CN1638373A - 多天线的正交频分复用***中消除干扰信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于在移动通信***中通过多个接收天线接收信号的接收装置和方法。在接收装置中，多个FFT，将从接收天线接收的频域码元序列转换为时域FFT码元序列，SIC接收机利用其FFT码元序列来判定较高优先权发送码元序列的值，并利用该判定的较高优先权发送码元序列和其误差来判定较低优先权发送码元序列的值，多个解调器，将判定的发送码元序列解调为多个编码的比特流；多个去交织器，对多个编码的比特流逐个流地去交织，并行/串行转换器将去交织的编码比特流转换为一个编码比特流。

Description

多天线的正交频分复用***中消除干扰信号的装置和方法

技术领域

本发明一般地涉及MIMO(多输入多输出)OFDM(正交频分复用)移动通信***，并且特别地，涉及用于改善误差校正编码的性能的装置和方法，该误差校正编码用于校正由误差传播影响导致的误差。

背景技术

由于在发射机和接收机之间的多种障碍，在无线电信道上传输的信号经历了多径干扰。多径无线电信道的特性由最大延迟扩展(spread)和信号传输周期确定。如果信号传输周期比最大延迟扩展长，在连续的信号之间没有干扰发生，并且在频域中该无线电信道是指非选择性频率衰落信道。然而，在宽带高速传输时，传输周期是短于最大延迟扩展的。结果，在连续的信号之间发生干扰，并且接收的信号遭受码间串扰(ISI)。在频域中无线电信道是指选择性频率衰落信道。在信号载波传输利用相干调制的情况下，需要均衡器去消除ISI。此外，在数据速率增长的时候，遭受的ISI失真增加，并且所需要的均衡器的复杂性依次增加。为了解决这种信号载波传输方案中的均衡问题，OFDM方案被提出。

一般而言，OFDM被定义为时分接入和频分接入相结合的二维接入方案。OFDM码元在预定数量副信道中的副载波上被分布式的传输。

在OFDM中，副信道的频谱正交地相互重叠，在频谱效率上具有积极的效果。此外，通过IFFT(逆快速傅里叶变换)和FFT(快速傅里叶变换)实现的OFDM调制/解调使得能有效的数字方式实现调制器/解调器。OFDM强抗频率选择性衰落或窄带干扰，按照欧洲数字广播的传输方案和按照采用了诸如IEEE802.11a，IEEE802.16a和IEEE802.16b标准的大量无线通信标准的高速数据传输的传输方案，其使OFDM变为有效。

OFDM是MCM(多载波调制)的一种特殊情况，其中在传输之前，输入的串行码元序列被转换为并行码元序列并调制为多路正交副载波。

第一个MCM***出现在20世纪50年代末期用于军用高频(HF)无线电通信，在20世纪70年代具有正交重叠副载波的OFDM开始被研究。鉴于在多个载波间的正交调制，OFDM在现有***的具体实施中具有局限性。在1971年，作为一种有效的调制/解调处理Weinstein等提出了应用DFT(离散傅里叶变换)到并行数据传输的OFDM方案，它是之后OFDM发展的驱动力。此外，保护间隔和作为保护间隔的周期性前缀(prefix)的引入进一步减轻了多路径传播和***上延迟扩展的不利影响。为此，OFDM广泛地被开发使用于诸如数字音频广播(DAB)、数字TV广播、无线局域网(WLAN)和无线异步传输方案(WATM)通信的数字数据通信。尽管硬件复杂性是OFDM广泛使用的障碍，但近年来包括FFT和IFFT的数字信号处理技术方面的进步使OFDM能够被实现。OFDM，与FDM(频分复用)相似，因为它是在保持正交的多个副载波上传输数据，以在高速数据传输中有最佳传输效率而自豪(boast)。最佳传输效率归因于较好的频率使用率和OFDM中的强抗多径衰落。特别是，重叠的频谱导致有效的频率使用和强抗频率选择性衰落和多径衰落。OFDM通过使用保护间隔降低了ISI的影响，并使简单的均衡器硬件结构的设计成为可能。此外，因为OFDM强抗脉冲噪声，它在通信***中日益普及。

