＳＩＣ受信部２２８は、第１の送信アンテナから送信された信号に対するエラーがないという仮定する下で、他の送信アンテナから送信された信号を推定する。すなわち、ＣＳＩは、下記式１４の通りである。

しかしながら、この第１の送信アンテナの送信信号に対するエラーの発生を考慮しないことによって、このＣＳＩ_ｊの値も正確ではないようになる。すなわち、受信部で送信信号を推定するにあたって、無線チャンネルの上で発生することができるエラーを考慮しないことによって、正確なチャンネル推定を遂行することができない。従って、上述したような問題点を解決するための方案が要求されている。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、以前の段階で探索された情報を用いて現在の段階の情報を探索するシステムで、この現在の段階の情報を探索するにあたって、以前の段階から発生したエラーに対する影響を減少させる装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、以前の段階で探索された情報にエラーが発生する場合、この発生したエラーを反映して、現在の段階の情報を探索する装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明によれば、符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する装置であって、このアンテナのそれぞれから伝達された副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する受信シンボルの列を時間に対するシンボルの列に変換するフーリエ変換(ＦＦＴ)部と、このフーリエ変換されたシンボルの列を利用して優先順位が高い送信シンボルの列を決定し、この決定された送信シンボルの列とこの決定された送信シンボルの列に対するエラーを考慮して、優先順位が低い送信シンボルの列を決定する連続干渉消去方式の受信部と、この決定された送信シンボルの列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調する複数の復調部と、この複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングする複数のデインターリーバと、この複数のデインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換する並／直列変換部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明によれば、符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する方法であって、このアンテナのそれぞれから伝達された副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する受信シンボルの列を時間に対するシンボルの列に変換するフーリエ変換(ＦＦＴ)ステップと、このフーリエ変換されたシンボルの列を利用して優先順位が高い送信シンボルの列を決定し、この決定された送信シンボルの列とこの決定された送信シンボルの列に対するエラーを考慮して、優先順位が低い送信シンボルの列を決定するステップと、この決定された送信シンボルの列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調するステップと、この複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングするステップと、このデインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換するステップと、を備えることを特徴とする。

本発明は、第１の送信アンテナの送信信号に対する判別エラーに基づき他の送信アンテナの送信信号を推定する。従って、無線の上で発生するフェージングによるエラー訂正性能の劣化を防止することができる。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭するために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。

まず、図３を参照して本発明について説明する。本発明によると、ｊ番目の送信アンテナのｋ番目のビット値に対するＬＬＲは、下記式１５に従って計算される。

ここで、このＣＳＩ_ＭＭＳＥ（ｊ）は、下記式１６に従って決定される。

上述したように、ＳＩＣ受信部２２８で計算された等化された受信信号Ｄ（ｘ_ｊ ^〜，ｋ）は、そのままに使用されるが、第１のＭＭＳＥ受信部３００で測定される信号対雑音比ＣＳＩ_{ＭＭＳＥ，ｊ}は、加重値として使用される。従って、この送信アンテナの送信信号は、無線チャンネルの上でエラーの発生程度を考慮して加重値が与える。すなわち、従来の第１の送信アンテナから送信された信号が無線チャンネルの上でエラーなく受信されたことを仮定したが、本発明では、無線チャンネルの上から発生したエラーを考慮することによって加重値を調節する。

以下、２本の送信アンテナ及び２本の受信アンテナを有する移動通信システムを利用して、本発明について説明する。この２本の受信アンテナが受信する信号は、この式１の通りである。
この送信アンテナの送信信号の平均エネルギー値を１であると仮定する。すなわち、このｘ_１、ｘ_２の平均エネルギー値を１であると仮定する。上述したように、このｘ_１に対する推定値及び決定値は、このｘ_２とｎを雑音として見なして計算する。下記式１７は、このｘ_１に対する推定値を示し、下記式１８は、このｘ_１に対する判別値を示す。

この式１７において、ＳＮＲは、信号対雑音比(signal-to-noise ratio)を示し、 ｃ_１は、推定値に対する偏向(bias)を除去するための縮小比率を示す。この式１８において、[x_１ ^〜]は、推定値を用いてｘ_１の値を判別する演算を意味する。この式１７及び式１８から得られるチャンネル状態情報は、下記式１９の通りである。

また、このｘ_１にマッピングされたｑ個のビットのソフト情報は、下記式２０のように示される。

この式２０は、第１の送信アンテナに対するソフト情報を示す。以下、この第１の送信アンテナを用いて第２の送信アンテナに対するソフト情報を計算する過程について説明する。この第２の送信アンテナの送信信号は、この第１の送信アンテナの送信信号が無線チャンネルの上でエラーがないという仮定の下で決定されたｘ_１を用いる。下記式２１及び式２２は、この第１の送信アンテナの送信信号が無線チャンネルの上でエラーがないと仮定する場合のｘ_２の推定値と判別値を示す。

