JP2005122997A - Lamp power source circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、超高圧水銀ランプなどのフリッカレスを目的とするランプ電源回路に関する。 The present invention relates to a lamp power supply circuit for flickerless purposes such as an ultra-high pressure mercury lamp.
従来、定電力制御回路を実現するための方式として、下記の3通りの方式が存在し、実用化されている。
(1)負荷電圧と負荷電流を検出し、コンパレータを介してPWM(パルス幅変調:Pulse Width Modulation)制御する負荷電圧と負荷電流との加算型擬似狭帯域定電力方式。
(2)上記の(1)の方式を改善するために負荷電流を検出し、電流値に応じて回路定数を切り替える複数擬似定電力方式。
(3)マイコン使用の広帯域定電力制御方式。
Conventionally, as a method for realizing a constant power control circuit, the following three methods exist and have been put into practical use.
(1) Addition type pseudo narrow band constant power method of load voltage and load current that detects load voltage and load current and controls PWM (Pulse Width Modulation) via a comparator.
(2) A multiple pseudo constant power system that detects a load current and switches circuit constants according to the current value in order to improve the system of (1).
(3) Broadband constant power control method using a microcomputer.
まず、下記の特許文献1における従来の技術として記載されている従来例(1)の定電力制御回路について説明する。図5は、従来の放電灯(ランプ)用電源回路である定電力制御回路の第1の例を示す回路図である。図5において、E1は交流電源を整流して平滑した直流電圧源であり、この直流電圧源E1からの直流電圧がPWM制御スイッチング回路101に供給される。PWM制御スイッチング回路101は、差動増幅器(MIX)A3からの入力に応じて、直流電圧をパルス幅制御したスイッチングを行い、電圧VL、電流ILを出力する。この電圧VL、電流ILは、ランプ負荷RL及び増幅器A2に供給される。
First, the constant power control circuit of the conventional example (1) described as the prior art in the following
ここで、仮に増幅器A2及び加算器102が存在しない場合を考える。この場合、検出抵抗RSには電流ILが流れ、検出抵抗RSに発生した電圧は増幅器A1に入力されて、所定のゲインで増幅される。そして、増幅器A1の出力電圧は差動増幅器A3の−入力端子に入力され、この電圧が差動増幅器A3の+入力端子に入力される基準電圧VrefOに等しくなると、この系が安定し、出力電流ILが決まる。なお、検出抵抗RSは小抵抗であり、無視できるので、
VL=IL×RL
となる。
Here, let us consider a case where the amplifier A2 and the
VL = IL × RL
It becomes.
一方、この回路に増幅器A2及び加算器102を追加した場合(図5に示す定電力制御回路)を考える。この場合、増幅器A2は電圧VLを所定のゲインで増幅する。加算器102は、増幅器A2の出力電圧と増幅器A1の出力電圧とを加算し、この加算結果は、差動増幅器A3の−入力端子に供給される。
On the other hand, a case where an amplifier A2 and an
図6は、従来の擬似定電力特性と理想的な定電力特性とを示すグラフである。図5に示す定電力制御回路では、電圧VL及び電流ILは、図6のグラフ(1)に示すように、電圧VLが高くなるに従って電流ILが減少する特性となる。しかし、電力PLは電圧VLと電流ILとの積であって和ではないので、理想的な定電力特性を示す図6のグラフ(2)との比較から、電圧VLが低電圧と高電圧のところで積と和との乖離が大きくなっていることが分かる。すなわち、定電力であると言える範囲は、図6のグラフ(1)と図6のグラフ(2)とのV−I特性が擬似的に一致するセンタの狭い範囲であり、このため、図6のグラフ(1)は擬似定電力と呼ばれる。 FIG. 6 is a graph showing a conventional pseudo constant power characteristic and an ideal constant power characteristic. In the constant power control circuit shown in FIG. 5, the voltage VL and the current IL have characteristics that the current IL decreases as the voltage VL increases as shown in the graph (1) in FIG. However, since the power PL is the product of the voltage VL and the current IL and not the sum, it can be seen from the comparison with the graph (2) in FIG. 6 that shows an ideal constant power characteristic that the voltage VL is low and high. By the way, it can be seen that the difference between the product and the sum is large. That is, the range that can be said to be constant power is a narrow range of the center where the VI characteristics of the graph (1) in FIG. 6 and the graph (2) in FIG. The graph (1) is called pseudo constant power.
また、図7は、従来のパルス幅制御回路の代表的な一例を示す回路図である。一般に、従来のPWM制御スイッチング回路101は、例えば図7に示すように構成されている。PWMコンパレータと呼ばれる差動増幅器51の反転端子側には、抵抗RTとコンデンサCTの時定数から作成され、のこぎり波電圧を発生する発振器53が接続される。一方、差動増幅器51の非反転端子側には、負荷電流IL、負荷電圧VLを検出したデータ又は負荷電流ILと負荷電圧VLとの加算値に比例した値が入力される差動増幅器50の出力端子が接続される。
FIG. 7 is a circuit diagram showing a typical example of a conventional pulse width control circuit. In general, the conventional PWM
差動増幅器51からの出力は、一方にデッドタイムコントロール電圧P11などが供給されるOR回路52に入力される。そして、OR回路52からの出力は 、次段のDフリップフロップ(F/F)54、NOR回路56、58に供給される。Dフリップフロップ(F/F)54からの出力は、一方に出力コントロール電圧P10が入力されるAND回路55、57に供給され、AND回路55、57からの出力は、NOR回路56、58に供給される。そして、NOR回路56、58の出力端子は、プッシュプルトランジスタ(エミッタ)増幅器Q10、Q11に接続される。
The output from the
図8は、図7に示す従来のパルス幅制御回路におけるタイミングチャートである。なお、簡単化のため、図8では、デッドタイムコントロール電圧P11及び出力コントロール電圧P10は省略する。図8(a)〜(f)にはそれぞれ、コンデンサCTにおける電圧、Dフリップフロップ(F/F)54のCk入力、Dフリップフロップ(F/F)54の出力Q、F/Fの反転出力Qバー、プッシュプルトランジスタ増幅器Q10及びQ11のエミッタヘの出力の各波形が図示されている。 FIG. 8 is a timing chart in the conventional pulse width control circuit shown in FIG. For simplification, the dead time control voltage P11 and the output control voltage P10 are omitted in FIG. 8A to 8F respectively show the voltage at the capacitor CT, the Ck input of the D flip-flop (F / F) 54, the output Q of the D flip-flop (F / F) 54, and the inverted output of F / F. The waveforms of the output to the emitters of the Q bar and push-pull transistor amplifiers Q10 and Q11 are shown.
差動増幅器50の出力(図8(a)の点線で示されるフィードバック電圧P12)が、反転端子側に供給されるのこぎり波電圧(図8(a)のコンデンサCT)を超えた場合、差動増幅器51及びOR回路52からは方形波パルスが出力される。OR回路52からの出力は、図8(b)のF/F54のCk入力のようになる。このとき、Dフリップフロップ(F/F)54の出力Q、Dフリップフロップ(F/F)54の反転出力Qバー、そして、AND回路55、57とNOR回路56、58とにより構成される論理回路を介してプッシュプルトランジスタ増幅器Q10、Q11のエミッタに出力される各波形は、図8(c)〜(f)のように図示される。そして、例えばこのプッシュプルトランジスタ増幅器Q10、Q11のエミッタからの出力が、後述の図11に示すダウンコンバータ (降圧型チョッパ回路)BL2に供給されるよう構成された回路がPWM制御スイッチング回路101である。
When the output of the differential amplifier 50 (feedback voltage P12 indicated by the dotted line in FIG. 8A) exceeds the sawtooth voltage (capacitor CT in FIG. 8A) supplied to the inverting terminal, A square wave pulse is output from the
次に、図5の定電力制御回路の具体的な例について説明する。図9は、図5に示す定電力制御回路の具体例を示す図である。図9に示す回路は、図5に示す回路に存在する電流検出のための増幅器A1を抵抗R6で置き換えた回路であり、図5に示す回路と同様に基準電圧源VrefOに収束するように安定化される。この回路系のPL(=VL×IL)の伝達関数は次式となる。
PL=−K2/RS×(VL−K1/K2)×VL
(ただし、K1、K2は定数)
Next, a specific example of the constant power control circuit in FIG. 5 will be described. FIG. 9 is a diagram showing a specific example of the constant power control circuit shown in FIG. The circuit shown in FIG. 9 is a circuit in which the amplifier A1 for current detection existing in the circuit shown in FIG. 5 is replaced with a resistor R6, and is stable so as to converge to the reference voltage source VrefO as in the circuit shown in FIG. It becomes. The transfer function of PL (= VL × IL) of this circuit system is as follows.
