KR101561740B1 - 분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법 및 이를 수행하는 장치 - Google Patents
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Abstract
분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법 및 이를 수행하는 장치가 개시된다. 수신 장치에서 수행되는 간섭 제거 방법은, 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나로부터 수신한 수신 신호에 대해 고속 푸리에 변환을 실행하여 제1 신호 및 제2 신호를 생성하고, 생성된 제1 신호 및 제2 신호를 컴바이닝하여 제1 심볼들을 획득한 후, 제1 심볼들에 기초하여 제1 간섭 신호 및 제2 간섭 신호를 생성하고, 제1 신호로부터 제1 간섭 신호를 제거하고 제2 신호로부터 제2 간섭 신호를 각각 제거하여 제3 신호 및 제4 신호를 생성한 후, 제3 신호 및 제4 신호를 컴바이닝하여 제2 심볼들을 획득하는 단계를 포함한다. 따라서, 주파수 선택적 페이딩 채널 환경에서 부반송파간 간섭 제거 성능을 향상시킬 수 있다.
Description
본 발명은 무선 통신 시스템의 간섭 제거 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 주파수 선택적 페이징 환경에서 부반송파간 간섭을 효율적으로 제거할 수 있는 분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법 및 이를 수행하는 장치에 관한 것이다.
무선 통신 시스템의 급속한 발전에 따라 고속 대용량의 정보를 고속으로 송수신하고자 하는 요구가 증가하고 있다. 이와 같은 요구를 만족시키기 위해 기존의 셀 커버리지(Cell Coverage) 안에 추가적으로 다수 개의 분산 안테나를 설치하고, 지리적으로 분산된 복수의 송신국들 및 수신기들 사이의 협력적 통신을 수행하는 방법이 사용되고 있다.
분산 안테나 시스템은 음영 지역 해소, 송신 전력 감소 및 대역폭 대비 전송 효율 개선 효과가 있으며, 특히 기지국에 광케이블로 연결된 릴레이 노드를 분산 안테나로 활용하는 시스템은 중계 및 제어 신호의 송수신에 추가적인 무선 자원이 요구되지 않아 고효율의 자원 할당 및 분산 안테나간 협조적 신호 전송에 유리하다는 장점이 있다.
한편, 반도체 기술의 발전에 따라 많은 수의 부반송파를 처리하는 회로를 하나의 집적 회로에 구현할 수 있게 되면서 고속의 데이터를 저속 병렬 데이터로 변환하여 전송하는 것이 가능해졌고, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 신호처리 기술의 이용으로 연산이 더욱 간단해짐에 따라 다양한 상용 무선 및 이동 통신 시스템에 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식이 사용되고 있다.
OFDM을 이용한 무선 통신 방법은 다중 부반송파를 이용함으로써 주파수 선택적 페이딩 채널(frequency selective fading channel) 특성을 가지는 무선 환경에서도 플랫(Flat) 채널 특성을 이용하여 신호를 전송할 수 있도록 한다. OFDM의 특성을 이용함으로써 대역폭의 효율과 데이터 전송률을 향상시킬 수 있고, 복수의 채널 각각의 상태에 따라 변조 및 부호화 방법을 유연하게 적응시킬 수 있으며, 분리되어 있는 데이터 자원을 다중화할 수 있다.
그러나, OFDM은 다수의 부반송파간 직교 특성을 이용하기 때문에 부반송파간 동기화에 매우 민감한 특성을 갖는다. 특히, 분산안테나 시스템 또는 협력 통신 시스템과 같이 다수의 송신 포인트(또는 노드)를 사용하는 무선 통신 환경에서는 부반송파간의 동기에 오차가 발생하는 경우 매우 심각한 성능 저하를 야기하게 되는 문제점이 있다.
한편, 최근에는 분산 안테나 시스템에서 알라무티 코드(Alamouti Code)를 이용하여 송신 안테나 다이버시티 이득을 얻는 알라무티 부호화된(Almouti Coded) OFDM 방식의 사용이 고려되고 있다. 분산 안테나 시스템에서 다이버시티 이득을 최대화하기 위해서는 주파수 오차로 인해 발생하는 부반송파간의 간섭을 감소시켜야만 한다.
상기한 바와 같은 요구사항을 만족시키기 위해 OFDM을 이용하는 무선 통신 시스템에서 부반송파간 간섭을 감소시키기 위한 연구들이 진행되고 있다. 그러나, 현재 진행되고 있는 부반송파간 간섭 감소에 관한 연구들은 주로 플랫 페이딩 특성을 가지는 무선 채널 환경을 전제로 하고 있기 때문에 주파수 선택적 페이딩 채널 환경에 적용하는 경우 성능 저하가 발생하는 문제가 있다.
상술한 문제를 해결하기 위한 본 발명의 목적은 주파수 선택적 페이딩 채널 환경에서 부반송파간 간섭을 효율적으로 제거할 수 있는 무선 통신 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 상기 부반송파간 간섭 제거 방법을 수행하는 간섭 제거 장치를 제공하는 것이다.
상술한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법은 수신 장치에서 수행되는 간섭 제거 방법으로, 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나로부터 수신한 수신 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT)을 실행하여 제1 신호 및 제2 신호를 생성하는 단계와, 상기 제1 신호 및 제2 신호를 컴바이닝하여 제1 심볼들을 획득하는 단계와, 상기 제1 심볼들에 기초하여 제1 간섭 신호 및 제2 간섭 신호를 생성하는 단계와, 상기 제1 신호로부터 상기 제1 간섭 신호를 제거하여 제3 신호를 생성하고, 상기 제2 신호로부터 상기 제2 간섭 신호를 제거하여 제4 신호를 생성하는 단계 및 상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 컴바이닝하여 제2 심볼들을 획득하는 단계를 포함한다.
