JP2005122997A - ランプ電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 放電ランプのフリッカを防止する。
【解決手段】 放電ランプを点灯・駆動するに際し、少なくとも定常時には定電力モードで駆動して定電力モードに移行した後、ランプ電圧ＶＬが偏差電圧△ＶＬを上乗せした上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）以下の範囲では定電流モードで駆動し、上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）を超える範囲では前記定電力モードで駆動する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、超高圧水銀ランプなどのフリッカレスを目的とするランプ電源回路に関する。

従来、定電力制御回路を実現するための方式として、下記の３通りの方式が存在し、実用化されている。
（１）負荷電圧と負荷電流を検出し、コンパレータを介してＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse Width Modulation）制御する負荷電圧と負荷電流との加算型擬似狭帯域定電力方式。
（２）上記の（１）の方式を改善するために負荷電流を検出し、電流値に応じて回路定数を切り替える複数擬似定電力方式。
（３）マイコン使用の広帯域定電力制御方式。

まず、下記の特許文献１における従来の技術として記載されている従来例（１）の定電力制御回路について説明する。図５は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第１の例を示す回路図である。図５において、Ｅ１は交流電源を整流して平滑した直流電圧源であり、この直流電圧源Ｅ１からの直流電圧がＰＷＭ制御スイッチング回路１０１に供給される。ＰＷＭ制御スイッチング回路１０１は、差動増幅器（ＭＩＸ）Ａ３からの入力に応じて、直流電圧をパルス幅制御したスイッチングを行い、電圧ＶＬ、電流ＩＬを出力する。この電圧ＶＬ、電流ＩＬは、ランプ負荷ＲＬ及び増幅器Ａ２に供給される。

ここで、仮に増幅器Ａ２及び加算器１０２が存在しない場合を考える。この場合、検出抵抗ＲＳには電流ＩＬが流れ、検出抵抗ＲＳに発生した電圧は増幅器Ａ１に入力されて、所定のゲインで増幅される。そして、増幅器Ａ１の出力電圧は差動増幅器Ａ３の−入力端子に入力され、この電圧が差動増幅器Ａ３の＋入力端子に入力される基準電圧ＶrefOに等しくなると、この系が安定し、出力電流ＩＬが決まる。なお、検出抵抗ＲＳは小抵抗であり、無視できるので、
ＶＬ＝ＩＬ×ＲＬ
となる。

一方、この回路に増幅器Ａ２及び加算器１０２を追加した場合（図５に示す定電力制御回路）を考える。この場合、増幅器Ａ２は電圧ＶＬを所定のゲインで増幅する。加算器１０２は、増幅器Ａ２の出力電圧と増幅器Ａ１の出力電圧とを加算し、この加算結果は、差動増幅器Ａ３の−入力端子に供給される。

図６は、従来の擬似定電力特性と理想的な定電力特性とを示すグラフである。図５に示す定電力制御回路では、電圧ＶＬ及び電流ＩＬは、図６のグラフ（１）に示すように、電圧ＶＬが高くなるに従って電流ＩＬが減少する特性となる。しかし、電力ＰＬは電圧ＶＬと電流ＩＬとの積であって和ではないので、理想的な定電力特性を示す図６のグラフ（２）との比較から、電圧ＶＬが低電圧と高電圧のところで積と和との乖離が大きくなっていることが分かる。すなわち、定電力であると言える範囲は、図６のグラフ（１）と図６のグラフ（２）とのＶ−Ｉ特性が擬似的に一致するセンタの狭い範囲であり、このため、図６のグラフ（１）は擬似定電力と呼ばれる。

また、図７は、従来のパルス幅制御回路の代表的な一例を示す回路図である。一般に、従来のＰＷＭ制御スイッチング回路１０１は、例えば図７に示すように構成されている。ＰＷＭコンパレータと呼ばれる差動増幅器５１の反転端子側には、抵抗ＲＴとコンデンサＣＴの時定数から作成され、のこぎり波電圧を発生する発振器５３が接続される。一方、差動増幅器５１の非反転端子側には、負荷電流ＩＬ、負荷電圧ＶＬを検出したデータ又は負荷電流ＩＬと負荷電圧ＶＬとの加算値に比例した値が入力される差動増幅器５０の出力端子が接続される。

差動増幅器５１からの出力は、一方にデッドタイムコントロール電圧Ｐ１１などが供給されるＯＲ回路５２に入力される。そして、ＯＲ回路５２からの出力は 、次段のＤフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４、ＮＯＲ回路５６、５８に供給される。Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４からの出力は、一方に出力コントロール電圧Ｐ１０が入力されるＡＮＤ回路５５、５７に供給され、ＡＮＤ回路５５、５７からの出力は、ＮＯＲ回路５６、５８に供給される。そして、ＮＯＲ回路５６、５８の出力端子は、プッシュプルトランジスタ（エミッタ）増幅器Ｑ１０、Ｑ１１に接続される。

図８は、図７に示す従来のパルス幅制御回路におけるタイミングチャートである。なお、簡単化のため、図８では、デッドタイムコントロール電圧Ｐ１１及び出力コントロール電圧Ｐ１０は省略する。図８（ａ）〜（ｆ）にはそれぞれ、コンデンサＣＴにおける電圧、Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４のＣｋ入力、Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４の出力Ｑ、Ｆ／Ｆの反転出力Ｑバー、プッシュプルトランジスタ増幅器Ｑ１０及びＱ１１のエミッタヘの出力の各波形が図示されている。

差動増幅器５０の出力（図８（ａ）の点線で示されるフィードバック電圧Ｐ１２）が、反転端子側に供給されるのこぎり波電圧（図８（ａ）のコンデンサＣＴ）を超えた場合、差動増幅器５１及びＯＲ回路５２からは方形波パルスが出力される。ＯＲ回路５２からの出力は、図８（ｂ）のＦ／Ｆ５４のＣｋ入力のようになる。このとき、Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４の出力Ｑ、Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４の反転出力Ｑバー、そして、ＡＮＤ回路５５、５７とＮＯＲ回路５６、５８とにより構成される論理回路を介してプッシュプルトランジスタ増幅器Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタに出力される各波形は、図８（ｃ）〜（ｆ）のように図示される。そして、例えばこのプッシュプルトランジスタ増幅器Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタからの出力が、後述の図１１に示すダウンコンバータ （降圧型チョッパ回路）ＢＬ２に供給されるよう構成された回路がＰＷＭ制御スイッチング回路１０１である。

次に、図５の定電力制御回路の具体的な例について説明する。図９は、図５に示す定電力制御回路の具体例を示す図である。図９に示す回路は、図５に示す回路に存在する電流検出のための増幅器Ａ１を抵抗Ｒ６で置き換えた回路であり、図５に示す回路と同様に基準電圧源ＶrefOに収束するように安定化される。この回路系のＰＬ（＝ＶＬ×ＩＬ）の伝達関数は次式となる。
ＰＬ＝−Ｋ２／ＲＳ×（ＶＬ−Ｋ１／Ｋ２）×ＶＬ
（ただし、Ｋ１、Ｋ２は定数）