PL = −K2 / RS × (VL−K1 / K2) × VL
(However, K1 and K2 are constants)
図10は、図5に示す回路系の電力伝達関数を示すグラフである。なお、図10では、横軸をVL、縦軸をPLとして電力伝達関数のグラフが図示されている。図10に示すように、電力伝達関数の特性カーブは、必ず軸の原点oを通る負の放物線である。したがって、電力PLが略一定とみなせる範囲は狭帯域であり、例えば、200Wの超高圧水銀ランプを負荷対象とした場合、せいぜい±12Wの範囲が実用上使用可能な範囲となる。これ以上の電力が印加された場合には、ランプ温度が高くなってランプが破裂する可能性があり、逆に、これ以下の電力では輝度不足や水銀の蒸発が少なくなり、フリッカの発生などの不具合が生じることが知られている。すなわち、この回路方式では、せいぜいVL=70V〜120Vが実用範囲である。 FIG. 10 is a graph showing a power transfer function of the circuit system shown in FIG. In FIG. 10, a graph of the power transfer function is shown with VL on the horizontal axis and PL on the vertical axis. As shown in FIG. 10, the characteristic curve of the power transfer function is always a negative parabola passing through the origin o of the axis. Therefore, the range in which the power PL can be regarded as substantially constant is a narrow band. For example, when a 200 W ultra-high pressure mercury lamp is a load target, a range of ± 12 W at most is a practically usable range. If more power is applied, the lamp temperature may rise and the lamp may burst.On the other hand, if the power is less than this, the brightness will be insufficient and the mercury will not evaporate. It is known that problems occur. That is, in this circuit system, VL = 70V to 120V is at most practical.
電圧が低く、ランプの輝度が低下している場合には、ランプの輝度を向上させるために不可欠なショートギャップ化を行う必要がある。しかしながら、ショートギャップ化によってランプ電圧は低電圧方向に移行してしまうため、結果的にランプの輝度を向上させることが妨げられてしまうことになる。他方、高い電圧に対しては上記の範囲を超えないようにシャットダウン保護回路を設ける必要があるが、ランプの経年変化による電極磨耗でランプ電圧が上昇し、このシャットダウン保護回路のしきい値電圧によってランプ寿命が短縮する結果となる。 When the voltage is low and the brightness of the lamp is lowered, it is necessary to perform a short gap which is indispensable for improving the brightness of the lamp. However, since the lamp voltage shifts in the low voltage direction due to the short gap, it is hindered from improving the luminance of the lamp as a result. On the other hand, it is necessary to provide a shutdown protection circuit so as not to exceed the above range for high voltages, but the lamp voltage rises due to electrode wear due to aging of the lamp, and the threshold voltage of this shutdown protection circuit As a result, the lamp life is shortened.
また、図11は、従来の放電灯(ランプ)用電源回路である定電力制御回路の第2の例を示す回路図であり、AC電圧源及びAC/DCコンバータを含む回路の一例を示す図である。図11に示す定電力制御回路では、商用周波数の交流(AC)電源から整流平滑回路1を介して第1の直流(DC)電圧源DC1が作成される。この回路は、インダクタL1とON/OFF動作のスイッチング素子SW1、スイッチング素子SW1の制御回路BL1、インダクタL1を介してON/OFF電流を整流して平滑した第2の直流(DC)電圧源DC2、スイッチングパルスを平滑するコンデンサC2、ランプ負荷8の絶縁破壊を行うイグナイタ7などにより構成されている。
FIG. 11 is a circuit diagram showing a second example of a constant power control circuit which is a conventional power supply circuit for a discharge lamp (lamp), and shows an example of a circuit including an AC voltage source and an AC / DC converter. It is. In the constant power control circuit shown in FIG. 11, a first direct current (DC) voltage source DC1 is created via a rectifying and smoothing
また、ランプ負荷8の電圧VLの検出が可能な分圧抵抗R31、R32の接続点は、非反転増幅器15、基準電圧源Vref1を有する反転増幅器16、電力調整用可変抵抗VR2を介して非反転増幅器17の反転入力端子に接続されている。さらに、電流ILの検出が可能な抵抗RSは、非反転増幅器10を介して非反転増幅器17の非反転入力端子に接続されている。そして、非反転増幅器17の出力によってPWM制御スイッチング回路18を介してスイッチング素子SW1のON/OFF動作の制御が行われる。
The connection point of the voltage dividing resistors R31 and R32 capable of detecting the voltage VL of the
この定電力制御回路は、図5及び図9の回路と同様に、電圧、電流の加算器となっている。そして、この定電力制御回路によって発生する擬似定電力(すなわち、反転増幅器16の反転入力端子電圧)は、非反転入力端子の基準電圧源Vref1となり、かつ、非反転増幅器17の非反転入力端子電圧が反転入力端子電圧と等しくなるよう電流ILがPWM制御され、すなわち、電力に対して負のフィードバック制御が行われて安定化される。
This constant power control circuit is an adder of voltage and current as in the circuits of FIGS. The pseudo constant power generated by the constant power control circuit (that is, the inverting input terminal voltage of the inverting amplifier 16) becomes the reference voltage source Vref1 of the non-inverting input terminal, and the non-inverting input terminal voltage of the
スイッチング素子SW1が短絡(導通)時には、負荷電圧VLによって第1の直流(DC)電圧源DC1からインダクタL1を介してコンデンサC2、ランプ負荷8などに電流が供給される。一方、スイッチング素子SW1が開放時には、スイッチング素子SW1の短絡時にインダクタL1に貯蔵された磁気エネルギーが、フライフォイールダイオードD2、インダクタL1、そしてコンデンサC2、ランプ負荷8などの経路で電流として放出される。
When the switching element SW1 is short-circuited (conducted), current is supplied from the first direct current (DC) voltage source DC1 to the capacitor C2, the
図11に示す回路によって作成された電圧VL、電流ILは、整流、平滑されたDC電圧、DC電流である。この電圧、電流を検出してPWM制御を行う従来の方式は、定常時の平均値制御であり、商用周波数の交流(AC)電源が有する50/50Hzの低周波数リップル(ブリッジ整流後は100/120Hzに変換された周波数リップル)や、スイッチング素子SW1の高周波スイッチング(一般には10kHz〜1000kHz)によるリップル変動を抑制するには限界がある。したがって、どうしても整流平滑回路1のコンデンサC1の容量を大きくせざるを得ないことになり、小型化ができないとかコストが下がらないなどの問題が生じる。
The voltage VL and current IL created by the circuit shown in FIG. 11 are a rectified and smoothed DC voltage and DC current. The conventional method for detecting the voltage and current and performing the PWM control is the average value control in the steady state, and the 50/50 Hz low frequency ripple (100/100 after the bridge rectification) of the commercial frequency alternating current (AC) power supply. (Frequency ripple converted to 120 Hz) and ripple fluctuation due to high-frequency switching (generally 10 kHz to 1000 kHz) of the switching element SW1 are limited. Therefore, the capacity of the capacitor C1 of the rectifying /
また、第2の直流(DC)電圧源のコンデンサC2の容量を大きくした場合には、ランプ負荷8ヘのインラッシュ電流が大きくなって電極の寿命に影響を与えることとなる。さらに、ランプ負荷8がイグナイタ7によりブレークダウンしてから、グロー放電及び安定したアーク放電に移行する過渡期間(1μ秒〜100μ秒)では、コンデンサC2のコンデンサエネルギーが瞬間的に放電する。したがって、連続的エネルギーを必要とするランプ負荷8に対して、インダクタL1からの電流供給に切り替えるためにも、できるだけコンデンサC2の容量を小さくする必要がある。しかしながら、コンデンサC2の容量を小さくした場合には、逆に高周波スイッチングによるリップル変動がランプ負荷8との音響共鳴を引き起こす要因となることや、プロジェクタの光源として用いると画面上のノイズ要因になりやすいなどの欠点がある。
Further, when the capacitance of the capacitor C2 of the second direct current (DC) voltage source is increased, the inrush current to the
第2の直流(DC)電圧源のコンデンサC2とランプ負荷8との関係については、特に厳しい制約条件があるので、まず、ランプ特性との関連について説明し、現在問題になっていることをより明確化する。図12は、従来のメタルハライドランプなどの放電ランプの典型的な放電電流及び電圧特性を示すグラフである。この種のランプを点灯させる際には、まず、イグナイタ7により高電圧パルスを供給してバルブの電極間をブレークダウンし、放電を開始させる。これは図12のo−A付近の領域に相当する。
Regarding the relationship between the capacitor C2 of the second direct current (DC) voltage source and the
バルブの電極間のブレークダウンに必要な高圧パルスは通常、数kV以上である。ランプのブレークダウンに続いて始まる不安定な期間(この期間を第1次テイクオーバと呼ぶことにする)から、ランプはグロー放電段階に入る。なお、第1次テイクオーバは、典型的には数μ秒〜数10μ秒間継続するものであり、図12のB点付近に相当する。また、グロー電圧は略一定であり、ランプの特性によって異なるが、グロー電圧の値は通常150〜200V程度である。 The high-pressure pulse required for breakdown between the bulb electrodes is usually several kV or more. The lamp enters the glow discharge phase from an unstable period that begins following the breakdown of the lamp (this period is referred to as the primary takeover). The primary takeover typically lasts several μs to several tens of μs, and corresponds to the vicinity of point B in FIG. The glow voltage is substantially constant and varies depending on the characteristics of the lamp, but the value of the glow voltage is usually about 150 to 200V.