图1是典型的OFDM移动通信***的方框图。参考图1，编码器100编码二进制输入比特并输出编码的比特流。交织器(interleaver)102交织串行编码的比特流，调制器104映射交织的比特流到信号丛(constellation)中的码元。QPSK(四位相移键控)，8PSK(8位相移键控)，16QAM(16位正交幅度调制)或64QAM(64位正交幅度调制)作为调制器104的调制方案被采用。一个码元中比特的数量与所使用的调制方案相关确定。QPSK调制码元包括2个比特，8PSK调制码元包括3个比特，16QAM调制码元包括4个比特，64QAM调制码元包括6个比特。IFFT 106对调制的码元做IFFT处理并通过发射天线108发送IFFT信号。

接收天线110从发射天线108接收这些码元。FFT 112对接收的信号做FFT处理，解调器114，具有与调制器104中所使用的相同的信号丛，以解调方案转换解扩展的码元为二进制码元。该解调方案与调制方案相关确定。去交织器116以与交织器102的交织方法相对应的去交织方法将解调的二进制比特流去交织。解码器118解码交织的二进制比特流。

图2是使用用多个用于数据发送/接收的发射/接收天线的OFDM移动通信***的方框图。参考图2，编码器200编码二进制输入比特并输出编码的比特流。串-并(S/P)转换器202转换串行编码比特流为并行编码的比特流，它在下面将参考图4被描述。并行比特流被提供到交织器204至206。与分别与图1中示出的对应部分102、104、106和108一样，交织器204至206，调制器208至210，IFFT212至214，和发射天线216至218以相同的方式运行，除了由于多径发射天线的使用之外，分配给每一IFFT的副载波数量要少于图1中示出的分配给IFFT 106的副载波数量。

接收天线220至222接收来自发射天线216至218的码元。FFT 224至226对接收的信号进行FFT变换，并输出FFT信号至连续干扰消除(SIC)接收器228。SIC接收器228的操作将在下面参考图3进行说明。SIC接收器228的输出加到解序器230上。SIC接收器首先检测良好接收状态下的数据流，然后利用所述经检测数据流检测另一数据流。因为SIC接收器228确定哪个数据流处于较好的接收状态，检测顺序不同于发送信号的顺序。因此，解序器230根据发送信号的接收状态对它们解序。解调器232至234和去交织器236至238以与图1所示的解调器114和去交织器116相同的方式处理经解序的码元。并行/串行(p/s)转换器240将并行去交织比特流转换为串行二进制比特流，这将参照图4在下文进行说明。解码器242解码二进制比特流。

由不同发射天线发送的信号在多天线***中由接收天线线性重叠地接收。因此，随着发射/接收天线数量的增加，解码的复杂性也增加了。SIC接收器反复使用低运算量的线性接收器来减少解码的复杂性。SIC接收器通过消除先前已解码信号中的干扰而逐渐获得改善的性能。然而，SIC方案有个突出的缺点，就是在当前阶段增加了先前确定信号中产生的误差。

参考图3，将描述SIC接收器的结构。作为例子，图3的SIC接收器通过两个接收天线接收信号。在图3中，通过两个接收天线接收的信号是y₁和y₂，在方程(1)中列出如下：

                y₁＝x₁h₁₁+x₂h₁₂+z₁

                y₂＝x₁h₂₁+x₂h₂₂+z₂

                                ......(1)

如方程(1)中表示的，两个发射天线发送信号。在方程(1)中，x₁和x₂分别是从第一和第二发射天线发送的信号，h₁₁和h₁₂分别是第一发射天线与第一接收天线之间的信道系数和第二发射天线与第一接收天线之间的信道系数，h₂₁和h₂₂分别是第一发射天线与第二接收天线之间的信道系数和第二发射天线与第二接收天线之间的信道系数，z₁和z₂分别是无线电信道上的噪声。

MMSE(最小均方差)接收器300从y₁和y₂中估算x₁和x₂。如先前描述的，SIC接收器在多个阶段(stage)中估算从发射天线发送的信号。SIC接收器首先估算由一个发射天线(第一发射天线)发送的信号，然后使用第一估算的信号估算由其它发射天线(第二发射天线)发送的信号。在三个发射天线的情况下，SIC接收器还使用从第一和第二发射天线发送的信号的估算，进一步估算从第三发射天线发送的信号。在方程(2)中示出了MMSE接收器从第一和第二接收天线所接收的信号：

                    y₁＝x₁h₁₁+z₃

                    y₂＝x₁h₂₁+z₄

                                ......(2)