図１０は、図５に示す回路系の電力伝達関数を示すグラフである。なお、図１０では、横軸をＶＬ、縦軸をＰＬとして電力伝達関数のグラフが図示されている。図１０に示すように、電力伝達関数の特性カーブは、必ず軸の原点ｏを通る負の放物線である。したがって、電力ＰＬが略一定とみなせる範囲は狭帯域であり、例えば、２００Ｗの超高圧水銀ランプを負荷対象とした場合、せいぜい±１２Ｗの範囲が実用上使用可能な範囲となる。これ以上の電力が印加された場合には、ランプ温度が高くなってランプが破裂する可能性があり、逆に、これ以下の電力では輝度不足や水銀の蒸発が少なくなり、フリッカの発生などの不具合が生じることが知られている。すなわち、この回路方式では、せいぜいＶＬ＝７０Ｖ〜１２０Ｖが実用範囲である。

電圧が低く、ランプの輝度が低下している場合には、ランプの輝度を向上させるために不可欠なショートギャップ化を行う必要がある。しかしながら、ショートギャップ化によってランプ電圧は低電圧方向に移行してしまうため、結果的にランプの輝度を向上させることが妨げられてしまうことになる。他方、高い電圧に対しては上記の範囲を超えないようにシャットダウン保護回路を設ける必要があるが、ランプの経年変化による電極磨耗でランプ電圧が上昇し、このシャットダウン保護回路のしきい値電圧によってランプ寿命が短縮する結果となる。

また、図１１は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第２の例を示す回路図であり、ＡＣ電圧源及びＡＣ／ＤＣコンバータを含む回路の一例を示す図である。図１１に示す定電力制御回路では、商用周波数の交流（ＡＣ）電源から整流平滑回路１を介して第１の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ１が作成される。この回路は、インダクタＬ１とＯＮ／ＯＦＦ動作のスイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ１の制御回路ＢＬ１、インダクタＬ１を介してＯＮ／ＯＦＦ電流を整流して平滑した第２の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ２、スイッチングパルスを平滑するコンデンサＣ２、ランプ負荷８の絶縁破壊を行うイグナイタ７などにより構成されている。

また、ランプ負荷８の電圧ＶＬの検出が可能な分圧抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の接続点は、非反転増幅器１５、基準電圧源Ｖref1を有する反転増幅器１６、電力調整用可変抵抗ＶＲ２を介して非反転増幅器１７の反転入力端子に接続されている。さらに、電流ＩＬの検出が可能な抵抗ＲＳは、非反転増幅器１０を介して非反転増幅器１７の非反転入力端子に接続されている。そして、非反転増幅器１７の出力によってＰＷＭ制御スイッチング回路１８を介してスイッチング素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が行われる。

この定電力制御回路は、図５及び図９の回路と同様に、電圧、電流の加算器となっている。そして、この定電力制御回路によって発生する擬似定電力（すなわち、反転増幅器１６の反転入力端子電圧）は、非反転入力端子の基準電圧源Ｖref1となり、かつ、非反転増幅器１７の非反転入力端子電圧が反転入力端子電圧と等しくなるよう電流ＩＬがＰＷＭ制御され、すなわち、電力に対して負のフィードバック制御が行われて安定化される。

スイッチング素子ＳＷ１が短絡（導通）時には、負荷電圧ＶＬによって第１の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ１からインダクタＬ１を介してコンデンサＣ２、ランプ負荷８などに電流が供給される。一方、スイッチング素子ＳＷ１が開放時には、スイッチング素子ＳＷ１の短絡時にインダクタＬ１に貯蔵された磁気エネルギーが、フライフォイールダイオードＤ２、インダクタＬ１、そしてコンデンサＣ２、ランプ負荷８などの経路で電流として放出される。

図１１に示す回路によって作成された電圧ＶＬ、電流ＩＬは、整流、平滑されたＤＣ電圧、ＤＣ電流である。この電圧、電流を検出してＰＷＭ制御を行う従来の方式は、定常時の平均値制御であり、商用周波数の交流（ＡＣ）電源が有する５０／５０Ｈｚの低周波数リップル（ブリッジ整流後は１００／１２０Ｈｚに変換された周波数リップル）や、スイッチング素子ＳＷ１の高周波スイッチング（一般には１０ｋＨｚ〜１０００ｋＨｚ）によるリップル変動を抑制するには限界がある。したがって、どうしても整流平滑回路１のコンデンサＣ１の容量を大きくせざるを得ないことになり、小型化ができないとかコストが下がらないなどの問題が生じる。

また、第２の直流（ＤＣ）電圧源のコンデンサＣ２の容量を大きくした場合には、ランプ負荷８ヘのインラッシュ電流が大きくなって電極の寿命に影響を与えることとなる。さらに、ランプ負荷８がイグナイタ７によりブレークダウンしてから、グロー放電及び安定したアーク放電に移行する過渡期間（１μ秒〜１００μ秒）では、コンデンサＣ２のコンデンサエネルギーが瞬間的に放電する。したがって、連続的エネルギーを必要とするランプ負荷８に対して、インダクタＬ１からの電流供給に切り替えるためにも、できるだけコンデンサＣ２の容量を小さくする必要がある。しかしながら、コンデンサＣ２の容量を小さくした場合には、逆に高周波スイッチングによるリップル変動がランプ負荷８との音響共鳴を引き起こす要因となることや、プロジェクタの光源として用いると画面上のノイズ要因になりやすいなどの欠点がある。

第２の直流（ＤＣ）電圧源のコンデンサＣ２とランプ負荷８との関係については、特に厳しい制約条件があるので、まず、ランプ特性との関連について説明し、現在問題になっていることをより明確化する。図１２は、従来のメタルハライドランプなどの放電ランプの典型的な放電電流及び電圧特性を示すグラフである。この種のランプを点灯させる際には、まず、イグナイタ７により高電圧パルスを供給してバルブの電極間をブレークダウンし、放電を開始させる。これは図１２のｏ−Ａ付近の領域に相当する。

バルブの電極間のブレークダウンに必要な高圧パルスは通常、数ｋＶ以上である。ランプのブレークダウンに続いて始まる不安定な期間（この期間を第１次テイクオーバと呼ぶことにする）から、ランプはグロー放電段階に入る。なお、第１次テイクオーバは、典型的には数μ秒〜数１０μ秒間継続するものであり、図１２のＢ点付近に相当する。また、グロー電圧は略一定であり、ランプの特性によって異なるが、グロー電圧の値は通常１５０〜２００Ｖ程度である。