여기서, 상기 수신 신호는 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나가 각각 가용한 전체 부반송파를 복수의 서브블록으로 구분하고, 구분된 각 서브블록에 포함되는 부반송파들에 대해 입력 심볼들을 매핑하여 생성한 알라무티 코드 심볼쌍(Alamouti code symbol pairs)으로 구성된 신호일 수 있다.
여기서, 상기 부반송파간 간섭 제거 방법은, 상기 제2 심볼들에 대해 신뢰도를 평가하는 단계 및 평가된 신뢰도가 미리 설정된 기준보다 낮은 심볼에 대해 최대 우도 검출을 수행하여 제3 심볼들을 획득하는 단계를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제2 심볼들에 대한 신뢰도를 평가하는 단계는, 상기 제2 심볼들 전체의 평균 전력과 상기 제2 심볼들에 포함된 각 심볼의 전력의 비를 미리 설정된 임계값과 비교한 결과에 기초하여 평가할 수 있다.
여기서, 상기 부반송파간 간섭 제거 방법은, 상기 제3 심볼들에에 기초하여 제3 간섭 신호 및 제4 간섭 신호를 생성하는 단계와, 상기 제1 신호로부터 상기 제3 간섭 신호를 제거하여 제5 신호를 생성하고, 상기 제2 신호로부터 상기 제4 간섭 신호를 제거하여 제6 신호를 생성하는 단계 및 상기 제5 신호 및 상기 제6 신호를 컴바이닝하여 제4 심볼들을 획득하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제1 신호 및 제2 신호를 생성하는 단계는, 상기 수신 신호를 제1 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제1 신호를 생성할 수 있고, 상기 수신 신호를 제2 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제2 신호를 생성할 수 있다.
여기서, 상기 제1 간섭 신호 및 제2 간섭 신호를 생성하는 단계는, 상기 제1 심볼들에 기초하여 생성한 제1 추정 심볼 및 제2 추정 심볼과, 상기 수신 장치와 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나 사이의 채널 정보인 제1 채널 정보 및 제2 채널 정보와, 주파수 오차 정보를 이용하여 상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성할 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 수행하는 장치는 수신 장치의 구성으로 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나로부터 수신한 수신 신호에 대해 고속 푸리에 변환을 실행하여 제1 신호 및 제2 신호를 생성하는 고속 푸리에 변환부와, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 제공하는 연산부와, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 컴바이닝하여 제1 심볼들을 검출하는 컴바이닝부 및 상기 제1 심볼들에 기초하여 상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성하는 간섭신호 생성부를 포함하고, 상기 연산부는 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호로부터 제1 간섭 신호 및 제2 간섭 신호를 각각 제거하여 제3 신호 및 제4 신호를 생성하고, 상기 컴바이닝부는 상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 컴바이닝하여 제2 심볼들을 검출한다.
여기서, 상기 수신 신호는 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나가 각각 가용한 전체 부반송파를 복수의 서브블록으로 구분하고, 구분된 각 서브블록에 포함되는 부반송파들에 대해 입력 심볼들을 매핑하여 생성한 알라무티 코드 심볼쌍(Alamouti code symbol pairs)으로 구성된 신호일 수 있다.
여기서, 상기 수신 장치는, 상기 제2 심볼들에 대해 신뢰도를 평가하는 신뢰도 검출부 및 평가된 신뢰도가 미리 설정된 기준보다 낮은 심볼에 대해 최대 우도 검출을 수행하여 제3 심볼들을 검출하는 최대 우도 검출부를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 신뢰도 검출부는 상기 제2 심볼들 전체의 평균 전력과 상기 제2 심볼들에 포함된 각 심볼들의 전력의 비를 미리 설정된 임계값과 비교한 결과에 기초하여 신뢰도를 평가할 수 있다.
여기서, 상기 간섭신호 생성부는 상기 제3 심볼들에 기초하여 제3 간섭 신호 및 제4 간섭 신호를 생성하고, 상기 연산부는 상기 제1 신호로부터 상기 제3 간섭 신호를 제거하여 제5 신호를 생성하고 상기 제2 신호로부터 상기 제4 간섭 신호를 제거하여 제6 신호를 생성하며, 상기 컴바이닝부는 상기 제5 신호 및 상기 제6 신호를 컴바이닝하여 제4 심볼들을 검출할 수 있다.
여기서, 상기 수신 장치는 상기 신뢰도 검출부로부터 출력된 제2 심볼들을 양자화하여 상기 최대 우도 검출부에 제공하는 제2 양자화부를 더 포함할 수 있다.
여기서, 상기 고속 푸리에 변환부는 상기 수신 신호를 제1 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제1 신호를 생성하고, 상기 수신 신호를 제2 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제2 신호를 생성할 수 있다.
여기서, 상기 간섭신호 생성부는 상기 제1 심볼에 기초하여 생성한 제1 추정 심볼 및 제2 추정 심볼과, 상기 수신 장치와 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나 사이의 채널 정보인 제1 채널 정보 및 제2 채널 정보와, 주파수 오차 정보를 이용하여 상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성할 수 있다.
여기서, 상기 수신 장치는 상기 컴바이닝부로부터 출력된 상기 제1 심볼들 및 상기 제2 심볼들을 양자화하여 상기 간섭신호 제공부에 제공하는 제1 양자화부를 더 포함할 수 있다.