放電を維持するために必要な放電維持電圧は、第1の直流電圧源DC1から供給される。グロー放電への移行エネルギーはコンデンサC2に蓄えられた充電電圧により生成され、(1/2)CV2となることが知られている。なお、Cはコンデンサの容量、Vは充電電圧を示す。グロー放電への移行後、速やかにアーク放電に移行(第2次テイクオーバと呼ぶことにする)するためには、十分なエネルギーが必要とされる。すなわち、グロー放電の熱で電極が加熱されて熱電子電流が多くなるに従って、グロー放電からアーク放電ヘの障壁を越えて、アーク放電を開始することが可能となる。 The sustaining voltage necessary for maintaining the discharge is supplied from the first DC voltage source DC1. It is known that the energy for transition to glow discharge is generated by the charging voltage stored in the capacitor C2 and becomes (1/2) CV2. C represents the capacitance of the capacitor, and V represents the charging voltage. Sufficient energy is required in order to promptly shift to arc discharge (referred to as secondary takeover) after shifting to glow discharge. That is, as the electrode is heated by the heat of glow discharge and the thermionic current increases, it becomes possible to start arc discharge across the barrier from glow discharge to arc discharge.
従来の技術では、コンデンサC2はランプ点灯のためだけではなく、アーク放電後の高周波リップル電流を低減させるための平滑用コンデンサとしての役割が大きい。この高周波リップル電流は、ダウンコンバータBL2が高周波(数10kHz〜数100kHz)でスイッチングしているために発生するリップル成分であり、ランプ負荷8の音響共鳴によるアーク不安定のリスクを低減させるために平滑される必要がある。典型的にはリップル含有率を5%以下にするため、平滑用のコンデンサC2として0.1μF〜10μFの容量のコンデンサが一般的に使用される。
In the conventional technology, the capacitor C2 plays a large role not only for lighting the lamp but also as a smoothing capacitor for reducing high-frequency ripple current after arc discharge. This high-frequency ripple current is a ripple component generated because the down converter BL2 is switched at a high frequency (several tens of kHz to several hundreds of kHz), and is smoothed to reduce the risk of arc instability due to acoustic resonance of the
ダウンコンバータBL2から供給される電力は、主にアーク放電への移行後のゆっくりとしたランプ電圧変化における電力制御に利用されるが、グロー放電段階においても適切なエネルギーを供給できるようにダウンコンバータBL2を制御し、典型的には数100mAのグロー電流を供給できると考えられている。 The power supplied from the down converter BL2 is mainly used for power control in a slow lamp voltage change after the transition to arc discharge, but the down converter BL2 can supply appropriate energy even in the glow discharge stage. It is considered that a glow current of typically several hundred mA can be supplied.
しかしながら、平滑用として使用するコンデンサC2の容量が大きい場合、ランプ負荷8のブレークダウンからアーク放電までの速い動作にダウンコンバータBL2の動作が応答しきれず、グロー放電段階にはダウンコンバータBL2からランプ負荷8に対して、連続的な電力の供給がほとんどできていない。すなわち、ダウンコンバータBL2からの電流は、いったんコンデンサC2に充電されるので、ランプ負荷8に対してすぐに供給することはできない。
However, when the capacity of the capacitor C2 used for smoothing is large, the operation of the down converter BL2 cannot respond to the fast operation from the breakdown of the
実際には、コンデンサC2の充電電圧がランプ負荷8に放電するエネルギーによってアーク放電への移行を行っている。このエネルギーは、瞬間的には高いが連続的ではないので、しばしばアーク放電は失敗し、ブレークダウンとグロー放電及び第2次テイクオーバの領域との間を往復しながら徐々に電極が加熱されてアーク放電に達する。
Actually, the charging voltage of the capacitor C2 is shifted to arc discharge by the energy discharged to the
この往復する回数は、ランプ自身の点灯の性能の善し悪しに依存する。すなわち、図12において、B点、D点、E点、F点の電圧レベルの高いランプは、点灯性能が悪く、ブレークダウンとグロー放電及び第2次テイクオーバの領域との間を何度も往復することとなる。そして、ブレークダウンとグロー放電及び第2次テイクオーバの領域との間を往復するたびに、ランプ負荷8の電極間に高圧パルスが供給され、スバッタによってランプの内壁が電極素材のタングステンで覆われて、ルーメン出力が低下してしまう。したがって、コンデンサC2の容量をいたずらに大きくして充電エネルギーを大きくしても、実際には、ランプの点灯性能はほとんど変わらない。
The number of times of reciprocation depends on whether the lighting performance of the lamp itself is good or bad. That is, in FIG. 12, lamps with high voltage levels at points B, D, E, and F have poor lighting performance, and reciprocate between the breakdown, glow discharge, and secondary takeover regions many times. Will be. A high-pressure pulse is supplied between the electrodes of the
これを改善する方法として、下記の特許文献2には、過渡期間はコンデンサC2を小さい定数としておき、定常時になった場合には、コンデンサC2に大きな容量を追加する方法が開示されている。
As a method for improving this,
また、狭帯域の定電力範囲を改善するために、従来例(2)として負荷電流を検出し、検出された電流値に応じて回路定数を切り替える複数擬似定電力方式が特許文献1に開示されている。図13は、従来の負荷電流を検出して、その電流値に応じて回路定数を切り替える方式における回路系の電力伝達関数を示すグラフである。図13に示すように、この技術は、狭帯域擬似定電力カーブを、定数を切り替えて複数重ね合わせ、電力のフラット範囲を拡張させるものである。
Also,
図14は、従来の放電灯(ランプ)用電源回路である定電力制御回路の第3の例を示すものであり、具体的に図11の制御回路BL1の部分を変更した回路の一例を示す図である。図14に示す回路は、電流値に応じて定数の切り替えを行うためのものであり、図11の回路を改善したものである。図14の回路では、電圧VLと電流ILとを検出してPWM制御スイッチング回路18の非反転増幅器17に入力させ、PWM制御スイッチング回路18の出力によってインダクタL1に接続されたスイッチング素子SW1を駆動させる定電力DCコンバータの制御回路部分のみが示されている。
FIG. 14 shows a third example of a constant power control circuit, which is a conventional power supply circuit for a discharge lamp (lamp), and specifically shows an example of a circuit in which a portion of the control circuit BL1 in FIG. 11 is changed. FIG. The circuit shown in FIG. 14 is for switching constants according to the current value, and is an improvement on the circuit of FIG. In the circuit of FIG. 14, the voltage VL and the current IL are detected and input to the
図14に示す回路では、ランプ電圧VLの検出が可能な分圧抵抗R31、R32の接続点が非反転増幅器15、及び基準電圧源Vref1を有する反転増幅器16を介して、PWM制御スイッチング回路18の非反転増幅器17の反転入力端子に接続されている。また、非反転増幅器17の非反転入力端子には、放電灯電流ILを検出抵抗RSで検出し、非反転増幅器10、抵抗R12、R20、R22を介して印加されるよう構成されている。この回路構成において、抵抗R12と抵抗R20との間の接続点から、トランジスタQ1、Q2、Q3のON/OFFに応じてそれぞれ切り替え用抵抗R17、R18、R19に接続又は非接続となる切り替えを可能にしている。
In the circuit shown in FIG. 14, the connection point of the voltage dividing resistors R31 and R32 capable of detecting the lamp voltage VL is connected to the PWM
また、非反転増幅器10の出力を反転増幅器11を介してコンパレータ12、13、14の各反転入力端子に共通に供給し、各コンパレータ12、13、14の他方の非反転入力端子には、分割抵抗R13、R14、R15、R16、電力調整可変抵抗VR1による切り替え電流値に応じて、電圧源P1からしきい値電圧を付加する。この構成により、電流値に応じて、図13に示すような複数の擬似定電力特性が得られ、負荷電圧VLに対して負荷電力PLが平坦となる範囲を広帯域化することが可能となる。例えば、超高圧水銀ランプ200Wの場合、±12Wの偏差が少なくともランプ電圧VL=60V〜140Vの広範囲で実現可能である。
Further, the output of the
また、図15は、従来の放電灯(ランプ)用電源回路である定電力制御回路の第4の例を示す回路図であり、マイコンを利用して定電力制御を行うための回路を示す図である。なお、図15に示す回路は、従来例(3)の一例であり、図11の制御回路BL1内の非反転増幅器15、反転増幅器16部分をマイコン20、D/Aコンバータ21に置き換え、電流検出用の非反転増幅器10の非反転入力端子に電力コントロールVR2を付加したものである。
FIG. 15 is a circuit diagram showing a fourth example of a constant power control circuit which is a conventional power supply circuit for a discharge lamp (lamp), and shows a circuit for performing constant power control using a microcomputer. It is. The circuit shown in FIG. 15 is an example of the conventional example (3), and the
図15に示す回路では、電圧VLと電流ILとを検出してマイコン20に印加し、電圧VLと電流ILとの積が一定となるようにプログラム制御されたマイコン20のデジタル出力をD/Aコンバータ21でアナログ値に変換し、このアナログ値を非反転増幅器17に供給する。
In the circuit shown in FIG. 15, the voltage VL and the current IL are detected and applied to the
図16は、図15に示す定電力制御回路の電流特性及び電力特性を示すグラフである。マイコンを利用した従来例(3)は、従来例(1)及び(2)とは異なり、電力PLは和ではなく積となっているので広帯域にわたって定電力化を実現することが可能である。 FIG. 16 is a graph showing current characteristics and power characteristics of the constant power control circuit shown in FIG. Unlike the conventional examples (1) and (2), the conventional example (3) using a microcomputer can achieve constant power over a wide band because the power PL is not a sum but a product.