放電を維持するために必要な放電維持電圧は、第１の直流電圧源ＤＣ１から供給される。グロー放電への移行エネルギーはコンデンサＣ２に蓄えられた充電電圧により生成され、（１／２）ＣＶ２となることが知られている。なお、Ｃはコンデンサの容量、Ｖは充電電圧を示す。グロー放電への移行後、速やかにアーク放電に移行（第２次テイクオーバと呼ぶことにする）するためには、十分なエネルギーが必要とされる。すなわち、グロー放電の熱で電極が加熱されて熱電子電流が多くなるに従って、グロー放電からアーク放電ヘの障壁を越えて、アーク放電を開始することが可能となる。

従来の技術では、コンデンサＣ２はランプ点灯のためだけではなく、アーク放電後の高周波リップル電流を低減させるための平滑用コンデンサとしての役割が大きい。この高周波リップル電流は、ダウンコンバータＢＬ２が高周波（数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ）でスイッチングしているために発生するリップル成分であり、ランプ負荷８の音響共鳴によるアーク不安定のリスクを低減させるために平滑される必要がある。典型的にはリップル含有率を５％以下にするため、平滑用のコンデンサＣ２として０．１μＦ〜１０μＦの容量のコンデンサが一般的に使用される。

ダウンコンバータＢＬ２から供給される電力は、主にアーク放電への移行後のゆっくりとしたランプ電圧変化における電力制御に利用されるが、グロー放電段階においても適切なエネルギーを供給できるようにダウンコンバータＢＬ２を制御し、典型的には数１００ｍＡのグロー電流を供給できると考えられている。

しかしながら、平滑用として使用するコンデンサＣ２の容量が大きい場合、ランプ負荷８のブレークダウンからアーク放電までの速い動作にダウンコンバータＢＬ２の動作が応答しきれず、グロー放電段階にはダウンコンバータＢＬ２からランプ負荷８に対して、連続的な電力の供給がほとんどできていない。すなわち、ダウンコンバータＢＬ２からの電流は、いったんコンデンサＣ２に充電されるので、ランプ負荷８に対してすぐに供給することはできない。

実際には、コンデンサＣ２の充電電圧がランプ負荷８に放電するエネルギーによってアーク放電への移行を行っている。このエネルギーは、瞬間的には高いが連続的ではないので、しばしばアーク放電は失敗し、ブレークダウンとグロー放電及び第２次テイクオーバの領域との間を往復しながら徐々に電極が加熱されてアーク放電に達する。

この往復する回数は、ランプ自身の点灯の性能の善し悪しに依存する。すなわち、図１２において、Ｂ点、Ｄ点、Ｅ点、Ｆ点の電圧レベルの高いランプは、点灯性能が悪く、ブレークダウンとグロー放電及び第２次テイクオーバの領域との間を何度も往復することとなる。そして、ブレークダウンとグロー放電及び第２次テイクオーバの領域との間を往復するたびに、ランプ負荷８の電極間に高圧パルスが供給され、スバッタによってランプの内壁が電極素材のタングステンで覆われて、ルーメン出力が低下してしまう。したがって、コンデンサＣ２の容量をいたずらに大きくして充電エネルギーを大きくしても、実際には、ランプの点灯性能はほとんど変わらない。

これを改善する方法として、下記の特許文献２には、過渡期間はコンデンサＣ２を小さい定数としておき、定常時になった場合には、コンデンサＣ２に大きな容量を追加する方法が開示されている。

また、狭帯域の定電力範囲を改善するために、従来例（２）として負荷電流を検出し、検出された電流値に応じて回路定数を切り替える複数擬似定電力方式が特許文献１に開示されている。図１３は、従来の負荷電流を検出して、その電流値に応じて回路定数を切り替える方式における回路系の電力伝達関数を示すグラフである。図１３に示すように、この技術は、狭帯域擬似定電力カーブを、定数を切り替えて複数重ね合わせ、電力のフラット範囲を拡張させるものである。

図１４は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第３の例を示すものであり、具体的に図１１の制御回路ＢＬ１の部分を変更した回路の一例を示す図である。図１４に示す回路は、電流値に応じて定数の切り替えを行うためのものであり、図１１の回路を改善したものである。図１４の回路では、電圧ＶＬと電流ＩＬとを検出してＰＷＭ制御スイッチング回路１８の非反転増幅器１７に入力させ、ＰＷＭ制御スイッチング回路１８の出力によってインダクタＬ１に接続されたスイッチング素子ＳＷ１を駆動させる定電力ＤＣコンバータの制御回路部分のみが示されている。

図１４に示す回路では、ランプ電圧ＶＬの検出が可能な分圧抵抗Ｒ３１、Ｒ３２の接続点が非反転増幅器１５、及び基準電圧源Ｖref1を有する反転増幅器１６を介して、ＰＷＭ制御スイッチング回路１８の非反転増幅器１７の反転入力端子に接続されている。また、非反転増幅器１７の非反転入力端子には、放電灯電流ＩＬを検出抵抗ＲＳで検出し、非反転増幅器１０、抵抗Ｒ１２、Ｒ２０、Ｒ２２を介して印加されるよう構成されている。この回路構成において、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ２０との間の接続点から、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦに応じてそれぞれ切り替え用抵抗Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９に接続又は非接続となる切り替えを可能にしている。

また、非反転増幅器１０の出力を反転増幅器１１を介してコンパレータ１２、１３、１４の各反転入力端子に共通に供給し、各コンパレータ１２、１３、１４の他方の非反転入力端子には、分割抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６、電力調整可変抵抗ＶＲ１による切り替え電流値に応じて、電圧源Ｐ１からしきい値電圧を付加する。この構成により、電流値に応じて、図１３に示すような複数の擬似定電力特性が得られ、負荷電圧ＶＬに対して負荷電力ＰＬが平坦となる範囲を広帯域化することが可能となる。例えば、超高圧水銀ランプ２００Ｗの場合、±１２Ｗの偏差が少なくともランプ電圧ＶＬ＝６０Ｖ〜１４０Ｖの広範囲で実現可能である。

また、図１５は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第４の例を示す回路図であり、マイコンを利用して定電力制御を行うための回路を示す図である。なお、図１５に示す回路は、従来例（３）の一例であり、図１１の制御回路ＢＬ１内の非反転増幅器１５、反転増幅器１６部分をマイコン２０、Ｄ／Ａコンバータ２１に置き換え、電流検出用の非反転増幅器１０の非反転入力端子に電力コントロールＶＲ２を付加したものである。

図１５に示す回路では、電圧ＶＬと電流ＩＬとを検出してマイコン２０に印加し、電圧ＶＬと電流ＩＬとの積が一定となるようにプログラム制御されたマイコン２０のデジタル出力をＤ／Ａコンバータ２１でアナログ値に変換し、このアナログ値を非反転増幅器１７に供給する。

図１６は、図１５に示す定電力制御回路の電流特性及び電力特性を示すグラフである。マイコンを利用した従来例（３）は、従来例（１）及び（２）とは異なり、電力ＰＬは和ではなく積となっているので広帯域にわたって定電力化を実現することが可能である。