如方程(2)中表示的，MMSE接收器300估算第二发射天线发送的作为噪声的信号。通过方程(1)和方程(2)得出方程(3)如下：

                    z₃＝x₂h₁₂+z₁

                    z₄＝x₂h₂₂+z₂

                                ......(3)

当在方程(2)中把从第二发射天线发送的信号作为噪声估算时，从第一发射天线发送的信号也能够作为噪声被估算。在这种情况下，如方程(4)所示，

                    y₁＝x₂h₁₂+z₅

                    y₂＝x₂h₂₂+z₆

                                ......(4)

MMSE接收器300使用方程(2)按照方程(5)估算所发送的信号x₁：

                    E＝|Ay-x₁|²

                                ......(5)

其中y是y₁和y₂的和。使用方程(5)，x₁可以达到最小值E。因此，x₁的估计值

可以按照方程(6)计算出来：

${\tilde{x}}_1=\mathrm{Ay}\·\·\·\·\·\·\left(6\right)$

以同样的方法，可以估计出x₂。数据流排序器302按照它们的MMSE值对x₁和x₂的估计值进行优先级的排序。也就是，在MMSE值的基础上确定在无线电信道上具有最小误差的接收信号。在图3所示的情况下，x₁比x₂的误差少。

数据流排序器302将 提供到图2中所示的解序器230和判决器304。判决器304判定所估计比特的值。因为MMSE接收器300是基于数学运算简单地估算发送的信号，估算(estimate)可能是不可用于发送的数值。因此，判决器304使用所接收的估计值判定可用于在发射器中发送的数值。如果无线电信道中没有误差出现，估计值等于判定值。***器306给计算器308和310提供所判定的值 计算器308和310根据方程(7)估算接收信号y₁和y₂：

MMSE接收器312使用所估计的接收信号按照方程(8)估算由第二发射天线发送的信号：

                 E＝|B y-x₂|²

                               ......(8)

其中 是和 的和。通过方程(8)，导致最小值E的x₂被得到。这样，x₂的估计值

按照方程(9)计算出来：

                x₂＝B y

                               ......(9)

并且提供给图2所示的解序器230。

如上所述，SIC接收机使用在先前阶段中所估计的发送信号来估算另一个在当前阶段中的发送信号。如果所发送的信号在发送之前在相同的交织器中交织，以及在发送期间在某一特定比特里产生了误差，接收器就确定其相邻的比特和该特定比特存在误差。

由于从在先发射天线发送的信号被确定，则从当前发射天线发送的信号利用该估算的信号被估算，在先发送信号的估算值反映在用于估算当前发送的信号的接收信号中。如在方程(10)中列出的，表达了用于估算当前的发送信号的已接收的信号的估算：

${\tilde{y}}_j={\tilde{y}}_{j-1}-h_{j-1}{\tilde{x}}_{j-i}{\tilde{y}}_j=y\·\·\·\·\·\·\left(10\right)$

其中

是为了估算从第j个发射天线发送的信号所使用的接收信号的估计值，

是为了估算从第(j-1)个发射天线发送的信号所使用的接收信号的估计值，而 是从第(j-1)个发射天线发送信号的的估计值。方程(10)示出了从在先发射天线发送的信号估计值所使用的接收信号的估计值被考虑以便估算从当前天线发送的信号。下面的方程(11)代表换算系数C；以消除从第j个发射天线发送的信号的估计值的偏差值：

$c_j=[1-\frac{1}{\mathrm{SNR}}{(H{\left(j\right)}^{*}H\left(j\right)+\frac{I_{N_T}}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{]}^{-1}\·\·\·\·\·\·\left(11\right)$

其中H(j)是第j个发射天线和多个发射天线之间的信道系数，I_NT是N_T×N_T单位矩阵，SNR是信号噪声比。利用方程(10)和(11)，从特定发射天线发送的信号根据方程(12)被估算：

${\tilde{x}}_j=c_j[(H{\left(j\right)}^{*}H\left(j\right)+\frac{I_{N_T}}{\mathrm{SNR}}){]}^{-1}{h}_j^{*}{\tilde{y}}_j\·\·\·\·\·\·\left(12\right)$

如从方程(12)注意到的，为了估算从第j个发射天线发送的信号，从第(j-1)个发射天线发送的信号必须首先被估算。

在下文中，图2的解调器232至234的操作的描述被作出以便根据估算的数据判定从发射机发送的信号。解调器232至234基于从第j个发射天线发送的第k个比特的对数似然比(LLR)判定接收的信号。从第j个发射天线发送的第k个比特的LLR根据方程(13)被计算：