상술한 바와 같은 무선 통신 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법 및 이를 수행하는 장치에 따르면, 송신 장치는 주파수 선택적 페이딩이 존재하는 채널 환경에서 가용한 전체 부반송파들을 복수의 서브블록으로 구분하고, 구분된 각 서브블록내에서 미러 이미지를 이용하여 알라무티 코드 심볼쌍을 구성하여 신호를 전송한다. 수신 장치는 수신된 신호에 대해 알라무티 복호화를 통해 서브블록 내의 간섭이 제거된 초기 심볼을 검출하고, 검출된 초기 심볼과 채널 정보 및 주파수 오차 정보를 이용하여 간섭 신호를 생성한 후, 생성한 간섭 신호를 수신 신호로부터 제거한 후, 간섭이 제거된 신호에 대한 신뢰도가 낮은 경우 해당 심볼에 대해 부분적으로 최대 우도 검출을 수행하여 최종 심볼을 검출한다.
따라서, 주파수 선택적 페이딩 채널 환경에서 분산 안테나 또는 협력 통신 장치의 송신 안테나간 존재하는 주파수 오차에 의한 부반송파간 간섭 제거 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 수신 장치의 연산량을 낮게 유지하면서 최대 우도 검출 기법을 사용하는 경우의 수신 성능과 근접한 수신 성능을 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법이 적용되는 분산 안테나 통신 환경을 나타내는 개념도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서 송신 장치에서 수행되는 알라무티 코드 심볼쌍 매핑 과정을 설명하기 위한 개념도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 실행하는 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 성능을 각 서브블록에 포함된 부반송파 개수에 따라 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파 간섭 제거 방법의 성능을 부반송파간 간섭 제거 회수에 따라 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 성능을 기존의 방법과 비교하여 나타낸 그래프이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서 송신 장치에서 수행되는 알라무티 코드 심볼쌍 매핑 과정을 설명하기 위한 개념도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 실행하는 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 성능을 각 서브블록에 포함된 부반송파 개수에 따라 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파 간섭 제거 방법의 성능을 부반송파간 간섭 제거 회수에 따라 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 성능을 기존의 방법과 비교하여 나타낸 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다.
그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
본 발명의 실시예에 따른 분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법은 분산 기지국 또는 다수의 송수신 포인트간 협력 통신을 수행하는 협력 통신 환경에서 알라무티 부호화된 OFDM(Alamouti coded OFDM) 방식을 사용하는 시스템에 적용할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에서 '수신 장치'라 함은 이동국(MS: Mobile Station), 이동 단말(MT: Mobile Terminal), 사용자 단말, 사용자 장비(UE: User Equipment), 사용자 터미널(UT: User Terminal), 무선 터미널, 액세스 터미널(AT), 가입자 유닛(Subscriber Unit), 가입자 스테이션(SS: Subscriber Station), 무선 기기(Wireless device), 무선 통신 디바이스, 무선송수신유닛(WTRU: Wireless Transmit/Receive Unit), 이동 노드, 모바일 또는 다른 용어들로 지칭될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에서 '송신 장치' 또는 '송신 안테나'라 함은 일반적으로 단말과 통신하는 고정된 지점을 의미하며, 베이스 스테이션(Base Station), 노드-B(Node-B), e노드-B(eNode-B), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point), 전송 포인트(transmission point), 원격 무선 장치(RRH: Remote Radio Head/RRE:Remote Radio Equipment) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
이하, 본 발명의 일 실시예에 따른 분산 안테나 시스템의 부반송파간 간섭 제거 방법은, OFDM 방식을 사용하는 분산 안테나 시스템에 적용하는 것을 예를 들어 설명한다. 또한, 본 발명에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법은 복수의 송신 안테나 및 적어도 하나의 수신 안테나를 이용하여 신호를 송수신하는 분산 안테나 시스템 또는 협력 통신 시스템에 적용이 가능하다. 이하에서는 설명의 편의를 위해 2개의 송신 안테나(또는 송신 장치)와 하나의 수신 안테나(또는 수신 장치)를 이용한 분산 안테나 시스템을 예를 들어 설명하나, 본 발명의 기술적 사상이 상기한 송신 안테나 및 수신 안테나 개수에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 기술적 사상은 복수의 송신 안테나 및 복수의 수신 안테나를 구비한 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법이 적용되는 분산 안테나 통신 환경을 나타내는 개념도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법은 도 1에 도시한 바와 같이 제1 송신 안테나(110) 및 제2 송신 안테나(120)와, 수신 안테나(130)가 존재하는 분산 안테나 환경에 적용될 수 있다. 여기서, 제1 송신 안테나(110) 및 제2 송신 안테나(120)는 각각 적어도 하나의 송신 안테나를 사용하여 신호를 전송하는 송신 장치를 의미할 수 있다. 또한, 수신 안테나(130)는 적어도 하나의 수신 안테나를 구비하고 복수의 송신 안테나를 통해 송신되는 신호를 수신하는 수신 장치를 의미할 수 있다.
제1 송신 안테나(110) 및 제2 송신 안테나(120)는 총 N개의 부반송파로 구성된 OFDM 변조된 신호를 송신할 수 있다. 이하에서는, 제1 송신 안테나(110)와 제2 송신 안테나(120)로부터 송신되는 k번째 부반송파가 겪는 채널 페이딩 계수를 각각 
와 
로 표시한다. OFDM 심볼 구간 T는 제1 송신 안테나(110) 및 제2 송신 안테나(120)로부터 전송된 각 OFDM 심볼 간의 시간 오차를 무시할 수 있을 만큼 긴 것으로 가정한다. 또한, 본 발명에서는 수신 안테나(130)가 제1 송신 안테나(110)로부터 수신한 신호의 반송파 주파수 
와 제2 송신 안테나(120)로부터 수신한 신호의 반송파 주파수 
사이에는 차이가 존재하는 실제적인 상황을 고려한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서는 수신 신호로부터 일차적으로 초기 검출 심볼을 획득한다 이후, 초기 검출 심볼에 기초하여 간섭 신호를 추정하여 생성한 후, 생성된 간섭 신호를 수신 신호로부터 제거하여 최종 검출 심볼을 획득함으로써 부반송파간 간섭을 제거한다. 또한, 일차적으로 초기 검출 심볼을 획득하는 과정에서 주파수 오차에 의한 부반송파간 간섭 성분을 자체적으로 제거하는 방법을 적용한다.