また、図１７は、従来の力率補正コンバータの代表的な回路の一例を示す回路図である。最近は、電源の高調波規制、力率改善、ワールド電源を主目的として、図１７に示すような力率補正制御回路３０を含む昇圧型チョッパ方式の力率補正コンバータ（ＰＦＣコンバータ）ＢＬ３０を整流平滑回路１の後段に挿入する場合がある。
特許番号第２９９２０２３号（段落０００２〜００３２、図１〜図９、図１３） 特開２０００−１２３９８９号公報（段落０００２〜００５６、図１〜図１３）

しかしながら、例えば、マイコン２０を利用して定電力制御を行う方式を採用した図１５に示す回路では、超高圧水銀ランプやメタルハロイドランプが有する特性、すなわち、グロー放電からアーク放電に移行してランプ電圧が１５Ｖ付近から徐々に上昇していく特性を有する放電灯（ランプ）の場合、定電流モードから定電力モードに切り替わる点Ｐ１０が存在する。マイコン２０の制御は、この電圧の上昇速度に追随することができず、図１６（ａ）に示すように定電流領域が定電力領域にまで入り込んでしまい（Ｚで示す部分）、図１６（ｂ）に示すように、この影響によって過大電力が発生してしまう（Ｚで示す部分）という問題がある。

また、例えば電流値に応じて定数の切り替えを行う方式を採用した図１４に示す回路では、ランプ電圧ＶＬ＝７０Ｖ〜９０Ｖの範囲でトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３を切り替えることとなる。したがって、４モードの擬似定電力特性が重なり合う関係上、定数切り替えごとに電力カーブが変化するため、電圧ＶＬに対して電力ＰＬが平坦化になるよう収束させるためには、電力調整可変抵抗ＶＲ２と、７０Ｖ〜９０Ｖの平坦化調整可変抵抗ＶＲ１とを交互に調整する必要がある。さらに、上述の図１６に示すように、実際には定電力モード移行前に定電流モードが存在し、その定電流値を調整するための可変抵抗との交互調整も必要となり、調整が複雑となって時間がかかるという短所を有している。

また、例えば図１７に示すように、整流平滑回路１の後段に力率補正コンバータＢＬ３０を挿入した場合、力率補正コンバータＢＬ３０が過大電力の引き金となり、コンデンサＣ３１との共振によって生じる過大共振電流によりＦＥＴなどのスイッチング素子ＳＷ３０が破壊されたり、交流（ＡＣ）電圧９０Ｖ以下の減電圧入力ではＡＣ入力電流が更に増加するために、チョッパコイルＬ３０の飽和によってスイッチング素子ＳＷ３０が破壊されたり、力率補正コンバータＢＬ３０が有する過電流保護回路が動作してしまったりするなどの問題がある。また、プログラム開発ツールの費用、メモリ書き込み費用、マスク代などを考慮した場合には、マイコン２０を使用する回路方式は相対的にコストが高くなってしまう。

そこで、上記問題点に鑑み、ショートギャップ化によるランプ電圧ダウンや、経年変化によるランプ電圧の上昇にかかわらず、また、回路定数の切り替え回路を必要とせずに、電圧ＶＬと電流ＩＬとの積が一定となるようにし、ランプ電圧変化に対して広帯域で定電力制御を行って、ランプ輝度向上、ランプ寿命延長、ランプ破裂やフリッカのない安定したランプ点灯を実現する定電力制御回路が望まれる。

また、点灯開始時から定常時まで（定電流期間、定電力期間又は過渡期間、定常期間によらず）過大電力などが生じない安定したランプ点灯を実現する定電力制御回路が望まれる。また、平滑コンデンサなどの切り替え回路を必要とせずに、商用周波数の低周波リップルと高周波リップルを低減可能とし、かつ、安定したランプ点灯を実現する定電力回路が望まれる。また、コンパクトで、コストが低い定電力制御回路が望まれる。

ここで、図１８は本発明が適用される従来のランプ電源回路の全体の回路構成を示し、ＡＣ電圧源及びＡＣ／ＤＣコンバータを含む回路の一例を示す図である。商用周波数の交流（ＡＣ）電源から整流平滑回路１を介して第１の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ１が作成される。この回路は、インダクタＬ１とＯＮ／ＯＦＦ動作のスイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ１の制御回路ＢＬ１、インダクタＬ１を介してＯＮ／ＯＦＦ電流を整流平滑する第２の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ２、スイッチングパルスを平滑するコンデンサＣ２、ランプ負荷８の絶縁破壊を行うイグナイタ７などにより構成されている。

ランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬを検出して定電力制御回路６２を介してＰＷＭ制御回路６３にてスイッチング素子ＳＷ１をＯＮ／ＯＦＦ制御させるパルスを生成する。ＯＮ／ＯＦＦの比率に応じてインダクタＬ１の磁気エネルギー保存則が成立するように、スイッチング素子ＳＷ１短絡時の磁気エネルギーを貯蔵する期間の直流電圧源ＤＣ１、スイッチング素子ＳＷ１、インダクタＬ１そしてコンデンサＣ２以降の負荷回路を経由する閉路電流Ｉonと、スイッチング素子ＳＷ１開放時のインダクタＬ１の磁気エネルギーを放出する期間のフライホイールダイオードＤ２、インダクタＬ１そしてコンデンサＣ２以降の負荷回路を経由する閉路電流Ｉoffの電流量が一意に決まる。

すなわち磁気エネルギー保存則から本来定電力制御が可能であるが、図１８に示す定電力制御回路６２に、例えばコンパレータを使用すれば、ランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬの和（ＶＬ＋ＩＬ）となって前記パルス幅の比率がずれることとなり、定電力（ＶＬ×ＩＬ）ではなく、擬似定電力となる。これを改善するために定電力制御回路６２に乗算器と定電力レギュレータとしてシャントレギュレータなどを使うことが考えられる。

次に、最初に触れた超高圧水銀ランプなどに対して、絶縁破壊後、図１９（ａ）に示すようにランプ電圧ＶＬが急峻に下がり、このときから定電流モード（図１９（ｂ）のｔ２〜ｔ３期間）でランプ駆動し、ランプ電圧ＶＬの最小値（超高圧水銀ランプでは１５Ｖ〜２５Ｖ）まで下がり、その後徐々に電圧ＶＬが上昇して図１９（ａ）に示すように時間ｔ３のあるしきい値電圧、図１９（ａ）では４２Ｖから定電力モードとする回路方式について述べる。

図１９の例は定電力２５０Ｗ、初期期間定電流６Ａという条件の場合で、２５０Ｗ／６Ａ＝４２Ｖよりしきい値電圧が４２Ｖとなっている。定電流モードにするには図１８の電圧検出回路６０の出力が一定になれば、後段の定電力制御回路６２にて自然にランプ電流ＩＬが一定となり、定電流モードとなる。