$v_j^k={\mathrm{CSI}}_j[\underset{x\∈x_0^k}{\min }{|\tilde{x}}_j-x{|}^2-\underset{x\∈x_1^k}{\min }|{\tilde{x}}_j-x{|}^2]=\mathrm{CS}{I}_{j}D({\tilde{x}}_j,k)\·\·\·\·\·\·\·\left(13\right)$

其中 是从SIC接收机输出的用于第j个发射天线的均衡抽样(估计值)，CSI_j是第j个发射天线的信道状态信息(CSI)，k是比特指数，而x₀ ^k(x_j ^k)是每个具有映射为0(1)的第k个比特的一组发送信号。方程(13)表示均衡的第j个发送信号的第k个比特的软信息。并且，D表示均衡的接收信号。软信息指由SIC接收机228估算的信号离0和1有多远。实际上，CSI_j根据对应于给定的天线指数的信道信息提供适当的加权值。如上所述，在从第一发射天线发送的信号中没有误差的假设的基础上，SCI接收机228估算从另一个发射天线发送的信号。因此，CSI在方程(14)中被列出：

${\mathrm{CSI}}_j=\frac{\mathrm{SNR}}{{(H{\left(j\right)}^{*}H\left(j\right)+\frac{1}{\mathrm{SNR}}{I}_{n_T})}^{-1}}-1\·\·\·\·\·\·\left(14\right)$

然而，上面的CSI_j是不准确的，这是因为没有注意到在从第一发射天线发送的信号中发生误差的可能性。也就是，因为接收机没有考虑在估算发送的信号中无线电信道上可能发生的误差，准确的信道估算是不可能的。因此，需要一种克服这个问题的方法。

发明内容

本发明的一个目的是至少充分地解决上述问题和/或缺点，以及至少提供以下优点。因此，本发明的目的是提供一种在利用在先阶段检测到的信息并且检测当前阶段的信息的***中，用于降低在先检测信息中的误差对当前阶段中的信息检测的影响的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种装置和方法，用于如果在先检测的信息有误差，通过反映在先阶段中检测信息中的误差检测当前阶段中信息。

上面的目的通过在移动通信***中提供一种用于通过多个接收天线接收信号的接收装置和方法来实现。

根据本发明的一个方面，在接收装置中，具有用于将编码的比特流解码为信息比特的解码器，接收装置用于在移动通信***中通过多个接收天线来接收信号，多个FFT，通过无线电信道在副载波上将由接收天线接收的频域码元序列转换为时域FFT码元序列。SIC接收机利用对应于较高优先权发送的码元序列的FFT码元序列来判定较高优先权发送码元序列的值，并利用该判定的较高优先权发送码元序列和判定的较高优先权发送码元序列中的误差来判定较低优先权发送码元序列的值。多个解调器，解调判定的发送码元序列为多个编码的比特流。多个去交织器，对多个编码的比特流逐个流地去交织。并行/串行转换器将去交织的编码比特流转换为一个编码比特流。

根据本发明的另一个方面，在一种在移动通信***中通过多个接收天线接收信号的方法中，该移动通信***具有将编码比特流解码为信息比特的解码器，通过无线电信道在副载波上由接收天线接收的频域码元序列被快速傅里叶变换为时域FFT码元序列。利用对应于较高优先权发送的码元序列的FFT码元序列来判定较高优先权发送码元序列的值，并利用该判定的较高优先权发送码元序列和判定的较高优先权发送码元序列中的误差判定较低优先权发送码元序列的值。判定的发送码元序列被解调为多个编码比特流并逐个流地去交织。将去交织的编码比特流转换为一个编码比特流。

附图说明

从下面结合附图的详细说明中，本发明的上述和其它目的，特征和优点将变得更加清楚，其中：

图1是典型的OFDM移动通信***的方框图；

图2是典型的多天线OFDM移动通信***的方框图；

图3是图2中所示的SIC接收器的方框图；

图4是本发明与传统方法的效果相比较的一个曲线图；

图5是本发明与传统方法的效果相比较的另一个曲线图。

具体实施方式

以下将参照相应附图对本发明的优选实施例进行说明。在下面的描述中，众所周知的功能或结构将不再进行详细描述，由于不必要的详述将会使本发明的难于理解。

首先参考图3，本发明将被描述。根据本发明，来自第j个发射天线的第k个比特的LLR根据方程(15)计算：

$v_j^k=\mathrm{CS}{I}_{\mathrm{MMSE},j}\left[\underset{x\∈x_0^k}{\min }\right|{\tilde{x}}_j-x{|}^2-\underset{x\∈x_1^k}{\min }|{\tilde{x}}_j-x{|}^2]={\mathrm{CSI}}_{\mathrm{MMSE},j}D({\tilde{x}}_j,k)\·\·\·\·\·\·\left(15\right)$