また、図17は、従来の力率補正コンバータの代表的な回路の一例を示す回路図である。最近は、電源の高調波規制、力率改善、ワールド電源を主目的として、図17に示すような力率補正制御回路30を含む昇圧型チョッパ方式の力率補正コンバータ(PFCコンバータ)BL30を整流平滑回路1の後段に挿入する場合がある。
しかしながら、例えば、マイコン20を利用して定電力制御を行う方式を採用した図15に示す回路では、超高圧水銀ランプやメタルハロイドランプが有する特性、すなわち、グロー放電からアーク放電に移行してランプ電圧が15V付近から徐々に上昇していく特性を有する放電灯(ランプ)の場合、定電流モードから定電力モードに切り替わる点P10が存在する。マイコン20の制御は、この電圧の上昇速度に追随することができず、図16(a)に示すように定電流領域が定電力領域にまで入り込んでしまい(Zで示す部分)、図16(b)に示すように、この影響によって過大電力が発生してしまう(Zで示す部分)という問題がある。
However, for example, in the circuit shown in FIG. 15 that employs a method of performing constant power control using the
また、例えば電流値に応じて定数の切り替えを行う方式を採用した図14に示す回路では、ランプ電圧VL=70V〜90Vの範囲でトランジスタQ1、Q2、Q3を切り替えることとなる。したがって、4モードの擬似定電力特性が重なり合う関係上、定数切り替えごとに電力カーブが変化するため、電圧VLに対して電力PLが平坦化になるよう収束させるためには、電力調整可変抵抗VR2と、70V〜90Vの平坦化調整可変抵抗VR1とを交互に調整する必要がある。さらに、上述の図16に示すように、実際には定電力モード移行前に定電流モードが存在し、その定電流値を調整するための可変抵抗との交互調整も必要となり、調整が複雑となって時間がかかるという短所を有している。 For example, in the circuit shown in FIG. 14 that employs a constant switching method according to the current value, the transistors Q1, Q2, and Q3 are switched in the range of the ramp voltage VL = 70V to 90V. Therefore, since the power curve changes at every constant switching due to the overlapping of the four-mode pseudo constant power characteristics, in order to converge the power PL with respect to the voltage VL, the power adjustment variable resistor VR2 and , 70V to 90V of the flattening adjustment variable resistor VR1 must be alternately adjusted. Furthermore, as shown in FIG. 16 described above, there is actually a constant current mode before the transition to the constant power mode, and it is also necessary to make an alternate adjustment with a variable resistor for adjusting the constant current value, which makes the adjustment complicated. It has the disadvantage of becoming time consuming.
また、例えば図17に示すように、整流平滑回路1の後段に力率補正コンバータBL30を挿入した場合、力率補正コンバータBL30が過大電力の引き金となり、コンデンサC31との共振によって生じる過大共振電流によりFETなどのスイッチング素子SW30が破壊されたり、交流(AC)電圧90V以下の減電圧入力ではAC入力電流が更に増加するために、チョッパコイルL30の飽和によってスイッチング素子SW30が破壊されたり、力率補正コンバータBL30が有する過電流保護回路が動作してしまったりするなどの問題がある。また、プログラム開発ツールの費用、メモリ書き込み費用、マスク代などを考慮した場合には、マイコン20を使用する回路方式は相対的にコストが高くなってしまう。
Further, for example, as shown in FIG. 17, when the power factor correction converter BL30 is inserted in the subsequent stage of the rectifying and smoothing
そこで、上記問題点に鑑み、ショートギャップ化によるランプ電圧ダウンや、経年変化によるランプ電圧の上昇にかかわらず、また、回路定数の切り替え回路を必要とせずに、電圧VLと電流ILとの積が一定となるようにし、ランプ電圧変化に対して広帯域で定電力制御を行って、ランプ輝度向上、ランプ寿命延長、ランプ破裂やフリッカのない安定したランプ点灯を実現する定電力制御回路が望まれる。 Therefore, in view of the above problems, the product of the voltage VL and the current IL can be obtained regardless of whether the lamp voltage is reduced due to the short gap or the lamp voltage is increased due to secular change, and without a circuit constant switching circuit. There is a demand for a constant power control circuit that performs constant power control over a wide band with respect to changes in lamp voltage so as to be constant, and realizes stable lamp lighting without lamp brightness, lamp life extension, and lamp explosion or flicker.
また、点灯開始時から定常時まで(定電流期間、定電力期間又は過渡期間、定常期間によらず)過大電力などが生じない安定したランプ点灯を実現する定電力制御回路が望まれる。また、平滑コンデンサなどの切り替え回路を必要とせずに、商用周波数の低周波リップルと高周波リップルを低減可能とし、かつ、安定したランプ点灯を実現する定電力回路が望まれる。また、コンパクトで、コストが低い定電力制御回路が望まれる。 In addition, a constant power control circuit that realizes stable lamp lighting that does not cause excessive power from the start of lighting to the steady time (regardless of the constant current period, constant power period or transient period, or steady period) is desired. Also, a constant power circuit that can reduce the low frequency ripple and the high frequency ripple of the commercial frequency without requiring a switching circuit such as a smoothing capacitor and realizes stable lamp lighting is desired. Also, a constant power control circuit that is compact and low in cost is desired.
ここで、図18は本発明が適用される従来のランプ電源回路の全体の回路構成を示し、AC電圧源及びAC/DCコンバータを含む回路の一例を示す図である。商用周波数の交流(AC)電源から整流平滑回路1を介して第1の直流(DC)電圧源DC1が作成される。この回路は、インダクタL1とON/OFF動作のスイッチング素子SW1、スイッチング素子SW1の制御回路BL1、インダクタL1を介してON/OFF電流を整流平滑する第2の直流(DC)電圧源DC2、スイッチングパルスを平滑するコンデンサC2、ランプ負荷8の絶縁破壊を行うイグナイタ7などにより構成されている。
Here, FIG. 18 shows an overall circuit configuration of a conventional lamp power supply circuit to which the present invention is applied, and is a diagram showing an example of a circuit including an AC voltage source and an AC / DC converter. A first direct current (DC) voltage source DC1 is created through a rectifying and smoothing
ランプ電圧VLとランプ電流ILを検出して定電力制御回路62を介してPWM制御回路63にてスイッチング素子SW1をON/OFF制御させるパルスを生成する。ON/OFFの比率に応じてインダクタL1の磁気エネルギー保存則が成立するように、スイッチング素子SW1短絡時の磁気エネルギーを貯蔵する期間の直流電圧源DC1、スイッチング素子SW1、インダクタL1そしてコンデンサC2以降の負荷回路を経由する閉路電流Ionと、スイッチング素子SW1開放時のインダクタL1の磁気エネルギーを放出する期間のフライホイールダイオードD2、インダクタL1そしてコンデンサC2以降の負荷回路を経由する閉路電流Ioffの電流量が一意に決まる。
The lamp voltage VL and the lamp current IL are detected, and a pulse for ON / OFF control of the switching element SW1 is generated by the
すなわち磁気エネルギー保存則から本来定電力制御が可能であるが、図18に示す定電力制御回路62に、例えばコンパレータを使用すれば、ランプ電圧VLとランプ電流ILの和(VL+IL)となって前記パルス幅の比率がずれることとなり、定電力(VL×IL)ではなく、擬似定電力となる。これを改善するために定電力制御回路62に乗算器と定電力レギュレータとしてシャントレギュレータなどを使うことが考えられる。
That is, constant power control is inherently possible from the magnetic energy conservation law. However, if a constant
次に、最初に触れた超高圧水銀ランプなどに対して、絶縁破壊後、図19(a)に示すようにランプ電圧VLが急峻に下がり、このときから定電流モード(図19(b)のt2〜t3期間)でランプ駆動し、ランプ電圧VLの最小値(超高圧水銀ランプでは15V〜25V)まで下がり、その後徐々に電圧VLが上昇して図19(a)に示すように時間t3のあるしきい値電圧、図19(a)では42Vから定電力モードとする回路方式について述べる。 Next, after the dielectric breakdown with respect to the ultra high pressure mercury lamp or the like touched first, the lamp voltage VL decreases sharply as shown in FIG. 19A, and from this time, the constant current mode (FIG. 19B) The lamp is driven during a period from t2 to t3), and the lamp voltage decreases to the minimum value of the lamp voltage VL (15V to 25V in the case of the ultra-high pressure mercury lamp). Thereafter, the voltage VL gradually increases, and as shown in FIG. A circuit system for changing from a certain threshold voltage, that is, 42V to the constant power mode will be described in FIG.