ここで、図１８の電圧検出回路６０として考えられる例を図２０に示す。ランプ電圧ＶＬの低い電圧、図１９では４２Ｖ以下を一定電圧とするために反転差動増幅器２０１で反転させ、反転差動増幅器２０２で元に戻す。図１９（ａ）の波形を反転させた波形が図１９（ｅ）である。反転差動増幅器２０１で反転した電圧の４２Ｖ以上をクランプするのに第１のシャントレギュレータ回路２０３を設けてある。その具体例を図２１に示す。差動増幅器１８ｂの反転入力端子には基準電圧Ｖrefが印加され、差動増幅器１８ｂの非反転入力端子は、分圧抵抗Ｒa1、Ｒa2を介して反転差動増幅器２０１の出力ラインＰ１に接続され、かつ反転差動増幅器２０１で駆動制御されエミッタ接地トランジスタ１９ａを電流源として反転差動増幅器２０１の出力ラインＰ１に接続され、反転差動増幅器２０１の出力電圧Ｖ01が（Ｒa1／Ｒa2×Ｖref）以上のとき、エミッタ接地トランジスタ１９ａがＯＮ状態となり、反転差動増幅器２０１の出力ラインＰ１から電流源として、非反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖrefになるように電流を引き込み、出力電圧Ｖ01をクランプして一定化する。すなわち定電流モードとなる。

反転差動増幅器２０１の出力電圧Ｖ01が（Ｒa1／Ｒa2×Ｖref）より小さいときは、エミッタ接地トランジスタ１９ａはＯＦＦ状態のため、第１のシャントレギュレータ回路２０３は開放状態に等しい。すなわち定電力モードである。図２２に第１のシャントレギュレータ回路２０３の中の差動増幅器１８ｂ、基準電圧源（Ｖref）そしてエミッタ接地トランジスタ１９ａを１チップ化したシャントレギュレータＳＲa1を用いた例を示す。以上の回路例で得られる波形をランプ電圧ＶＬ、ランプ電流ＩＬ、ランプ電力ＰＬ、時間ｔ、そしてクランプ電圧Ｖｃをパラメータとして図１９（ａ）〜（ｅ）に示す。

このようなランプ電源定電力駆動方式の下で、ランプ製造偏差、冷却温度などの微妙なバランス次第で、超高圧水銀ランプなどの点灯モードは、陰極の広範囲に放電箇所が拡散する安定したディフューズドモード（拡散モード）と、陰極の一点に放電部分が集中する安定したスポットモードと、そしてその中間で不安定なディフューズドモードと不安定なスポットモードとの間の移行を繰り返す不安定な中間モードの３モードのいずれかに納まると言える。

ところで、点灯時の放電部分の陽極温度はオレンジ色で８００°Ｃ〜１０００°Ｃぐらいと推測される。安定したディフューズドモードのとき、放電部分の陰極は暗いオレンジ色で５００°Ｃ〜８００°Ｃぐらいと推測される。このモードは陰極温度が低いため、磨耗によるランプ電圧上昇が小さく、寿命が長く、拡散光源のため輝度は２％〜４％明るいという長所がある。逆に、プロジェクタの光源として用いた場合、フォーカス性能改善、液晶などのデバイス形状のサイズダウン、光学系の光路長の短小化には不適という短所にもなりうる。

他方で、安定したスポットモードのとき、放電部分の陰極は陽極と同じオレンジ色で同じく８００°Ｃ〜１０００°Ｃぐらいと推測される。点光源のため、輝度は２％〜４％暗いが、プロジェクタの光源として用いた場合、フォーカス性能改善、液晶などのデバイス形状のサイズダウン、光学系の光路長の短小化によるコンパクト化が可能という長所と、逆に陰極温度が高いため、磨耗によるランプ電圧上昇が大きく、寿命が短いのが短所である。ランプを使用するプロジェクタなどの映像機器においては、寿命、明るさを優先して、ディフューズドモードで点灯するのが一般的である。

したがって、常に安定したディフューズドモードで使いたいのに、実際には各種のバランス次第でディフューズドモードとスポットモードとが交互に出現する不安定な中間モードを余儀なくされる場合もあり、このときフリッカ現象が発生する。ディフューズドモードは拡散光源のため、輝度は２％〜４％明るく、逆にスポットモードは輝度は２％〜４％暗いため、可視周期（数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ）でディフューズドモードとスポットモードとが交互に出現すると、いわゆるフリッカ現象が発生する。

例えばランプを冷却しすぎると熱電子放出が抑制されてスポットモードになり、逆に冷却が不足すると破裂するため、ランプ温度管理が難しく、ランプを１００％安定したディフューズドモードで点灯できれば理想的であるが、実際には不安定な中間モードを余儀なくされるランプも発生せざるを得ない。

またそれらのランプを選別して廃棄することによる歩留まり率低減がそのまま製造原価の上昇として跳ね返ってくる。陰極、陽極の形状、材質の選別、ランプ内水銀量、不純物、ガラスなどの管理の徹底、陰極と陽極間ギャップ長の最適化など、ランプが安定したディフューズドモードに納まるように設計されるのだが、他社特許の存在による制約条件や各要因の偏差量管理とバランスをとるのも難しく、製造されたランプが１００％目的通りのものにでき上がるものではないのが現状である。

すなわち、「本発明が解決しようとする課題」をまとめると、安定したディフューズドモードと、不安定なディフューズドモードと不安定なスポットモードの間の移行を繰り返す混在モードと、安定したスポットモードの３モードがあり、条件次第でどのモードにも移行すると言える。このような環境下でランプ電源を立ち上げて、最初にランプを点灯したとき、仮に当初ディフューズドモードであったとしても、ファン冷却が強いなどの各種の要因で熱電子の放出が少なくなると、結局陰極はオレンジ色のスポットモードとなる。陰極温度は１００°Ｃ〜２００°Ｃ高く、熱電子の放出が次第に多くなると、今度は陰極はディフューズドモードに移行して暗いオレンジ色に変わり、陰極温度は１００°Ｃ〜２００°Ｃ下がっている。再び熱電子の放出が少なくなると、また陰極はオレンジ色のスポットモードに移行するという悪循環を可視周期（数Ｈｚ〜数１０Ｈｚ）で繰り返すフリッカ現象を断ち切る必要がある。しかしながら先に述べたようにフリッカレスのランプがランプ電力に応じて、自在に製造できないのが現状である。ランプを使用するプロジェクタなどの映像機器においては、このフリッカが発生することは許されない。

本発明は上記の問題点に鑑み、フリッカを防止することができるランプ電源回路を提供することを目的とする。

本発明は上記目的を達成するために、放電ランプを点灯・駆動するに際し、少なくとも定常時には定電力モードで駆動するランプ電源回路において、
前記定電力モードに移行した後、ランプ電圧ＶＬが偏差電圧△ＶＬを上乗せした上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）以下の範囲では定電流モードで駆動し、前記上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）を超える範囲では前記定電力モードで駆動する制御回路を、
備えたことを特徴とする。