알라무티 부호화된 OFDM(Alamouti coded OFDM) 방식을 사용하는 시스템에서 부반송파간 간섭을 제거하기 위한 종래의 방법에서는, 알라무티 코드 심볼쌍(Alamouti code symbol pair)을 이웃하는 두 부반송파에 매핑하였다. 즉, 송신 안테나를 통해 전송되는 l번째 심볼을 
로 표시하면, 시간적으로 연속적인 두 심볼인 
과 
의 알라무티 코드 심볼쌍을 각각 
과 
로 매핑하였다. 그러나, 이와 같은 심볼 매핑 방법은 주파수 선택적 페이딩 채널 환경에서는 부반송파간 간섭 제거 성능이 저하되는 단점이 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서는 수신 장치가 선택적 페이딩 환경에서 수신한 신호로부터 초기 심볼 검출시 자체적으로 부반송파간 간섭을 제거할 수 있는 방법을 사용한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서 송신 장치에서 수행되는 알라무티 코드 심볼쌍 매핑 과정을 설명하기 위한 개념도이다. 즉, 알라무티 부호화된 OFDM 방식을 사용하는 무선 통신 환경에서 주파수 선택적 페이딩에 의해 발생하는 주파수 오차로 인한 간섭을 일차적으로 제거하기 위한 알라무티 코드 심볼쌍 매핑 방법을 예를 들어 도시하였다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서는 전체 부반송파를 다수의 부반송파 서브블록(subblock)으로 구분하고, 구분된 각 부반송파 서브블록에서 알라무티 코드 심볼쌍을 미러 이미지(mirror image, 또는 대칭 쌍)를 이용하여 해당 부반송파에 매핑하는 방법을 사용한다.
구체적으로, 사용 가능한 총 부반송파의 개수가 N인 경우, 먼저 N개의 부반송파를 Nb개의 부반송파 서브블록으로 구분한다. 그리고, 구분된 각 부반송파 서브블록별로 미러 이미지를 이용하여 알라무티 코드 심볼쌍을 선택한다. 여기서, 미러 포인트(또는 대칭 포인트)는 각 서브블록에 포함된 부반송파들의 중심에 위치할 수 있고, 서브블록에서 미러 포인트를 기준으로 서로 대칭되는 위치의 부반송파들에 알라무티 코드 심볼쌍을 매핑한다.
서브블록 개수(또는 각 서브블록에 포함되는 부반송파의 개수)는 주파수 선택적 특성에 따라 적응적으로 결정될 수 있고, 각 송신 장치는 수신 장치로부터 제공된 채널 측정 정보에 기초하여 주파수 선택적 채널 특성을 판단한 후 판단 결과에 기초하여 서브블록의 개수를 결정할 수 있다. 또한, 각 서브블록 내에서는 페이딩이 플랫한 특성을 유지하는 범위 내에서 가능한 많은 부반송파을 포함하도록 구성하는 것이 부반송파간 간섭 제거 효과가 크다.
도 2에서 nc는 각 서브 블록에 포함되는 부반송파의 개수를 의미한다. 서브블록의 개수가 Nb(여기서, b는 서브블록의 인덱스를 의미함)인 경우, 각 서브블록에 포함되는 부반송파의 개수 nc는 N/Nb(즉, nc=N/Nb)로 계산된다. 또한, 부반송파의 인덱스를 k로 표기할 때, 서브블록 인덱스는 
를 통해 산출할 수 있다. 예를 들어, k=17이고, nc=8인 경우, b=3이 된다. 이는 nc=8이고 k=17인 경우, 부반송파는 세 번째 서브블록에 위치함을 의미한다.
제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나로부터 각각 k번째 부반송파를 통해 전송되는 알라무티 코드 심볼 
와 
가 b번째 서브블록 내에 있는 경우, 알라무티 코드 심볼 
와 
는 수학식 1과 같이 표현할 수 있다.
수학식 1에서, 구간 
는 k번째 부반송파가 b번째 서브블록의 중심으로부터 왼쪽에 위치한 경우를 나타내고, 구간 
는 k번째 부반송파가 b번째 서브블록의 중심으로부터 오른쪽에 위치한 경우를 의미한다.
도 2에 도시한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법에서는 송신 장치가 전체 부반송파를 복수의 부반송파 서브블록으로 구분하고, 구분된 각 서브블록별로 미러 이미지(또는 대칭 포인트)를 이용하여 알라무티 코드 심볼쌍을 부반송파에 매핑하여 구성한 신호를 전송한다. 따라서, 전체 부반송파 관점에서는 페이딩이 선택적으로 보일 수 있으나, 구분된 각 서브블록의 관점에서는 플랫 페이딩 특성을 나타내게 된다. 이와 같은 특성을 이용하여 플랫 페이딩에 적용할 수 있는 간섭 제거 방법을 각 서브블록 단위로 적용하여 전체적인 부반송파 간섭을 제거할 수 있다.