図19の例は定電力250W、初期期間定電流6Aという条件の場合で、250W/6A=42Vよりしきい値電圧が42Vとなっている。定電流モードにするには図18の電圧検出回路60の出力が一定になれば、後段の定電力制御回路62にて自然にランプ電流ILが一定となり、定電流モードとなる。
The example of FIG. 19 is under the condition of
ここで、図18の電圧検出回路60として考えられる例を図20に示す。ランプ電圧VLの低い電圧、図19では42V以下を一定電圧とするために反転差動増幅器201で反転させ、反転差動増幅器202で元に戻す。図19(a)の波形を反転させた波形が図19(e)である。反転差動増幅器201で反転した電圧の42V以上をクランプするのに第1のシャントレギュレータ回路203を設けてある。その具体例を図21に示す。差動増幅器18bの反転入力端子には基準電圧Vrefが印加され、差動増幅器18bの非反転入力端子は、分圧抵抗Ra1、Ra2を介して反転差動増幅器201の出力ラインP1に接続され、かつ反転差動増幅器201で駆動制御されエミッタ接地トランジスタ19aを電流源として反転差動増幅器201の出力ラインP1に接続され、反転差動増幅器201の出力電圧V01が(Ra1/Ra2×Vref)以上のとき、エミッタ接地トランジスタ19aがON状態となり、反転差動増幅器201の出力ラインP1から電流源として、非反転入力端子の電圧が基準電圧Vrefになるように電流を引き込み、出力電圧V01をクランプして一定化する。すなわち定電流モードとなる。
Here, a possible example of the
反転差動増幅器201の出力電圧V01が(Ra1/Ra2×Vref)より小さいときは、エミッタ接地トランジスタ19aはOFF状態のため、第1のシャントレギュレータ回路203は開放状態に等しい。すなわち定電力モードである。図22に第1のシャントレギュレータ回路203の中の差動増幅器18b、基準電圧源(Vref)そしてエミッタ接地トランジスタ19aを1チップ化したシャントレギュレータSRa1を用いた例を示す。以上の回路例で得られる波形をランプ電圧VL、ランプ電流IL、ランプ電力PL、時間t、そしてクランプ電圧Vcをパラメータとして図19(a)〜(e)に示す。
When the output voltage V01 of the inverting
このようなランプ電源定電力駆動方式の下で、ランプ製造偏差、冷却温度などの微妙なバランス次第で、超高圧水銀ランプなどの点灯モードは、陰極の広範囲に放電箇所が拡散する安定したディフューズドモード(拡散モード)と、陰極の一点に放電部分が集中する安定したスポットモードと、そしてその中間で不安定なディフューズドモードと不安定なスポットモードとの間の移行を繰り返す不安定な中間モードの3モードのいずれかに納まると言える。 Under such a lamp power source constant power drive system, depending on the delicate balance of lamp manufacturing deviation, cooling temperature, etc., the lighting mode such as ultra-high pressure mercury lamp is a stable diffuser in which the discharge spot diffuses over a wide range of the cathode An unstable mode that repeats the transition between the diffuse mode and the unstable spot mode. It can be said that it fits in one of the three modes of the intermediate mode.
ところで、点灯時の放電部分の陽極温度はオレンジ色で800°C〜1000°Cぐらいと推測される。安定したディフューズドモードのとき、放電部分の陰極は暗いオレンジ色で500°C〜800°Cぐらいと推測される。このモードは陰極温度が低いため、磨耗によるランプ電圧上昇が小さく、寿命が長く、拡散光源のため輝度は2%〜4%明るいという長所がある。逆に、プロジェクタの光源として用いた場合、フォーカス性能改善、液晶などのデバイス形状のサイズダウン、光学系の光路長の短小化には不適という短所にもなりうる。 By the way, it is estimated that the anode temperature of the discharge part at the time of lighting is orange and is about 800 ° C to 1000 ° C. In the stable diffuse mode, the cathode of the discharge portion is dark orange and is estimated to be about 500 ° C. to 800 ° C. Since this mode has a low cathode temperature, the lamp voltage rise due to wear is small, the lifetime is long, and the brightness is 2% to 4% bright because of the diffuse light source. Conversely, when used as a light source for a projector, it may be disadvantageous in that it is unsuitable for improving focus performance, reducing the size of a device such as a liquid crystal, and shortening the optical path length of an optical system.
他方で、安定したスポットモードのとき、放電部分の陰極は陽極と同じオレンジ色で同じく800°C〜1000°Cぐらいと推測される。点光源のため、輝度は2%〜4%暗いが、プロジェクタの光源として用いた場合、フォーカス性能改善、液晶などのデバイス形状のサイズダウン、光学系の光路長の短小化によるコンパクト化が可能という長所と、逆に陰極温度が高いため、磨耗によるランプ電圧上昇が大きく、寿命が短いのが短所である。ランプを使用するプロジェクタなどの映像機器においては、寿命、明るさを優先して、ディフューズドモードで点灯するのが一般的である。 On the other hand, in the stable spot mode, the cathode of the discharge portion is the same orange color as the anode, and is estimated to be about 800 ° C to 1000 ° C. Because it is a point light source, the brightness is 2% to 4% dark, but when used as a projector light source, it can be made compact by improving focus performance, reducing the size of device shapes such as liquid crystal, and shortening the optical path length of the optical system. On the contrary, since the cathode temperature is high, the lamp voltage rises greatly due to wear, and the lifetime is short. In video equipment such as a projector that uses a lamp, it is common to turn on the light in a diffuse mode in order to prioritize the life and brightness.
したがって、常に安定したディフューズドモードで使いたいのに、実際には各種のバランス次第でディフューズドモードとスポットモードとが交互に出現する不安定な中間モードを余儀なくされる場合もあり、このときフリッカ現象が発生する。ディフューズドモードは拡散光源のため、輝度は2%〜4%明るく、逆にスポットモードは輝度は2%〜4%暗いため、可視周期(数Hz〜数10Hz)でディフューズドモードとスポットモードとが交互に出現すると、いわゆるフリッカ現象が発生する。 Therefore, there is a case where an unstable intermediate mode in which the diffuse mode and the spot mode appear alternately depends on various balances, although it is desired to always use the stable diffuse mode. When the flicker phenomenon occurs. Since the diffuse mode is a diffuse light source, the brightness is 2% to 4% brighter, and conversely the spot mode is 2% to 4% darker, so the diffuse mode and the spot are visible in the visible period (several Hz to several tens of Hz). When the modes appear alternately, a so-called flicker phenomenon occurs.
例えばランプを冷却しすぎると熱電子放出が抑制されてスポットモードになり、逆に冷却が不足すると破裂するため、ランプ温度管理が難しく、ランプを100%安定したディフューズドモードで点灯できれば理想的であるが、実際には不安定な中間モードを余儀なくされるランプも発生せざるを得ない。 For example, if the lamp is cooled too much, thermionic emission is suppressed and the spot mode is selected. If the cooling is insufficient, the lamp bursts, making it difficult to control the lamp temperature, and it is ideal if the lamp can be lit in a 100% stable diffuse mode. However, in practice, a lamp that is forced to enter an unstable intermediate mode is inevitably generated.
またそれらのランプを選別して廃棄することによる歩留まり率低減がそのまま製造原価の上昇として跳ね返ってくる。陰極、陽極の形状、材質の選別、ランプ内水銀量、不純物、ガラスなどの管理の徹底、陰極と陽極間ギャップ長の最適化など、ランプが安定したディフューズドモードに納まるように設計されるのだが、他社特許の存在による制約条件や各要因の偏差量管理とバランスをとるのも難しく、製造されたランプが100%目的通りのものにでき上がるものではないのが現状である。 In addition, the reduction in the yield rate by sorting out and discarding these lamps will rebound as an increase in manufacturing costs. Designed to keep the lamp in a stable diffuse mode, such as selection of cathode and anode shapes and materials, thorough management of mercury content, impurities and glass in the lamp, and optimization of the gap length between the cathode and anode. However, it is difficult to balance the constraint conditions due to the existence of other companies' patents and the deviation amount management of each factor, and the manufactured lamp is not 100% as intended.
すなわち、「本発明が解決しようとする課題」をまとめると、安定したディフューズドモードと、不安定なディフューズドモードと不安定なスポットモードの間の移行を繰り返す混在モードと、安定したスポットモードの3モードがあり、条件次第でどのモードにも移行すると言える。このような環境下でランプ電源を立ち上げて、最初にランプを点灯したとき、仮に当初ディフューズドモードであったとしても、ファン冷却が強いなどの各種の要因で熱電子の放出が少なくなると、結局陰極はオレンジ色のスポットモードとなる。陰極温度は100°C〜200°C高く、熱電子の放出が次第に多くなると、今度は陰極はディフューズドモードに移行して暗いオレンジ色に変わり、陰極温度は100°C〜200°C下がっている。再び熱電子の放出が少なくなると、また陰極はオレンジ色のスポットモードに移行するという悪循環を可視周期(数Hz〜数10Hz)で繰り返すフリッカ現象を断ち切る必要がある。しかしながら先に述べたようにフリッカレスのランプがランプ電力に応じて、自在に製造できないのが現状である。ランプを使用するプロジェクタなどの映像機器においては、このフリッカが発生することは許されない。 In other words, the “problem to be solved by the present invention” is summarized as follows: a stable diffuse mode, a mixed mode that repeats transition between an unstable diffuse mode and an unstable spot mode, and a stable spot. There are three modes, and it can be said that the mode is changed to any mode depending on the conditions. In such an environment, when the lamp power is turned on and the lamp is first turned on, even if it is initially in the diffuse mode, the emission of thermoelectrons will decrease due to various factors such as strong fan cooling. Eventually, the cathode becomes an orange spot mode. The cathode temperature is 100 ° C to 200 ° C higher, and when thermionic emission gradually increases, the cathode then shifts to the diffuse mode and turns dark orange, and the cathode temperature decreases by 100 ° C to 200 ° C. ing. When the emission of thermoelectrons again decreases, it is necessary to break off the flicker phenomenon that repeats the vicious cycle in which the cathode shifts to the orange spot mode with a visible period (several Hz to several tens Hz). However, as described above, the current situation is that flickerless lamps cannot be freely manufactured according to the lamp power. In a video device such as a projector that uses a lamp, this flicker is not allowed to occur.