本発明は点灯時初期期間と定常期間で実施されている期間ごとに定電流、定電力と区分けするだけではなく、定常期間、更に電極状態の変化率すなわちランプ電圧の変化率に応じて定電力、定電流と区分けする制御方法を導入することにより、いわゆる従来要求されている広帯域定電力も対応可能で、かつ、ディフューズドモードとスポットモード間の移行時に方形波状に急峻に変化する場合は、定電流制御状態に常にあるため、いくら電極が変化してランプ電圧が変化してもランプ電流は変化しないので、フリッカ現象は発生しないという特徴を有している。本発明のランプ電源回路を使用することにより、従来フリッカが発生するとして選別、廃棄されていたランプが使用できることになり、ランプ製造条件、空冷条件を緩和できることになり、大幅なコストダウンが実現可能となる。

本発明では、ランプの放電部分の陰極が暗いオレンジ色のディフューズドモードのとき、冷却を緩和したり、印加電力を大きくすると、ディフューズドモードを維持し、逆に陰極がオレンジ色のスポットモードのとき、冷却を強くしたり、印加電力を減少させると、スポットモードを維持することに着目する。

すなわち、第１の解決手段では定電流制御方式を導入する。熱電子放出が抑制されてランプ電圧が高く（１Ｖ位高く）なる方向にあると、ランプ電源は定常時は定電力モードのため、電流を減少させてしまい、一層熱電子放出を抑制する方向となるため、結局ディフューズドモードからスポットモードに移行してしまう。これを防止するために定電力モードではなく、定電流モードになっていれば、電流を減少させずに印加電力を増進させ、熱電子放出量を増進させ、スポットモードに移行することを防止できる。

逆にディフューズドモードでランプ電圧が低く（１Ｖ位低く）なる方向にあるときは、定電力制御のため電流を増加させるように制御されるため、熱電子放出が活発な状態を維持でき、ディフューズドモードからスポットモードに移行しないことになり、この場合は定電力制御でもよさそうに思われる。ところがディフューズドモードからスポットモードへの移行周期は可視周期の数Ｈｚ〜数十Ｈｚだが、その中身は過渡期間と定常期間のトータル周期であり、過渡期間にデジタル的に電圧変化があり、その後の定常期間はアナログ的変化を呈し、定電力制御は定常期間のアナログ的変化に対しては抑制効果があるが、モード変換時は方形波状の変化であり、立ち上がりエッジ部分の急峻なデジタル的電圧変化（数μＳ〜数１０ｍＳ）に対しては安定な回路系を維持する上で追随できないため、電圧の急峻な減少後電流を増加させて定電力にしている。このモード変換時も電流変化を抑制できないため、フリッカ現象が発生し、結局定電力制御では抑制できないと言える。

したがって、定常時に定電流制御とすることにより、モード移行時、放電の等価抵抗値が変化してデジタル的にランプ電圧が変わっても、電流は変化しないので輝度変化とはならずフリッカ現象は発生しない。「発明が解決しようとする課題」で説明した初期期間の定電流モードと同様に、図１８に示す回路において電圧検出回路６０の出力電圧を一定とすれば、ランプ電流も一定となり、ランプ電圧の変化にかかわらず定電流モードが実現できる。

次に定電流制御方式にすることにより、超高圧水銀ランプでは６０Ｖ〜１４０Ｖまで変化するのにいかに定電力を維持するかという課題が発生する。この解決手段を第２の解決手段として述べる。「発明が解決しようとする課題」で説明した初期期間の定電流モードでは図２１に示すように第１のシャントレギュレータ回路２０３の差動増幅器１８ｂの反転入力端子の基準電圧源Ｖrefが固定電圧で使われているが、本発明はランプ電圧に反比例した可変電圧を常時接続させることにより、この問題を解決できることを特徴とする。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は本発明に係るランプ電源回路の一実施の形態を示す概略ブロック図、図２は図１の第２のシャントレギュレータ回路を詳しく示す回路図、図３は図２の第２のシャントレギュレータ回路及び積分回路を詳しく示す回路図、図４は図３の回路の主要信号を示す波形図である。

図１は図１８に示す電圧検出回路６０に対応し、図２０に示す反転差動増幅器２０１、２０２及び第１のシャントレギュレータ回路２０３に対して、反転増幅器２０４、時定数回路２０７、第２のシャントレギュレータ回路２０６、タイマ回路２１ｂ及びスイッチ回路２０ｂが追加されている。その詳細な構成としては図２に示すように、図２１に示す電圧検出回路６０を符号ＢＬ１０１で示すと、この回路ＢＬ１０１に更に、反転増幅器２０４、積分回路２０５及び第２のシャントレギュレータ回路２０６からなる回路ブロックＢＬ１０２と、タイマ回路２１ｂ及びスイッチ回路２０ｂからなる回路ブロックＢＬ１０３を追加する。第２のシャントレギュレータ回路２０６では、差動増幅器１８ｂの反転入力端子の基準電圧Ｖrefbは固定せずに、ランプ電圧ＶＬを反転した可変パラメータを入力する。

以上の回路構成による動作を述べる。電圧検出回路６０の出力電圧Ｐ２をランプ電圧ＶＬに対して偏差電圧△ＶＬ(数ボルト）、すなわち上方向はＶＬ〜(ＶＬ＋△ＶＬ）の狭い電圧範囲、下方向はＶＬ以下を定電流範囲とする。（ＶＬ＋△ＶＬ）以上の電圧は定電力範囲とする。ディフューズドモードとスポットモードとの移行時の変化電圧は１Ｖ位であるから、上方向に偏差電圧△ＶＬとして数ボルトを取っておけば、電圧変化の影響を受けずに定電流を維持でき、減少方向にランプ電圧ＶＬが変化してもこの方向は定電流なので電圧変化の影響を受けない。

差動増幅器１８ｂでは、分圧抵抗Ｒb1、Ｒb2を介して非反転入力端子に検出ランプ電圧が印加され、反転入力端子電圧すなわち基準電圧に等しくなるようにエミッタ接地トランジスタ１９ａが電流源として動作するので、ランプ電圧ＶＬは、分圧抵抗比によって作成される偏差電圧△ＩＬ（＝Ｒb1／Ｒb2×Ｖrefb）だけ高い電圧Ｖｃ（＝ＶＬ＋△ＶＬ）にクランプされる（反転差動増幅器２０１の出力ラインＰ１では、ランプ電圧ＶＬを上下反転しているので、ＶＬがＶｃよりも高くなり、ＶＬがＶｃにクランプされる）。

すなわちランプ電圧ＶＬはクランプ電圧Ｖｃよりも偏差電圧△ＶＬだけ常に低いため、クランプ電圧をＶｃ（＝ＶＬ＋△ＶＬ）、設定定電力をＰＬとすると、ランプ電圧ＶＬ時のランプ電流ＩＬはクランプ電圧Ｖｃの電流値でクランプされ、
ＩＬ＝Ｉｃ＝ＰＬ／Ｖｃ
となっている。図４（ａ）〜（ｄ）に具体的な波形例を示す。