其中CSI_MMSE(j)根据方程(16)被确定：

$\mathrm{CS}{I}_{\mathrm{MMSE},j}=\frac{\mathrm{SNR}}{{(H^{*}H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}{I}_{n_T})}^{-1}}-1\·\·\·\·\·\·\left(16\right)$

当在SIC接收机228中计算的均衡的接收信号

仍旧按照前述被使用时，由第一MMSE接收机300测量的信号噪声比(SNR)，CSI_MMSE，j作为加权值使用。为了得到加权值，SNR能被使用。因此，从发射天线发送的信号取决于在无线电信道上生成了多少误差来加权。与基于从第一发射天线发送的信号在无线电信道上没有误差的被接收的假设的传统方法相比，本发明根据无线电信道上的误差调整加权。

在具有两个发射天线和两个接收天线的移动通信***环境中，本发明将被描述。在两个接收天线接收的信号如方程(1)被表示。

假设从发射天线发送的信号的平均能量是1，也就是x₁和x₂的平均能量是1。如上所述，x₁通过考虑x₂和作为噪声的n被估算和判定。在这里，n是码元指数，x₁根据方程(17)被估算：

${\tilde{x}}_1=c_1{(H^{*}H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}{I}_2)}^{-1}{h}_{1}y\·\·\·\·\·\·.\left(17\right)$

其中SNR表示信噪比，c₁是消除该估计值的偏差的定标系数。x₁根据方程(18)被判定：

${\hat{x}}_1=\mathrm{dec}\left[{\tilde{x}}_1\right]\·\·\·\·\·\·\left(18\right)$

其中[x₁]表示利用估算和十进制的缩写表示(decrepresentsAbbreviation of decimal)判定x₁的值的操作。从方程(17)和方程(18)导出方程(19)：

${\mathrm{CSI}}_1=\frac{\mathrm{SNR}}{{(H^{*}H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}{I}_2)}^{-1}}-1\·\·\·\·\·\·\left(19\right)$

映射到x₁的q个比特的软信息被表示为方程(20)：

$v_1^k={\mathrm{CSI}}_1\·D({\tilde{x}}_1,k)---(k=1,...,q)\·\·\·\·\·\·\left(20\right)$

方程(20)表示第一发射天线的软信息。在下面用于根据第一发射天线的软信息计算第二发射天线的软信息的操作将被描述。对于从第二发射天线发送的信号，x₁被使用。在无线电信道上没有误差的假设上x₁被判定。下面的两个方程(21)和(22)表示基于从第一发射天线发送的信号没有误差的假设的x₂的估算和判定值。

${\tilde{x}}_{2,\mathrm{noerror}}=\frac{h_2^{*}(y-h_1{\hat{x}}_1)}{|h_2{|}^2}---\left(21\right)$

${\hat{x}}_{2,\mathrm{noerror}}=\mathrm{dec}\left[{\tilde{x}}_2\right]---\left(21\right)$

x₂形成的CSI被表示为方程(23)：

            CSI_2，noerror＝|h₂|²SNR        (23)

因此，映射为x₂的q个比特的软信息被表示为方程(24)：

$v_{2,\mathrm{noerror}}^k=\mathrm{CS}{I}_{2,\mathrm{noerror}}\·D({\tilde{x}}_{2,\mathrm{noerror}},k)---(k=1,...,q)---\left(24\right)$

因为x₁在无线电信道上经常有误差，基于无误差x₁的x₂上的估算和判定可以从实际的发送信息导致不同的值。因此，从第二发射天线发送的信号的估算需要考虑无线电信道上的误差。无线电信道上x₁的误差被定义为方程(25)：