本発明は上記の問題点に鑑み、フリッカを防止することができるランプ電源回路を提供することを目的とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a lamp power supply circuit capable of preventing flicker.
本発明は上記目的を達成するために、放電ランプを点灯・駆動するに際し、少なくとも定常時には定電力モードで駆動するランプ電源回路において、
前記定電力モードに移行した後、ランプ電圧VLが偏差電圧△VLを上乗せした上限クランプ電圧(VL+△VL)以下の範囲では定電流モードで駆動し、前記上限クランプ電圧(VL+△VL)を超える範囲では前記定電力モードで駆動する制御回路を、
備えたことを特徴とする。
In order to achieve the above object, the present invention provides a lamp power supply circuit that is driven in a constant power mode at least in a steady state when lighting and driving a discharge lamp.
After the transition to the constant power mode, the lamp voltage VL is driven in the constant current mode within the range of the upper limit clamp voltage (VL + ΔVL) added with the deviation voltage ΔVL, and exceeds the upper limit clamp voltage (VL + ΔVL). In the range, the control circuit driven in the constant power mode,
It is characterized by having.
本発明は点灯時初期期間と定常期間で実施されている期間ごとに定電流、定電力と区分けするだけではなく、定常期間、更に電極状態の変化率すなわちランプ電圧の変化率に応じて定電力、定電流と区分けする制御方法を導入することにより、いわゆる従来要求されている広帯域定電力も対応可能で、かつ、ディフューズドモードとスポットモード間の移行時に方形波状に急峻に変化する場合は、定電流制御状態に常にあるため、いくら電極が変化してランプ電圧が変化してもランプ電流は変化しないので、フリッカ現象は発生しないという特徴を有している。本発明のランプ電源回路を使用することにより、従来フリッカが発生するとして選別、廃棄されていたランプが使用できることになり、ランプ製造条件、空冷条件を緩和できることになり、大幅なコストダウンが実現可能となる。 The present invention not only distinguishes between constant current and constant power for each period implemented in the initial period of lighting and the steady period, but also constant power according to the steady period and the change rate of the electrode state, that is, the lamp voltage change rate. By introducing a control method that separates from constant current, it is possible to handle so-called conventionally required broadband constant power, and when it changes sharply in a square wave at the time of transition between diffuse mode and spot mode Since the constant current control state is always present, no matter how much the electrode changes and the lamp voltage changes, the lamp current does not change, so that the flicker phenomenon does not occur. By using the lamp power supply circuit of the present invention, it is possible to use a lamp that has been sorted and disposed of in the past as flicker occurs, and the lamp manufacturing conditions and air cooling conditions can be relaxed, and a significant cost reduction can be realized. It becomes.
本発明では、ランプの放電部分の陰極が暗いオレンジ色のディフューズドモードのとき、冷却を緩和したり、印加電力を大きくすると、ディフューズドモードを維持し、逆に陰極がオレンジ色のスポットモードのとき、冷却を強くしたり、印加電力を減少させると、スポットモードを維持することに着目する。 In the present invention, when the cathode of the discharge portion of the lamp is in the dark orange diffuse mode, if the cooling is relaxed or the applied power is increased, the diffuse mode is maintained, and conversely, the cathode has an orange spot. In the mode, attention is paid to maintaining the spot mode when the cooling is increased or the applied power is decreased.
すなわち、第1の解決手段では定電流制御方式を導入する。熱電子放出が抑制されてランプ電圧が高く(1V位高く)なる方向にあると、ランプ電源は定常時は定電力モードのため、電流を減少させてしまい、一層熱電子放出を抑制する方向となるため、結局ディフューズドモードからスポットモードに移行してしまう。これを防止するために定電力モードではなく、定電流モードになっていれば、電流を減少させずに印加電力を増進させ、熱電子放出量を増進させ、スポットモードに移行することを防止できる。 That is, the first solution means introduces a constant current control method. When thermionic emission is suppressed and the lamp voltage is high (about 1V higher), the lamp power supply is in a constant power mode at steady state, so the current is reduced, and thermionic emission is further suppressed. Therefore, after all, it shifts from the diffuse mode to the spot mode. In order to prevent this, if the mode is not the constant power mode but the constant current mode, the applied power can be increased without decreasing the current, the thermionic emission amount can be increased, and the transition to the spot mode can be prevented. .
逆にディフューズドモードでランプ電圧が低く(1V位低く)なる方向にあるときは、定電力制御のため電流を増加させるように制御されるため、熱電子放出が活発な状態を維持でき、ディフューズドモードからスポットモードに移行しないことになり、この場合は定電力制御でもよさそうに思われる。ところがディフューズドモードからスポットモードへの移行周期は可視周期の数Hz〜数十Hzだが、その中身は過渡期間と定常期間のトータル周期であり、過渡期間にデジタル的に電圧変化があり、その後の定常期間はアナログ的変化を呈し、定電力制御は定常期間のアナログ的変化に対しては抑制効果があるが、モード変換時は方形波状の変化であり、立ち上がりエッジ部分の急峻なデジタル的電圧変化(数μS〜数10mS)に対しては安定な回路系を維持する上で追随できないため、電圧の急峻な減少後電流を増加させて定電力にしている。このモード変換時も電流変化を抑制できないため、フリッカ現象が発生し、結局定電力制御では抑制できないと言える。 Conversely, in the diffuse mode, when the lamp voltage is in the direction of lowering (1V lower), it is controlled to increase the current for constant power control, so that thermionic emission can be kept active, It will not shift from the diffuse mode to the spot mode, and in this case, constant power control seems to be good. However, the transition period from the diffuse mode to the spot mode is several Hz to several tens of Hz in the visible period, but the content is the total period of the transient period and the steady period, and there is a digital voltage change in the transient period. The steady-state period exhibits an analog change, and constant power control has an effect of suppressing the analog change during the steady-state period, but is a square wave change during mode conversion, and a steep digital voltage at the rising edge. Since the change (several μS to several tens of mS) cannot be followed in maintaining a stable circuit system, the current is increased to a constant power after a rapid decrease in voltage. Since the current change cannot be suppressed even during the mode conversion, a flicker phenomenon occurs, and it can be said that the constant power control cannot be suppressed.
したがって、定常時に定電流制御とすることにより、モード移行時、放電の等価抵抗値が変化してデジタル的にランプ電圧が変わっても、電流は変化しないので輝度変化とはならずフリッカ現象は発生しない。「発明が解決しようとする課題」で説明した初期期間の定電流モードと同様に、図18に示す回路において電圧検出回路60の出力電圧を一定とすれば、ランプ電流も一定となり、ランプ電圧の変化にかかわらず定電流モードが実現できる。
Therefore, by using constant current control in steady state, even when the equivalent resistance value of the discharge changes and the lamp voltage changes digitally when the mode is changed, the current does not change, so the luminance does not change and the flicker phenomenon occurs. do not do. Similarly to the constant current mode in the initial period described in “Problems to be Solved by the Invention”, if the output voltage of the
次に定電流制御方式にすることにより、超高圧水銀ランプでは60V〜140Vまで変化するのにいかに定電力を維持するかという課題が発生する。この解決手段を第2の解決手段として述べる。「発明が解決しようとする課題」で説明した初期期間の定電流モードでは図21に示すように第1のシャントレギュレータ回路203の差動増幅器18bの反転入力端子の基準電圧源Vrefが固定電圧で使われているが、本発明はランプ電圧に反比例した可変電圧を常時接続させることにより、この問題を解決できることを特徴とする。
Next, by adopting the constant current control method, there arises a problem of how to maintain constant power even if the ultra high pressure mercury lamp changes from 60V to 140V. This solution will be described as a second solution. In the constant current mode in the initial period described in “Problems to be Solved by the Invention”, the reference voltage source Vref of the inverting input terminal of the
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図1は本発明に係るランプ電源回路の一実施の形態を示す概略ブロック図、図2は図1の第2のシャントレギュレータ回路を詳しく示す回路図、図3は図2の第2のシャントレギュレータ回路及び積分回路を詳しく示す回路図、図4は図3の回路の主要信号を示す波形図である。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 is a schematic block diagram showing an embodiment of a lamp power supply circuit according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing in detail a second shunt regulator circuit of FIG. 1, and FIG. 3 is a second shunt regulator of FIG. FIG. 4 is a waveform diagram showing the main signals of the circuit of FIG. 3.