즉, 도 2에 도시한 방식을 통해 복수의 송신 안테나가 신호를 전송하면, 수신 장치는 각 송신 안테나로부터 전송된 신호의 반송파 주파수에 동기를 맞춰 FFT를 수행한 후, FFT가 수행된 신호들에 대해 알라무티 선형 컴바이닝을 수행한다. 이 과정에서 각 송신 안테나로부터 전송된 신호의 주파수 오차에 의해 발생한 부반송파간 간섭의 일부가 자체적으로 제거된다. 따라서, 수신 장치가 수신한 신호에 대해 일차적으로 검출한 심볼의 정확도가 종래의 알라무티 부호화된 OFDM을 통해 전송된 신호로부터 검출한 심볼의 정확도 보다 더 향상된다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 실행하는 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 3은 두 개의 송신 안테나로부터 전송되는 신호를 수신하여 부반송파간 간섭을 제거하는 수신 장치의 구성을 예를 들어 도시하였다.
또한, 도 3에서는 설명의 편의를 위해 부반송파 간섭 제거 과정이 한번만 반복되는 경우를 예를 들어 도시하였다. 즉, 초기 검출 심볼 획득 과정(i=0)에서는 도 2에 도시한 바와 같은 구성을 통해 자체적으로 간섭이 제거된 초기 심볼을 일차적으로 획득한다. 이후 부반송파 간섭 제거 과정(i=1)에서는 획득한 초기 검출 심볼에 기초하여 간섭 신호를 추정하여 생성하고, 생성한 간섭 신호를 수신 신호로부터 제거함으로써 최종 검출 신호를 획득한다.
한편, 본 발명의 기술적 사상은 도 3에 도시한 바와 같이 간섭 제거 과정을 한번만 반복하는 것으로 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명의 다른 실시예에서는 미리 정해진 기준에 따라 두 번 이상의 간섭 제거 과정을 반복 수행하도록 구성할 수 있다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 제1 FFT부(301), 제2 FFT부(303), 제1 연산부(305), 제2 연산부(307), 컴바이닝부(309), 제1 양자화부(311), 간섭신호 생성부(313), 신뢰도 검출부(315), 제2 양자화부(317) 및 최대 우도 검출부(319)를 포함할 수 있다.
제1 FFT부(301)는 입력된 수신 신호 r(t)에 대해 FFT를 수행하여 FFT 출력 벡터 
를 생성한다. 여기서, 제1 FFT부(301)는 수신 신호 r(t)를 제1 송신 안테나의 반송파 주파수 
에 동기를 맞추어 길이 N을 가지는 FFT 출력 벡터 
를 생성한다.
제2 FFT부(303)는 입력된 수신 신호 r(t)에 대해 FFT를 수행하여 FFT 출력 벡터 
를 생성한다. 여기서, 제2 FFT부(303)는 수신 신호 r(t)를 제2 송신 안테나의 반송파 주파수 
에 동기를 맞추어 길이 N을 가지는 FFT 출력 벡터 
를 생성한다.
제1 FFT부(301) 및 제2 FFT부(303)로부터 각각 출력된 FFT 출력 벡터 
및 
는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
또한, 출력 벡터 
및 
의 k번째 성분, 즉 k번째 FFT 출력 
및 
는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 3에서, 
은 정규화된 주파수 오차(normalized frequency offset)를 의미한다. 
를 부반송파간 간격(subcarrier spacing)으로 정의하면 정규화된 주파수 오차 
는 
를 통해 계산될 수 있다. 
와 
는 노이즈 성분을 의미한다. 
는 주파수 차이 
에 따른 부반송파간 간섭 계수를 나타내는 함수로, 수학식 4를 통해 산출할 수 있다.
제1 연산부(305) 및 제2 연산부(307)는 각각 감산기로 구성될 있고, 부반송파간 간섭 제거 과정(즉, i=1)부터 감산 동작을 수행하도록 구성될 수 있다. 즉, 부반송파간 간섭 제거 과정(i=1)에서 제1 연산부(305)는 제1 FFT부(301)로부터 출력된 FFT 출력 벡터 
로부터 간섭신호 벡터 
를 제거하여 간섭 성분이 제거된 벡터 
를 출력한다. 여기서, 간섭 성분이 제거된 벡터 
는 컴바이닝부(309)에 제공된다.
또한, 제2 연산부(307)는 제2 FFT부(303)로부터 출력된 FFT 출력 벡터 
로부터 간섭신호 벡터 
를 제거하여 간섭 성분이 제거된 벡터 
를 출력한다. 여기서, 간섭 성분이 제거된 벡터 
는 컴바이닝부(309)에 제공된다.
한편, 초기 검출 심볼 획득 과정(즉, i=0)에서 제1 연산부(305) 및 제2 연산부(307)는 감산 동작을 수행하지 않고, 제1 FFT부(301) 및 제2 FFT부(303)로부터 각각 출력된 FFT 출력 벡터 
및 
를 컴바이닝부(309)에 그대로 제공한다.
즉, 초기 검출 심볼 획득 과정(i=0)에서는 
, 
이 된다. 그리고, 부반송파간 간섭 제거 과정(i=1)에서는 간섭신호 생성부(313)로부터 생성된 간섭신호 벡터 
와 
를 제1 FFT부(301) 및 제2 FFT부(303)의 출력인 FFT 출력 벡터로부터 제거함으로써 
및 
가 된다.
컴바이닝부(309)는 초기 검출 심볼 획득 과정(i=0)에서 제1 FFT부(301) 및 제2 FFT부(303)로부터 각각 출력된 FFT 출력 벡터 
및 
에 대해 알라무티 컴바이닝을 수행하여 일차적인 심볼 벡터(또는 초기 검출 심볼) 
을 검출한다.
또한, 컴바이닝부(309)는 부반송파간 간섭 제거 과정(i=1)에서는 제1 연산부(305) 및 제2 연산부(307)로부터 각각 제공된 간섭 성분이 제거된 벡터 
및 
에 대해 알라무티 컴바이닝을 수행하여 이차적인 심볼 벡터 
을 검출한다.