$e_1=x_1-{\hat{x}}_1\·\·\·\·\·\·\left(25\right)$

为了计算从第二发射天线发送的信号，根据方程(26)，接收的信号y考虑到x₁的误差被估算：

$\tilde{y}=h_2{x}_2+h_1{e}_1+n\·\·\·\·\·\·.\left(26\right)$

因此，根据方程(27)至(29)，x₂的估计值、判定值和CSI都考虑到x₁的误差被计算：

${\tilde{x}}_{2,\mathrm{error}}=c_2{(H^{*}H+[\frac{1}{\underset{0}{\mathrm{DENR}}}\underset{\frac{1}{\mathrm{SNR}}}{0}\left]\right)}^{-1}{h}_2^{*}y\·\·\·\·\·\·\left(27\right)$

${\hat{x}}_{2,\mathrm{error}}=\mathrm{dec}\left[{\tilde{x}}_2\right]\·\·\·\·\·\·\left(28\right)$

${\mathrm{CSI}}_{2,\mathrm{error}}=\frac{\mathrm{SNR}}{{(H^{*}H+[\frac{1}{\underset{0}{\mathrm{DENR}}}\underset{\frac{1}{\mathrm{SNR}}}{0}\left]\right)}^{-1}}-1\·\·\·\·\·\·\left(29\right)$

其中DENR表示判定的误差噪声比。从上面的方程注意到在x₁中存在时判定误差，x₂的估计值和CSI被改变。

图4和图5举例说明了本发明的效果。特别地，图4示出了在通过两个发射天线发送、通过两个接收天线接收QPSK调制码元的情况下本发明的效果，图5示出了在通过两个发射天线发送、通过两个接收天线接收16QAM调制码元的情况下本发明的效果。图4和图5示出的曲线图表明本发明提供了远远好于传统方法的性能。

按照如上描述的本发明，基于从第一发射天线发送的信号中的判定误差从另一个发射天线发送的信号被估算。因此，由空中衰落引起的误差校正性能的恶化能够被克服。

虽然参考某一优选实施例已经示出和描述了本发明，但是本领域技术人员可以理解，不与所附权利要求所定义的精神和范围相脱离可以进行各种形式和细节上的改变。

Claims (8)

1.一种用于在移动通信***中通过多个接收天线来接收信号的接收装置，所述装置具有用于将编码的比特流解码为信息比特的解码器，所述装置包括：

多个快速傅里叶变换器(FFT)，用于将通过无线电信道在副载波上由接收天线接收的频域码元序列转换为时域FFT码元序列；

连续干扰消除(SIC)接收机，用于利用对应于较高优先权发送的码元序列的FFT码元序列来判定较高优先权发送码元序列的值，并利用该判定的较高优先权发送码元序列和判定的较高优先权发送码元序列中的误差来判定较低优先权发送码元序列的值；

多个解调器，用于将判定的发送码元序列解调为多个编码的比特流；

多个去交织器，对多个编码的比特流逐个流地去交织；和

并行/串行(P/S)转换器，用于将去交织的编码比特流转换为一个编码比特流。

2.如权利要求1的接收装置，其中SIC接收机利用FFT码元序列估算发送的码元序列并利用估算的码元序列判定发送的码元序列的值。

3.如权利要求2的接收装置，其中估算的码元序列的误差是高较优先权发送的码元序列的估计值和判定值之间的差值。

4.如权利要求3的接收装置，其中SIC接收机根据包括在发送的码元序列中的信息把发送的码元序列安排优先次序。

5.一种在移动通信***装置中通过多个接收天线接收信号的方法，所述装置具有将编码比特流解码为信息比特的解码器，包括以下步骤：

(1)通过无线电信道在副载波上将在接收天线接收的频域码元序列快速傅里叶变换为时域FFT码元序列；

(2)利用对应于较高优先权发送的码元序列的FFT码元序列判定较高优先权发送码元序列的值，并利用该判定的较高优先权发送码元序列和在判定的较高优先权发送码元序列中的误差来判定较低优先权发送码元序列的值；

(3)将判定的发送码元序列解调为多个编码比特流；

(4)逐个流地去交织编码的比特流；和

(5)将去交织的编码比特流转换为一个编码比特流。

6.如权利要求5的方法，其中步骤(2)包括利用FFT码元序列估算发送的码元序列并利用估算的码元序列判定发送的码元序列的值的步骤。

7.如权利要求6的方法，其中估算的码元序列的误差是较高优先权发送的码元序列的的估计值和判定值之间的差值。

8.如权利要求7的方法，其中步骤(2)包括根据包括在发送的码元序列中的信息把发送的码元序列安排优先次序的步骤。

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