図1は図18に示す電圧検出回路60に対応し、図20に示す反転差動増幅器201、202及び第1のシャントレギュレータ回路203に対して、反転増幅器204、時定数回路207、第2のシャントレギュレータ回路206、タイマ回路21b及びスイッチ回路20bが追加されている。その詳細な構成としては図2に示すように、図21に示す電圧検出回路60を符号BL101で示すと、この回路BL101に更に、反転増幅器204、積分回路205及び第2のシャントレギュレータ回路206からなる回路ブロックBL102と、タイマ回路21b及びスイッチ回路20bからなる回路ブロックBL103を追加する。第2のシャントレギュレータ回路206では、差動増幅器18bの反転入力端子の基準電圧Vrefbは固定せずに、ランプ電圧VLを反転した可変パラメータを入力する。
FIG. 1 corresponds to the
以上の回路構成による動作を述べる。電圧検出回路60の出力電圧P2をランプ電圧VLに対して偏差電圧△VL(数ボルト)、すなわち上方向はVL〜(VL+△VL)の狭い電圧範囲、下方向はVL以下を定電流範囲とする。(VL+△VL)以上の電圧は定電力範囲とする。ディフューズドモードとスポットモードとの移行時の変化電圧は1V位であるから、上方向に偏差電圧△VLとして数ボルトを取っておけば、電圧変化の影響を受けずに定電流を維持でき、減少方向にランプ電圧VLが変化してもこの方向は定電流なので電圧変化の影響を受けない。
The operation by the above circuit configuration will be described. Deviation voltage ΔVL (several volts) of the output voltage P2 of the
差動増幅器18bでは、分圧抵抗Rb1、Rb2を介して非反転入力端子に検出ランプ電圧が印加され、反転入力端子電圧すなわち基準電圧に等しくなるようにエミッタ接地トランジスタ19aが電流源として動作するので、ランプ電圧VLは、分圧抵抗比によって作成される偏差電圧△IL(=Rb1/Rb2×Vrefb)だけ高い電圧Vc(=VL+△VL)にクランプされる(反転差動増幅器201の出力ラインP1では、ランプ電圧VLを上下反転しているので、VLがVcよりも高くなり、VLがVcにクランプされる)。
In the
すなわちランプ電圧VLはクランプ電圧Vcよりも偏差電圧△VLだけ常に低いため、クランプ電圧をVc(=VL+△VL)、設定定電力をPLとすると、ランプ電圧VL時のランプ電流ILはクランプ電圧Vcの電流値でクランプされ、
IL=Ic=PL/Vc
となっている。図4(a)〜(d)に具体的な波形例を示す。
That is, since the lamp voltage VL is always lower than the clamp voltage Vc by the deviation voltage ΔVL, when the clamp voltage is Vc (= VL + ΔVL) and the set constant power is PL, the lamp current IL at the lamp voltage VL is the clamp voltage Vc. Is clamped at a current value of
IL = Ic = PL / Vc
It has become. 4A to 4D show specific waveform examples.
定電流モードにおけるランプ負荷8への許容印加電力は、ランプ電圧VLが上昇したときに超過する恐れがあるが、上方向の偏差電圧△VL(数ボルト)がランプ電圧VLに比例して設定されているので、電力超過ということはなく定電力制御が可能である。以上はデジタル的なランプ電圧変化に対して定電流なので電圧変化の影響を受けないことを述べた。アナログ的なゆっくりしたランプ電圧変化に対しては、常時ランプ電圧VLを検出しており、かつ電圧検出回路60中にフリッカとして可視な周期は数Hzから数10Hzの間であるから、例えば1秒以上の時定数回路207としてRC積分回路205などを設けておけば、フリッカは見えずに、かつランプ電圧の経時変化のような長い周期変化に対しては常時追随できるこの電圧を基準にして定電流範囲となる偏差電圧△VLも比例して変化するので定電力制御が可能である。
The allowable applied power to the
すなわち、「急峻な電圧変化に対しては定電流モード」で、「緩慢な変化に対しては定電力モード」である。換言すると、瞬間を見れば定電流モードにあり、時間軸の長い経時変化に対しては定電力モードに制御されている。点灯初期期間のランプ電圧、ランプ電流変化が著しく、定電流/定電力の切り替えは遅くとも10mS以下で実行されないと、過大電力が出力されることを考慮しても、第1のシャントレギュレータ回路203の差動増幅器18bの基準電圧Vrefは固定が適当であり、安定した定電力期間になってから本発明の第2のシャントレギュレータ回路206などを含むブロックBL102を追加して接続する。この機能をタイマ回路21bとスイッチ回路20bが受けもっている。
That is, the “constant current mode for abrupt voltage change” and the “constant power mode for a slow change”. In other words, the constant current mode is in view of the moment, and the constant power mode is controlled with respect to long-term changes in the time axis. The lamp voltage and lamp current change during the initial lighting period is remarkable, and if the constant current / constant power switching is not executed at 10 mS or less at the latest, excessive power is output even if the first
定電流にする手段としては、図18に示すように、定電力制御回路62の入力に電圧検出回路60と電流検出回路61が共に接続されて、定電力制御回路62の出力がPWM制御回路63に入力されて、所要の出力電流制御がなされるように出力スイッチング素子SW1がON/OFF制御されている回路構成において、電圧検出回路60の出力を一定にすればおのずと定電流制御されることを述べた。よって以後この電圧検出回路60の詳細な構成について説明する。
As a means for making a constant current, as shown in FIG. 18, the
ここで、図20は本発明が解決しようとする課題を示す図であって、点灯初期期間を定電流モード化する回路のブロック図である。図20の詳細な回路例を図22に示す。図22のシャントレギュレータSRa1は、図21の差動増幅器18bとエミッタ接地トランジスタ19aの組み合わせ回路を1チップ化したものである。図21にランプ負荷電圧検出回路60の例を示す。例えば250W定電力で定電流モード時6Aとすると、ランプ電圧VLが42V以下のときランプ電圧VLにかかわらず42V固定とすれば、42V以下のランプ電圧はランプ電流IL=250W/42V=6Aの定電流となる。
Here, FIG. 20 is a diagram showing a problem to be solved by the present invention, and is a block diagram of a circuit for setting a lighting initial period to a constant current mode. A detailed circuit example of FIG. 20 is shown in FIG. The shunt regulator SRa1 of FIG. 22 is a combination of the
ランプ電圧VLが42V以下のときクランプして固定させるために、ランプ電圧VLを分圧抵抗R31とR32で検出してバッファの差動増幅器15を介して反転差動増幅器16で反転させ、シャントレギュレータSRa1とその入力分圧抵抗Ra1とRa2を設けることにより、シャントレギュレータSRa1の基準電圧をVrefa1とすると、クランプ電圧Vcは、
Vc=(1+Ra1/Ra2)×Vrefa1 …(1)
で表される。
In order to clamp and fix when the ramp voltage VL is 42 V or less, the ramp voltage VL is detected by the voltage dividing resistors R31 and R32 and inverted by the inverting
Vc = (1 + Ra1 / Ra2) × Vrefa1 (1)
It is represented by
また反転差動増幅器16の出力電圧V0は、
V0=V0a
=1/R33×{(R33+R34)×Vref1-R34×(R32/(R31+R32)}×VL …(2)
=K1×VL …(2−1)
[ただしK1は定数;K1=1/R33×{(R33+R34)×Vref1-R34×(R32/(R31+R32)}]と表される。
ランプ電圧VL=42V以下の電圧をクランプするには、Vref1、R31、R32、R33、R34、Vrefa1が既値定数であれば、V0=Vcとなるように(1)式と(2)式からRa1/Ra2の比率を決めればよい。
The output voltage V0 of the inverting
V0 = V0a
= 1 / R33 × {(R33 + R34) × Vref1-R34 × (R32 / (R31 + R32)} × VL (2)
= K1 × VL (2-1)
[Where K1 is a constant; K1 = 1 / R33 × {(R33 + R34) × Vref1-R34 × (R32 / (R31 + R32)}].
In order to clamp the voltage below the lamp voltage VL = 42V, if Vref1, R31, R32, R33, R34, Vrefa1 are constant values, V0 = Vc so that V0 = Vc. What is necessary is just to determine the ratio of Ra1 / Ra2.