컴바이닝부(309)에서 수행되는 알라무티 컴바이닝은 서브블록 단위로 수행될 수 있다. b번째 서브블록 내에서 k번째 부반송파에 매핑된 심볼쌍에 해당하는 검출 심볼쌍은 수학식 5와 같다.
수학식 5에서, DQAM은 복조 연산자를 의미한다. 그러나, 복조 연산자가 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 복조 방식으로만 한정되는 것은 아니며, 송신 장치에서 적용한 변조 방법에 따라 다양한 복조 연산자가 사용될 수 있다. 예를 들어, 송신 장치에서 변조 방법으로 BPSK(Binary Phase Shift Key)를 적용한 경우, 복조 연산자는 DBPSK로 구성될 수도 있다.
제1 양자화부(311)는 수학식 5를 통해 획득한 심볼 벡터 
을 양자화하여 양자화된 심볼 벡터 
를 생성한다.
간섭신호 생성부(313)는 도 2에 도시한 바와 같은 방법으로 구성된 알라무티 코드 심볼 
와 
을 양자화된 심볼 벡터 
를 기반으로 추정하여 알라무티 심볼 벡터 
와 
를 생성한다.
간섭신호 생성부(313)는 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나와 수신 장치 사이의 채널 벡터 
와 
, 추정된 알라무티 심볼 벡터 
와 
, 그리고 정규화된 주파수오차 성분 
을 이용하여 간섭 신호 벡터 
와 
를 생성한다. 생성된 간섭 신호 벡터 
와 
는 각각 제1 연산부 및 제2 연산부로 제공된다.
간섭 신호 벡터 
와 
중 k번째 간섭 신호인 
와 
는 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 6에서, 
와 
는 각각 
와 
의 m번째 성분을 의미하고, 
와 
는 각각 채널 벡터 
와 
의 m번째 성분을 의미한다.
신뢰도 검출부(315)는 부반송파간 간섭 제거 과정 및 부반송파간 간섭 제거 과정의 반복 수행 과정에서 컴바이닝부(309)로부터 제공된 심볼 벡터 
에 대한 신뢰도를 평가한다. 신뢰도 검출부(315)는 전체 심볼 벡터 
의 평균 전력에 대한 k번째 심볼 벡터 
의 전력의 비인 
를 수학식 7과 같이 계산한다. 그리고, 신뢰도 검출부(315)는 계산된 전력 비 
를 미리 설정된 임계치 
와 비교하여 
가 
보다 작은 경우 신뢰도가 낮은 것으로 판단한다.
신뢰도 검출부(315)는 신뢰도가 낮은 것으로 판단되는 경우 심볼 벡터 
를 제2 양자화부(317)에 제공한다. 또는 신뢰도 검출부(315)는 신뢰도 낮지 않은 경우에는 상기 심볼 벡터를 최종 검출 심볼 
로 출력한다.
제2 양자화부(317)는 신뢰도 검출부(315)로부터 제공된 심볼 벡터에 대한 양자화를 수행하여 양자화된 심볼 벡터 
를 생성한다. 상기 양자화된 심볼 벡터 
는 최대 우도 검출부(319)에 제공된다.
최대 우도 검출부(319)는 제2 양자화부(317)로부터 제공된 양자화된 심볼 벡터 
에 대해 부분적 최대 우도 검출(MLD: Maximum Likelihood Detection)을 수행한다. 즉, 최대 우도 검출부(319)는 양자화된 심볼 벡터 
에 포함된 심볼들 중 신뢰도가 낮은 심볼에 대해서만 최대 우도 검출을 수행하고, 최대 우도 검출을 통해 검출된 심볼을 포함하는 검출 심볼 벡터를 최종 검출 심볼 
로 출력한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 4에 도시한 부반송파간 간섭 제거 방법은 두 개 이상의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 수신하는 수신 장치에서 수행될 수 있다.
도 4를 참조하면, 먼저 수신 장치는 두 개의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 수신한다(S401).
수신 장치는 수신 신호 r(t)에 대해 두 개의 송신 안테나의 반송파 주파수와 동기를 맞추어 FFT를 수행하여 FFT 출력 벡터 
및 
를 생성한다(S403).
이후, 수신 장치는 FFT 출력 벡터 
및 
에 대한 알라무티 컴바이닝을 수행하여 초기 검출 심볼 
을 획득한다(S405). 여기서, 획득한 초기 검출 심볼 
은 도 2에 도시한 바와 같은 방법을 통해 각 서브블록별로 부반송파에 매핑된 알라무티 코드 심볼쌍에 대해 검출된 심볼이므로 각 서브블록에 존재하는 간섭의 일부가 자체적으로 제거된 심볼이다.
이후, 수신 장치는 초기 검출 심볼 
에 대한 양자화를 수행하여 양자화된 심볼 벡터 
를 생성한다(S407).
수신 장치는 양자화된 심볼 벡터 
에 기초하여 알라무티 심볼 벡터 
와 
를 생성하고, 생성된 알라무티 심볼 벡터 
와 
, 채널 벡터 
와 
, 그리고 정규화된 주파수오차 성분 
을 이용하여 간섭 신호 벡터 
와 
를 생성한다(S409).
수신 장치는 FFT 출력 벡터 
및 
와 간섭 신호 벡터 
와 
의 감산을 수행하여 FFT가 수행된 신호로부터 간섭 신호를 제거한다(S411). 여기서, 간섭 신호가 제거된 벡터는 
및 
가 된다.
이후, 수신 장치는 간섭 신호가 제거된 벡터 
및 
에 대해 알라무티 컴바이닝을 수행하여 심볼 벡터 
를 획득한다(S413).