定電流モードにおけるランプ負荷８への許容印加電力は、ランプ電圧ＶＬが上昇したときに超過する恐れがあるが、上方向の偏差電圧△ＶＬ（数ボルト）がランプ電圧ＶＬに比例して設定されているので、電力超過ということはなく定電力制御が可能である。以上はデジタル的なランプ電圧変化に対して定電流なので電圧変化の影響を受けないことを述べた。アナログ的なゆっくりしたランプ電圧変化に対しては、常時ランプ電圧ＶＬを検出しており、かつ電圧検出回路６０中にフリッカとして可視な周期は数Ｈｚから数１０Ｈｚの間であるから、例えば１秒以上の時定数回路２０７としてＲＣ積分回路２０５などを設けておけば、フリッカは見えずに、かつランプ電圧の経時変化のような長い周期変化に対しては常時追随できるこの電圧を基準にして定電流範囲となる偏差電圧△ＶＬも比例して変化するので定電力制御が可能である。

すなわち、「急峻な電圧変化に対しては定電流モード」で、「緩慢な変化に対しては定電力モード」である。換言すると、瞬間を見れば定電流モードにあり、時間軸の長い経時変化に対しては定電力モードに制御されている。点灯初期期間のランプ電圧、ランプ電流変化が著しく、定電流／定電力の切り替えは遅くとも１０ｍＳ以下で実行されないと、過大電力が出力されることを考慮しても、第１のシャントレギュレータ回路２０３の差動増幅器１８ｂの基準電圧Ｖrefは固定が適当であり、安定した定電力期間になってから本発明の第２のシャントレギュレータ回路２０６などを含むブロックＢＬ１０２を追加して接続する。この機能をタイマ回路２１ｂとスイッチ回路２０ｂが受けもっている。

定電流にする手段としては、図１８に示すように、定電力制御回路６２の入力に電圧検出回路６０と電流検出回路６１が共に接続されて、定電力制御回路６２の出力がＰＷＭ制御回路６３に入力されて、所要の出力電流制御がなされるように出力スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ／ＯＦＦ制御されている回路構成において、電圧検出回路６０の出力を一定にすればおのずと定電流制御されることを述べた。よって以後この電圧検出回路６０の詳細な構成について説明する。

ここで、図２０は本発明が解決しようとする課題を示す図であって、点灯初期期間を定電流モード化する回路のブロック図である。図２０の詳細な回路例を図２２に示す。図２２のシャントレギュレータＳＲａ１は、図２１の差動増幅器１８ｂとエミッタ接地トランジスタ１９ａの組み合わせ回路を１チップ化したものである。図２１にランプ負荷電圧検出回路６０の例を示す。例えば２５０Ｗ定電力で定電流モード時６Ａとすると、ランプ電圧ＶＬが４２Ｖ以下のときランプ電圧ＶＬにかかわらず４２Ｖ固定とすれば、４２Ｖ以下のランプ電圧はランプ電流ＩＬ＝２５０Ｗ／４２Ｖ＝６Ａの定電流となる。

ランプ電圧ＶＬが４２Ｖ以下のときクランプして固定させるために、ランプ電圧ＶＬを分圧抵抗Ｒ31とＲ32で検出してバッファの差動増幅器１５を介して反転差動増幅器１６で反転させ、シャントレギュレータＳＲa1とその入力分圧抵抗Ｒa1とＲa2を設けることにより、シャントレギュレータＳＲa1の基準電圧をＶrefa1とすると、クランプ電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝（１＋Ｒa1／Ｒa2）×Ｖrefa1 …（１）
で表される。

また反転差動増幅器１６の出力電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ0ａ
＝１／Ｒ33×{(Ｒ33+Ｒ34）×Ｖref1-R34×（R32／（Ｒ31+Ｒ32)}×ＶＬ …（２）
＝Ｋ１×ＶＬ …（２−１）
[ただしＫ１は定数；Ｋ１＝１／Ｒ33×{(Ｒ33+R34）×Ｖref1-R34×（R32／（Ｒ31+Ｒ32)}]と表される。
ランプ電圧ＶＬ＝４２Ｖ以下の電圧をクランプするには、Ｖref1、Ｒ31、Ｒ32、Ｒ33、Ｒ34、Ｖrefa1が既値定数であれば、Ｖ0＝Ｖｃとなるように（１）式と（２）式からＲa1／Ｒa2の比率を決めればよい。

ランプ電圧ＶＬ＝４２Ｖ以下の電圧をクランプするために反転差動増幅器１６で反転させたので、シャントレギュレータ回路ＳＲa1の後段に反転差動増幅器１７を設けて元に戻し、その出力を乗算器４に入力している。ランプ電圧ＶＬが４２Ｖより高くなると、反転差動増幅器１６の出力電圧はシャントレギュレータＳＲa1のクランプ電圧Ｖｃより低くなるのでクランプされた固定電圧ではなく、ランプ電圧ＶＬの変化に反比例した可変電圧が後段の反転差動増幅器１７へ入力され、ここで元に戻されるので、ランプ電圧ＶＬの変化に比例した電圧が乗算器４に入力され定電力制御される。図１９（ａ）から（ｅ）にランプ電圧ＶＬ、ランプ電流ＩＬ、ランプ電力ＰＬ、クランプ電圧Ｖｃ、時間軸ｔとの関係をわかりやすくグラフで示している。

次に図３を参照して本発明の更に詳しい回路構成を説明する。図３において、ランプ電圧ＶＬをバッファとして機能する差動増幅器１５で受け、その出力から別に抵抗Ｒ33bを介して反転差動増幅器１６ｂの反転入力端子に印加する。反転差動増幅器１６ｂの非反転入力端子には基準電圧Ｖref1が印加されている。反転差動増幅器１６ｂの帰還抵抗をＲ34bとすれば、反転差動増幅器１６ｂの出力電圧Ｖ0bは（２）式と同様に、
VOb＝１／R33b×{(R33b+R34b）×Vref1-R34b×（R32／（Ｒ31+Ｒ32)}×ＶＬ …（３）
＝Ｋ２×ＶＬ …（３−１）
[ただしＫ２は定数;Ｋ２＝１／R33b×{(R33b+R34b）×Vref1-R34b×（R32／（Ｒ31+Ｒ32)}]と表される。

出力電圧Ｖ0bはＲＣ積分回路２０５と分圧抵抗Ｒ3b、Ｒ4bを介して、差動増幅器１８ｂの反転入力端子に入力される。この反転入力端子に基準電圧Ｖrefbを印加すると、
Ｖrefb＝Ｒ4b／（Ｒ3b＋Ｒ4b）×Ｖ0b …（４）
＝Ｋ３×Ｖ0b …（４−１）
＝Ｋ３×Ｋ２×ＶＬ …（４−２）
ただし、Ｋ３は定数；Ｋ３＝Ｒ４ｂ／（Ｒ3b＋Ｒ4b）
と表される。