また、このとき得られるｘ_２に対するチャンネル状態情報は、下記式２３の通りである。

従って、このｘ_２にマッピングされたｑビットのソフト情報は、下記式２４のように示される。

上述したように、このｘ_１は、無線チャンネルの上でエラーが頻繁に発生される。従って、このｘ_１が無線チャンネルの上でエラーが発生しないという仮定の下で、このｘ_２に対する推定値と判別値を計算することによって、実際に伝送した情報と異なる値を得ることができる。従って、この無線チャンネルの上で発生するエラーを考慮して、第２の送信アンテナの送信信号を推定する過程が必須的に要求される。無線チャンネルの上で発生したこのｘ_１に対するエラーは、下記式２５のように定義される。

このｘ_１に対するエラーを考慮して、この第２の送信アンテナの送信信号を計算するための受信信号(ｙ)の推定値は、下記式２６に従って推定される。

従って、このｘ_１に対するエラーを考慮したｘ_２に対する推定値及び決定値とＣＳＩは、下記式２７、式２８、及び式２９に従って計算される。

このＤＥＮＲは、決定エラー対雑音比(decision error to noise ratio)を意味する。この式から分かるように、このｘ_１に対する決定エラーがある場合に、ｘ_２に対する推定値及びＣＳＩが異なる。

図４及び図５は、本発明に従う効果を示している。特に、図４は、ＱＰＳＫ変調方式によって変調されたシンボルが２本の送信アンテナを通じて伝送された後、２本の受信アンテナを通じて受信される場合の効果を示している。 図５は、１６ＱＡＭ変調方式によって変調されたシンボルが２本の送信アンテナを通じて伝送された後、２本の受信アンテナを通じて受信される場合の効果を示している。図４及び図５に示しているように、本発明で提案される方式は、従来の方式に比べて格段に向上した性能を示す。

以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は上述の実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。

一般なＯＦＤＭ移動通信システムの構造を示すブロック図である。 一般な多重アンテナＯＦＤＭ移動通信システムの構造を示すブロック図である。 図２に示した連続干渉消去方式(ＳＩＣ)受信部の構造を示すブロック図である。 本発明によって提案された方式と従来の方式とを比較したグラフである。 本発明によって提案された方式と従来の方式とを比較したグラフである。

符号の説明

３００・・・ＭＭＳＥ受信部
３０２・・・整列部
３０４・・・判別部
３０６・・・挿入部
３０８・・・演算部
３１０・・・演算部
３１２・・・ＭＭＳＥ受信部

Claims (8)

1. 符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する装置であって、
   前記アンテナのそれぞれから伝達された副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する受信シンボルの列を時間に対するシンボルの列に変換するフーリエ変換(ＦＦＴ)部と、
   前記フーリエ変換されたシンボルの列を利用して優先順位が高い送信シンボルの列を決定し、前記決定された送信シンボルの列と前記決定された送信シンボルの列に対するエラーを考慮して、優先順位が低い送信シンボルの列を決定する連続干渉消去方式の受信部と、
   前記決定された送信シンボルの列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調する複数の復調部と、
   前記複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングする複数のデインターリーバと、
   前記複数のデインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換する並／直列変換部と、
   を備えることを特徴とする装置。
2. 前記連続消去方式の受信部は、
   前記フーリエ変換されたシンボルの列を利用して送信シンボルの列を推定し、前記推定された送信シンボルの列を利用して送信シンボルの列を決定する請求項１記載の装置。
3. 前記推定された送信シンボルの列に対するエラーは、前記優先順位が高い送信シンボルの列に対する推定値と決定値との差異である請求項２記載の装置。
4. 前記送信シンボルの列に対する優先順位は、前記送信シンボルの列に含まれている情報を利用する請求項３記載の装置。
5. 符号化ビット列を入力して情報ビットを出力する復号化部を含む移動通信システムで複数のアンテナを通じて信号を受信する方法であって、
   前記アンテナのそれぞれから伝達された副搬送波に乗せて無線チャンネルを通じて伝送された周波数に対する受信シンボルの列を時間に対するシンボルの列に変換するフーリエ変換(ＦＦＴ)ステップと、
   前記フーリエ変換されたシンボルの列を利用して優先順位が高い送信シンボルの列を決定し、前記決定された送信シンボルの列と前記決定された送信シンボルの列に対するエラーを考慮して、優先順位が低い送信シンボルの列を決定するステップと、
   前記決定された送信シンボルの列のそれぞれを複数の符号化ビット列に復調するステップと、
   前記複数の符号化ビット列のそれぞれをデインターリービングするステップと、
   前記デインターリービングされた符号化ビット列を一つの符号化ビット列に変換するステップと、を備えることを特徴とする方法。
6. 前記フーリエ変換されたシンボルの列を利用して送信シンボルの列を推定し、前記推定された送信シンボルの列を利用して送信シンボルの列を決定する請求項５記載の方法。
7. 前記推定された送信シンボルの列に対するエラーは、前記優先順位が高い送信シンボルの列に対する推定値と決定値との差異である請求項６記載の方法。
8. 前記送信シンボルの列に対する優先順位は、前記送信シンボルの列に含まれている情報を利用する請求項７記載の方法。
   
   
   
   
   

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