이후. 수신 장치는 획득한 심볼 벡터 
에 대한 신뢰도를 평가하고(S415), 신뢰도를 미리 설정된 기준과 비교한다(S417). 여기서, 신뢰도가 미리 설정된 기준 미만에 해당하는 경우, 심볼 벡터 
에 대한 양자화를 수행하여 신뢰도가 미리 설정된 기준 미만이 심볼에 대해서만 부분적으로 최대 우도 검출을 수행한다(S419).
여기서, 수신 장치는 미리 설정된 부반송파간 간섭 제거 과정의 반복 회수(icount) 만큼 단계 S407 내지 단계 S419를 반복 수행할 수 있고, 미리 설정된 반복 회수만큼 부반송파간 간섭 제거 과정을 수행한 후에는 최종 검출 심볼 
을 획득한다. 여기서, 반복 회수는 송신 안테나의 수, 선택적 페이딩 정보 및 수신 장치의 성능 등과 같은 다양한 조건에 따라 설정될 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 성능을 각 서브블록에 포함된 부반송파 개수에 따라 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 5에서 가로축은 부반송파의 개수를 나타내고, 세로축은 비트오율(BER: Bit Error Rate)를 나타낸다. 또한, 점선은 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하지 않은 경우(즉, i=0)를 나타내고, 실선은 부반송파간 간섭 제거 방법을 실행하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거한 경우(즉, i=1)를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 정규화된 주파수 오차(Normalized FO, ε)가 낮을수록 비트오율 성능이 좋아짐을 알 수 있다. 또한, 동일한 주파수 오차에서는 부반송파간 간섭 제거 방법을 실행한 경우 즉, 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거한 경우(i=1)가 그렇지 않은 경우 보다 비트오율 성능이 더 좋음을 알 수 있다.
한편, 주파수 오차가 0.8 및 0.5인 경우에는 각 서브블록에 포함된 부반송파 개수가 16 이하일 때 부반송파 개수의 증가에 따라 비트오율 성능이 개선되고, 주파수 오차가 0.3인 경우에는 각 서브블록에 포함된 부반송파 개수가 8 이하일 때 부반송파 개수의 증가에 따라 비트오율 성능이 개선되는 것으로 확인되었다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파 간섭 제거 방법의 성능을 부반송파간 간섭 제거 회수에 따라 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 6에서, 가로축은 부반송파간 간섭 제거 방법의 반복 회수를 나타내고, 세로축은 비트오율(BER)을 나타낸다.
도 6을 참조하면, 정규화된 주파수 오차(ε)가 낮을수록 비트오율 성능이 좋아짐을 확인할 수 있다.
또한, 동일한 주파수 오차에서는 부반송파간 간섭 제거 방법의 반복 회수가 증가할수록 비트오율 성능이 좋음을 알 수 있다. 정규화된 주파수 오차에 따라 다소 차이는 있으나, 부반송파간 간섭 제거 방법의 반복 회수가 1회 이상인 경우 비트오율 성능의 개선 정도는 점점 완만해짐을 확인할 수 있다.
따라서, 수신 장치의 연산량과 검출 성능의 트레이드 오프 관계를 고려하여 부반송파간 간섭 제거 방법의 반복 실행 회수를 적절하게 설정할 필요가 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 성능을 기존의 방법과 비교하여 나타낸 그래프이다.
도 7에서 가로축은 정규화된 주파수 오차(ε)를 나타내며, 세로축은 비트오율(BER)을 나타낸다.
도 7을 참조하면, Eb/N0가 10dB인 경우, 주파수 오차가 증가할수록 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 방법을 1회 반복한 경우의 비트오율 성능이 종래의 부반송파간 간섭 방법을 5회 반복한 경우보다 좋음을 알 수 있다.
또한, Eb/N0가 10dB인 경우는 Eb/N0가 10dB인 경우 보다 비트오율 성능이 전반적으로 더 우수한 것으로 측정되었고, 특히 본 발명의 일 실시예에 따른 부반송파간 간섭 제거 방법의 비트오율 성능이 종래의 종래의 부반송파간 간섭 방법 보다 더 우수한 것으로 측정되었다.