差動増幅器１８ｂの非反転入力端子は、分圧抵抗Ｒb1、Ｒb2を介して反転差動増幅器１６の出力ラインに接続されている。差動増幅器１８ｂの出力でエミッタ接地トランジスタ１９ｂを駆動させ、Ｖ0が（Ｒb1／Ｒb2×Ｖrefb）以上のとき、非反転入力端子の電圧が反転入力端子の基準電圧Ｖrefbになるように電流源として反転差動増幅器１６の出力ラインから電流を引き込み、出力ラインをクランプさせる。
Ｖ0＝Ｒb1／Ｒb2×Ｖrefb …（５）
＝Ｋｄ×Ｖrefb …（５−１）
（ただしＫ４は定数；Ｋ４＝Ｒb1／Ｒb2）
このときのランプ電圧がクランプ電圧Ｖｃとなる。

点灯時初期期間の定電流モードのクランプ電圧Ｖｃ例えば４２Ｖに対して、定常時は少なくともＶＬは６０Ｖ〜１４０Ｖにあるので、反転差動増幅器１６の出力ラインの電圧Ｖ0は４２Ｖのときよりも低い電圧値でクランプされることになる。（３−１）式〜（５−１）式から（３−１）式のＶＬをＶｃとすることで、
Ｖ0＝Ｖ0ｂ＝Ｋ２×Ｋ３×Ｋｄ×Ｖｃ …（６−１）
となる。（２−１）式から導出されるＶ0（＝Ｖ0ａとする）は、定常時は定電力モードであるからクランプされていない。（６−１）式から導出されるＶ0（＝Ｖ0bとする）は、定常時は定電流モードとしてクランプさせるので、Ｖ0ａ＜Ｖ0bとする。したがって、
（Ｋ１×ＶＬ）＜Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４×Ｖｃ …（７−１）
となる。
Ｋ１〜Ｋ４まですべて任意に設定出来る定数であるから、ランプ電圧の変化にかかわらず（Ｖｃ−ＶＬ）の△ＶＬが数ボルトになるようにクランプ量を設定できる。

本発明の定常時の定電流モード化の様子を図１９（ａ）〜（ｄ）にランプ電圧ＶＬ、ランプ電流ＩＬ、ランプ電力ＰＬ、クランプ電圧Ｖｃ、時間軸ｔとの関係を数値例を入れてわかりやすくグラフで示している。クランプ電圧Ｖｃは定電流と定電力の切り替え電圧であるから、定電力動作をする。したがって、△ＶＬの範囲内は定電流だが、△ＶＬだけ下にあるランプ電圧ＶＬも△ＶＬの範囲内を無視すれば定電力動作をする。デジタル的なランプ電圧変化に対して定電流なので電圧変化の影響を受けないことを先に述べた。アナログ的なゆっくりしたランプ電圧変化に対しては、常時ランプ電圧ＶＬを検出しており、かつ電圧検出回路中にフリッカとして可視な周期は数Ｈｚから数１０Ｈｚの間であるから、例えば１秒以上の時定数回路２０７としてＲＣ積分回路２０５などを設けておけば、フリッカは見えずに、かつランプ電圧の経時変化のような長い周期変化に対しては常時追随できる。この電圧を基準にして定電流範囲となる偏差電圧△ＶＬも比例して変化するので定電力制御が可能である。

本発明に係るランプ電源回路の一実施の形態を示す概略ブロック図である。 図１の第２のシャントレギュレータ回路を詳しく示す回路図である。 図２の第２のシャントレギュレータ回路及び積分回路を詳しく示す回路図である。 図３の回路の主要信号を示す波形図である。 従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第１の例を示す回路図である。 従来の擬似定電力特性と理想的な定電力特性とを示すグラフである。 従来のパルス幅制御回路の代表的な一例を示す回路図である。 図７に示す従来のパルス幅制御回路におけるタイミングチャートである。 図５に示す定電力制御回路の具体例を示す回路図である。 図５に示す回路系の電力伝達関数を示すグラフである。 従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第２の例を示す回路図であり、ＡＣ電圧源及びＡＣ／ＤＣコンバータを含む回路の一例を示す図である。 従来のメタルハライドランプなどの放電ランプの典型的な放電電流及び電圧特性を示すグラフである。 従来の負荷電流を検出して、その電流値に応じて回路定数を切り替える方式における回路系の電力伝達関数を示すグラフである。 従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第３の例を示す回路図であり、具体的に、図１１の制御回路ＢＬ１の部分を変更した回路の一例を示す図である。 従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第４の例を示す回路図であり、マイコンを利用して定電力制御を行うための回路を示す図である。 図１５に示す定電力制御回路の電流特性及び電力特性を示すグラフである。 従来の力率補正コンバータの代表的な回路の一例を示す回路図である。 本発明が適用可能な従来のランプ電源回路の全体構成を示す回路図である。 図１８における主要信号を示す波形図である。 本発明が解決しようとする課題を示すブロック図である。 図２０の第１のシャントレギュレータ回路を詳しく示す回路図である。 図２０の詳細な回路例を示す回路図である。

符号の説明

４ 乗算器
１５、１８ｂ 差動増幅器
１６、１６ｂ、１７、２０１、２０２ 反転差動増幅器
１９ａ、１９ｂ エミッタ接地トランジスタ
２０ｂ スイッチ回路
２１ｂ タイマ回路
６０ 電圧検出回路（ランプ負荷電圧検出回路）
６１ 電流検出回路
６２ 定電力制御回路
６３ ＰＷＭ制御回路
２０４ 反転増幅器
２０３ 第１のシャントレギュレータ回路
２０５ 積分回路（ＲＣ積分回路）
２０７ 時定数回路
２０６ 第２のシャントレギュレータ回路

Claims (3)

1. 放電ランプを点灯・駆動するに際し、少なくとも定常時には定電力モードで駆動するランプ電源回路において、
   前記定電力モードに移行した後、ランプ電圧ＶＬが偏差電圧△ＶＬを上乗せした上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）以下の範囲では定電流モードで駆動し、前記上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）を超える範囲では前記定電力モードで駆動する制御回路を備えたことを特徴とするランプ電源回路。
2. 前記制御回路は、
   前記放電ランプを点灯開始時に所定のモードで駆動し、点灯後の定常時となったとき定電力モードに移行させる第１のシャントレギュレータ回路と、
   前記定電力モードに移行した後、ランプ電圧ＶＬが偏差電圧△ＶＬを上乗せした上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）以下の範囲では定電流モードに移行させ、前記上限クランプ電圧（ＶＬ＋△ＶＬ）を超える範囲では前記定電力モードとする第２のシャントレギュレータ回路とを、
   備えたこと特徴とする請求項１に記載のランプ電源回路。
3. 前記ランプ電圧を反転差動増幅器と時定数回路を介して前記第２のシャントレギュレータ回路に印加することを特徴とする請求項２に記載のランプ電源回路。
   

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