ランプ電圧VL=42V以下の電圧をクランプするために反転差動増幅器16で反転させたので、シャントレギュレータ回路SRa1の後段に反転差動増幅器17を設けて元に戻し、その出力を乗算器4に入力している。ランプ電圧VLが42Vより高くなると、反転差動増幅器16の出力電圧はシャントレギュレータSRa1のクランプ電圧Vcより低くなるのでクランプされた固定電圧ではなく、ランプ電圧VLの変化に反比例した可変電圧が後段の反転差動増幅器17へ入力され、ここで元に戻されるので、ランプ電圧VLの変化に比例した電圧が乗算器4に入力され定電力制御される。図19(a)から(e)にランプ電圧VL、ランプ電流IL、ランプ電力PL、クランプ電圧Vc、時間軸tとの関係をわかりやすくグラフで示している。
Since the inverted voltage is inverted by the inverting
次に図3を参照して本発明の更に詳しい回路構成を説明する。図3において、ランプ電圧VLをバッファとして機能する差動増幅器15で受け、その出力から別に抵抗R33bを介して反転差動増幅器16bの反転入力端子に印加する。反転差動増幅器16bの非反転入力端子には基準電圧Vref1が印加されている。反転差動増幅器16bの帰還抵抗をR34bとすれば、反転差動増幅器16bの出力電圧V0bは(2)式と同様に、
VOb=1/R33b×{(R33b+R34b)×Vref1-R34b×(R32/(R31+R32)}×VL …(3)
=K2×VL …(3−1)
[ただしK2は定数;K2=1/R33b×{(R33b+R34b)×Vref1-R34b×(R32/(R31+R32)}]と表される。
Next, a more detailed circuit configuration of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 3, the ramp voltage VL is received by the
VOb = 1 / R33b × {(R33b + R34b) × Vref1-R34b × (R32 / (R31 + R32)} × VL (3)
= K2 × VL (3-1)
[Where K2 is a constant; K2 = 1 / R33b × {(R33b + R34b) × Vref1-R34b × (R32 / (R31 + R32)}].
出力電圧V0bはRC積分回路205と分圧抵抗R3b、R4bを介して、差動増幅器18bの反転入力端子に入力される。この反転入力端子に基準電圧Vrefbを印加すると、
Vrefb=R4b/(R3b+R4b)×V0b …(4)
=K3×V0b …(4−1)
=K3×K2×VL …(4−2)
ただし、K3は定数;K3=R4b/(R3b+R4b)
と表される。
The output voltage V0b is input to the inverting input terminal of the
Vrefb = R4b / (R3b + R4b) × V0b (4)
= K3 × V0b (4-1)
= K3 × K2 × VL (4-2)
K3 is a constant; K3 = R4b / (R3b + R4b)
It is expressed.
差動増幅器18bの非反転入力端子は、分圧抵抗Rb1、Rb2を介して反転差動増幅器16の出力ラインに接続されている。差動増幅器18bの出力でエミッタ接地トランジスタ19bを駆動させ、V0が(Rb1/Rb2×Vrefb)以上のとき、非反転入力端子の電圧が反転入力端子の基準電圧Vrefbになるように電流源として反転差動増幅器16の出力ラインから電流を引き込み、出力ラインをクランプさせる。
V0=Rb1/Rb2×Vrefb …(5)
=Kd×Vrefb …(5−1)
(ただしK4は定数;K4=Rb1/Rb2)
このときのランプ電圧がクランプ電圧Vcとなる。
The non-inverting input terminal of the
V0 = Rb1 / Rb2 × Vrefb (5)
= Kd × Vrefb (5-1)
(Where K4 is a constant; K4 = Rb1 / Rb2)
The lamp voltage at this time is the clamp voltage Vc.
点灯時初期期間の定電流モードのクランプ電圧Vc例えば42Vに対して、定常時は少なくともVLは60V〜140Vにあるので、反転差動増幅器16の出力ラインの電圧V0は42Vのときよりも低い電圧値でクランプされることになる。(3−1)式〜(5−1)式から(3−1)式のVLをVcとすることで、
V0=V0b=K2×K3×Kd×Vc …(6−1)
となる。(2−1)式から導出されるV0(=V0aとする)は、定常時は定電力モードであるからクランプされていない。(6−1)式から導出されるV0(=V0bとする)は、定常時は定電流モードとしてクランプさせるので、V0a<V0bとする。したがって、
(K1×VL)<K2×K3×K4×Vc …(7−1)
となる。
K1〜K4まですべて任意に設定出来る定数であるから、ランプ電圧の変化にかかわらず(Vc−VL)の△VLが数ボルトになるようにクランプ量を設定できる。
With respect to the clamp voltage Vc in the constant current mode in the initial period when it is turned on, for example, 42V, since VL is at least 60V to 140V in the steady state, the voltage V0 of the output line of the inverting
V0 = V0b = K2 * K3 * Kd * Vc (6-1)
It becomes. V0 (= V0a) derived from the equation (2-1) is not clamped because it is in the constant power mode at the steady state. Since V0 (= V0b) derived from the equation (6-1) is clamped as a constant current mode in a steady state, V0a <V0b. Therefore,
(K1 × VL) <K2 × K3 × K4 × Vc (7-1)
It becomes.
Since all of K1 to K4 are constants that can be set arbitrarily, the clamp amount can be set so that ΔVL of (Vc−VL) is several volts regardless of the change in lamp voltage.
本発明の定常時の定電流モード化の様子を図19(a)〜(d)にランプ電圧VL、ランプ電流IL、ランプ電力PL、クランプ電圧Vc、時間軸tとの関係を数値例を入れてわかりやすくグラフで示している。クランプ電圧Vcは定電流と定電力の切り替え電圧であるから、定電力動作をする。したがって、△VLの範囲内は定電流だが、△VLだけ下にあるランプ電圧VLも△VLの範囲内を無視すれば定電力動作をする。デジタル的なランプ電圧変化に対して定電流なので電圧変化の影響を受けないことを先に述べた。アナログ的なゆっくりしたランプ電圧変化に対しては、常時ランプ電圧VLを検出しており、かつ電圧検出回路中にフリッカとして可視な周期は数Hzから数10Hzの間であるから、例えば1秒以上の時定数回路207としてRC積分回路205などを設けておけば、フリッカは見えずに、かつランプ電圧の経時変化のような長い周期変化に対しては常時追随できる。この電圧を基準にして定電流範囲となる偏差電圧△VLも比例して変化するので定電力制御が可能である。
The state of constant current mode at the time of steady state of the present invention is shown in FIGS. 19 (a) to 19 (d) by putting numerical examples of the relationship between the lamp voltage VL, the lamp current IL, the lamp power PL, the clamp voltage Vc, and the time axis t. It is easy to understand with a graph. Since the clamp voltage Vc is a switching voltage between a constant current and a constant power, a constant power operation is performed. Therefore, although the constant current is within the range of ΔVL, the lamp voltage VL which is lower by ΔVL also operates at a constant power if the range of ΔVL is ignored. It was mentioned earlier that it is not affected by voltage changes because it is a constant current with respect to digital lamp voltage changes. For an analog slow lamp voltage change, the lamp voltage VL is always detected, and the period visible as flicker in the voltage detection circuit is between several Hz and several tens Hz, so for example, 1 second or more If the
4 乗算器
15、18b 差動増幅器
16、16b、17、201、202 反転差動増幅器
19a、19b エミッタ接地トランジスタ
20b スイッチ回路
21b タイマ回路
60 電圧検出回路(ランプ負荷電圧検出回路)
61 電流検出回路
62 定電力制御回路
63 PWM制御回路
204 反転増幅器
203 第1のシャントレギュレータ回路
205 積分回路(RC積分回路)
207 時定数回路
206 第2のシャントレギュレータ回路
4
61
207 Time
Claims (3)
前記定電力モードに移行した後、ランプ電圧VLが偏差電圧△VLを上乗せした上限クランプ電圧(VL+△VL)以下の範囲では定電流モードで駆動し、前記上限クランプ電圧(VL+△VL)を超える範囲では前記定電力モードで駆動する制御回路を備えたことを特徴とするランプ電源回路。 At the time of lighting and driving the discharge lamp, at least in a steady state, in the lamp power circuit that is driven in the constant power mode,
After the transition to the constant power mode, the lamp voltage VL is driven in the constant current mode within the range of the upper limit clamp voltage (VL + ΔVL) added with the deviation voltage ΔVL, and exceeds the upper limit clamp voltage (VL + ΔVL). A lamp power supply circuit comprising a control circuit for driving in the constant power mode in the range.
前記放電ランプを点灯開始時に所定のモードで駆動し、点灯後の定常時となったとき定電力モードに移行させる第1のシャントレギュレータ回路と、
前記定電力モードに移行した後、ランプ電圧VLが偏差電圧△VLを上乗せした上限クランプ電圧(VL+△VL)以下の範囲では定電流モードに移行させ、前記上限クランプ電圧(VL+△VL)を超える範囲では前記定電力モードとする第2のシャントレギュレータ回路とを、
備えたこと特徴とする請求項1に記載のランプ電源回路。 The control circuit includes:
A first shunt regulator circuit that drives the discharge lamp in a predetermined mode at the start of lighting, and shifts to a constant power mode when it reaches a steady state after lighting;
After shifting to the constant power mode, the lamp voltage VL is shifted to the constant current mode within the range of the upper limit clamp voltage (VL + ΔVL) added with the deviation voltage ΔVL, and exceeds the upper limit clamp voltage (VL + ΔVL). In the range, the second shunt regulator circuit to be the constant power mode,
The lamp power supply circuit according to claim 1, further comprising:
The lamp power supply circuit according to claim 2, wherein the lamp voltage is applied to the second shunt regulator circuit through an inverting differential amplifier and a time constant circuit.
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