이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
110 : 제1 송신안테나 120 : 제2 송신 안테나
130 : 수신 안테나
301 : 제1 FFT부 303 : 제2 FFT부
305 : 제1 연산부 307 : 제2 연산부
309 : 컴바이닝부 311 : 제1 양자화부
313 : 간섭신호 생성부 315 : 신뢰도 검출부
317 : 제2 양자화부 319 : 최대 우도 검출부
130 : 수신 안테나
301 : 제1 FFT부 303 : 제2 FFT부
305 : 제1 연산부 307 : 제2 연산부
309 : 컴바이닝부 311 : 제1 양자화부
313 : 간섭신호 생성부 315 : 신뢰도 검출부
317 : 제2 양자화부 319 : 최대 우도 검출부
Claims (16)
- 수신 장치에서 수행되는 간섭 제거 방법에 있어서,
제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나로부터 수신한 수신 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT)을 실행하여 제1 신호 및 제2 신호를 생성하는 단계;
상기 제1 신호 및 제2 신호를 컴바이닝하여 제1 심볼들을 획득하는 단계;
상기 제1 심볼들에 기초하여 제1 간섭 신호 및 제2 간섭 신호를 생성하는 단계;
상기 제1 신호로부터 상기 제1 간섭 신호를 제거하여 제3 신호를 생성하고, 상기 제2 신호로부터 상기 제2 간섭 신호를 제거하여 제4 신호를 생성하는 단계; 및
상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 컴바이닝하여 제2 심볼들을 획득하는 단계를 포함하고,
상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성하는 단계는, 상기 제1 심볼들에 기초하여 생성한 제1 추정 심볼 및 제2 추정 심볼과, 상기 수신 장치와 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나 사이의 채널 정보인 제1 채널 정보 및 제2 채널 정보와, 주파수 오차 정보를 이용하여 상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 부반송파간 간섭 제거 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 수신 신호는 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나가 각각 가용한 전체 부반송파를 복수의 서브블록으로 구분하고, 구분된 각 서브블록에 포함되는 부반송파들에 대해 입력 심볼들을 매핑하여 생성한 알라무티 코드 심볼쌍(Alamouti code symbol pairs)으로 구성된 신호인 것을 특징으로 하는 부반송파간 간섭 제거 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 부반송파간 간섭 제거 방법은,
상기 제2 심볼들에 대해 신뢰도를 평가하는 단계; 및
평가된 신뢰도가 미리 설정된 기준보다 낮은 심볼에 대해 최대 우도 검출을 수행하여 제3 심볼들을 획득하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 부반송파간 간섭 제거 방법. - 청구항 3에 있어서,
상기 제2 심볼들에 대한 신뢰도를 평가하는 단계는,
상기 제2 심볼들 전체의 평균 전력과 상기 제2 심볼들에 포함된 각 심볼의 전력의 비를 미리 설정된 임계값과 비교한 결과에 기초하여 평가하는 것을 특징으로 하는 부반송파간 간섭 제거 방법. - 청구항 3에 있어서,
상기 부반송파간 간섭 제거 방법은,
상기 제3 심볼들에에 기초하여 제3 간섭 신호 및 제4 간섭 신호를 생성하는 단계;
상기 제1 신호로부터 상기 제3 간섭 신호를 제거하여 제5 신호를 생성하고, 상기 제2 신호로부터 상기 제4 간섭 신호를 제거하여 제6 신호를 생성하는 단계; 및
상기 제5 신호 및 상기 제6 신호를 컴바이닝하여 제4 심볼들을 획득하는 단계를 포함하는 부반송파간 간섭 제거 방법. - 청구항 1에 있어서,
상기 제1 신호 및 제2 신호를 생성하는 단계는,
상기 수신 신호를 제1 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제1 신호를 생성하고, 상기 수신 신호를 제2 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제2 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 부반송파간 간섭 제거 방법. - 삭제
- 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나로부터 수신한 수신 신호에 대해 고속 푸리에 변환을 실행하여 제1 신호 및 제2 신호를 생성하는 고속 푸리에 변환부;
상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 제공하는 연산부;
상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 컴바이닝하여 제1 심볼들을 검출하는 컴바이닝부; 및
상기 제1 심볼들에 기초하여 상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성하는 간섭신호 생성부를 포함하고,
상기 연산부는 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호로부터 제1 간섭 신호 및 제2 간섭 신호를 각각 제거하여 제3 신호 및 제4 신호를 생성하고, 상기 컴바이닝부는 상기 제3 신호 및 상기 제4 신호를 컴바이닝하여 제2 심볼들을 검출하고,
상기 간섭신호 생성부는, 상기 제1 심볼에 기초하여 생성한 제1 추정 심볼 및 제2 추정 심볼과, 상기 수신 장치와 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나 사이의 채널 정보인 제1 채널 정보 및 제2 채널 정보와, 주파수 오차 정보를 이용하여 상기 제1 간섭 신호 및 상기 제2 간섭 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 청구항 8에 있어서,
상기 수신 신호는 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나가 각각 가용한 전체 부반송파를 복수의 서브블록으로 구분하고, 구분된 각 서브블록에 포함되는 부반송파들에 대해 입력 심볼들을 매핑하여 생성한 알라무티 코드 심볼쌍(Alamouti code symbol pairs)으로 구성된 신호인 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 청구항 8에 있어서,
상기 수신 장치는,
상기 제2 심볼들에 대해 신뢰도를 평가하는 신뢰도 검출부; 및
평가된 신뢰도가 미리 설정된 기준보다 낮은 심볼에 대해 최대 우도 검출을 수행하여 제3 심볼들을 검출하는 최대 우도 검출부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 청구항 10에 있어서,
상기 신뢰도 검출부는
상기 제2 심볼들 전체의 평균 전력과 상기 제2 심볼들에 포함된 각 심볼들의 전력의 비를 미리 설정된 임계값과 비교한 결과에 기초하여 신뢰도를 평가하는 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 청구항 11에 있어서,
상기 간섭신호 생성부는 상기 제3 심볼들에 기초하여 제3 간섭 신호 및 제4 간섭 신호를 생성하고, 상기 연산부는 상기 제1 신호로부터 상기 제3 간섭 신호를 제거하여 제5 신호를 생성하고 상기 제2 신호로부터 상기 제4 간섭 신호를 제거하여 제6 신호를 생성하며, 상기 컴바이닝부는 상기 제5 신호 및 상기 제6 신호를 컴바이닝하여 제4 심볼들을 검출하는 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 청구항 11에 있어서,
상기 수신 장치는,
상기 신뢰도 검출부로부터 출력된 제2 심볼들을 양자화하여 상기 최대 우도 검출부에 제공하는 제2 양자화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 청구항 8에 있어서,
상기 고속 푸리에 변환부는,
상기 수신 신호를 제1 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제1 신호를 생성하고, 상기 수신 신호를 제2 송신 안테나의 반송파 주파수에 동기화하여 상기 제2 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 수신 장치. - 삭제
- 청구항 8에 있어서,
상기 수신 장치는,
상기 컴바이닝부로부터 출력된 상기 제1 심볼들 및 상기 제2 심볼들을 양자화하여 상기 간섭신호 제공부에 제공하는 제1 양자화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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