JP2005110369A - リップルコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】使用時に追加される出力コンデンサの種類や容量値によらず安定した発振状態を維持できるリップルコンバータを提供することを目的とする。
【解決手段】直流入力電圧をスイッチングするトランジスタＱ１と、スイッチングされた直流電圧を平滑化するチョークコイルＬ１および平滑コンデンサＣ１と、トランジスタＱ１のオフ時にチョークコイルＬ１に電流を流すフライホイールダイオードＤ１と、出力電圧のリップルに応じてトランジスタＱ１のオン・オフを制御する比較手段２とを備えたリップルコンバータにおいて、出力端子Ｖｏｕｔと比較手段２におけるコンパレータ３の非反転入力端子との接続経路に波形変換手段１１を設け、出力電圧を波形変換したものを基準電圧と比較してトランジスタＱ１にフィードバックする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、リップルコンバータ、特に外部付加される出力平滑用のコンデンサの種類や容量値によらず安定なスイッチング用の発振をさせることのできるリップルコンバータに関するものである。

直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチングされた直流電圧を平滑化するチョークコイルおよび平滑コンデンサと、スイッチング素子のオフ時にチョークコイルに電流を流すフライホイールダイオードと、出力電圧のリップルの大きさに応じてスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータを一般的にリップルコンバータと呼ぶ。このようなリップルコンバータの回路は、例えば非特許文献１にも記載されているように公知技術である。

図１４（ａ）に、非特許文献１にも記載されている従来から公知のリップルコンバータの回路図を示す。また、図１４（ｂ）にスイッチング素子の出力端子の電圧および出力電圧の波形（出力端子Ｖｏｕｔの電圧波形）を示す。

従来のリップルコンバータ１は、スイッチング素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ１、フライホイールダイオードＤ１、チョークコイルＬ１、平滑コンデンサＣ１、および比較手段２を備えている。トランジスタＱ１のエミッタは入力端子Ｖｉｎに接続され、コレクタはチョークコイルＬ１を介して出力端子Ｖｏｕｔに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタはフライホイールダイオードＤ１を介してグランドに接続されている。出力端子Ｖｏｕｔは平滑コンデンサＣ１を介してグランドに接続されている。比較手段２はコンパレータ３と一端がグランドに接続された基準電圧源Ｖｒｅｆからなる。コンパレータ３の非反転入力端子は出力端子Ｖｏｕｔに接続され、反転入力端子は基準電圧源Ｖｒｅｆに接続されており、その出力はトランジスタＱ１のベースに接続されている。このうち、比較手段２が出力電圧のリップルに応じてスイッチング素子のオン・オフをフィードバック制御する制御回路の機能を果たしている。

このように構成されたリップルコンバータ１においては、コンパレータ３の出力がローレベル（以下、Ｌと略す）でトランジスタＱ１がオンの時には出力端子Ｖｏｕｔの電圧（出力電圧）ｖｏが上昇する。出力電圧ｖｏが基準電圧源Ｖｒｅｆの電圧（基準電圧）ｖｒｅｆを超えるとコンパレータ３の出力がハイレベル（以下、Ｈと略す）になってトランジスタＱ１がオフになる。出力電圧ｖｏが基準電圧ｖｒｅｆを超えてからトランジスタＱ１がオフになるまでには、コンパレータ３の遅れとトランジスタＱ１のスイッチング時間による遅れなどの遅延時間ｔ１が存在する。そのため、遅延時間ｔ１の間は出力電圧ｖｏは上昇を続ける。

トランジスタＱ１がオフになると出力電圧ｖｏは下降を始める。出力電圧ｖｏが基準電圧ｖｒｅｆを下回るとコンパレータ３の出力がＬになってトランジスタＱ１がオンになる。出力電圧ｖｏが基準電圧ｖｒｅｆを下回ってからトランジスタＱ１がオンになるまでには、コンパレータ３の遅れとトランジスタＱ１のスイッチング時間による遅れなどの遅延時間ｔ２が存在する。そのため、遅延時間ｔ２の間は出力電圧ｖｏは下降を続ける。遅延時間ｔ２が経過してトランジスタＱ１がオンになると最初の状態に戻り、これが継続的に繰り返される。この結果、出力電圧ｖｏは略三角波となり、その平均値はほぼ基準電圧ｖｒｅｆに維持されると説明されている。
トランジスタ技術スペシャル Ｎｏ．２８ 特集 最新・電源回路設計技術のすべて ＣＱ出版社 １９９１年７月１日発行

非特許文献１においては、上述のように出力端子Ｖｏｕｔの電圧は略三角波になると記載されている。しかしながらこの記載は必ずしも正確ではなく、この場合は平滑用コンデンサＣ１としてアルミ電解コンデンサのような等価直列抵抗（ＥＳＲ、Equivalent Series Resistance）の大きいものを利用することを前提としているものと思われる。実際には平滑用コンデンサＣ１の特性によって、上述のように略三角波になることもあるが、後述のように三角波の頂点付近（スイッチング素子のオン・オフの切り替わりのタイミング）でひげを有する波形になったり、あるいは２次曲線を交互に折り返したような波形になることもある。

すなわち、例えば平滑用コンデンサとしてリード付の低インピーダンス電解コンデンサのような等価直列インダクタンス（ＥＳＬ、Equivalent Series Inductance）の比較的大きいコンデンサを用いた場合には、図１５に示すように、スイッチング素子のオン・オフの切り替わりのタイミングでひげ状の電圧が付いたような波形になる。

あるいは、平滑コンデンサが理想的なコンデンサであって、ＥＳＲやＥＳＬが十分小さい場合を考えてみる。このときはチョークコイルに流れる電流はスイッチング素子がオンの時には直線的に上昇し、オフの時には直線的に下降する。すなわち、チョークコイルに流れる電流の波形は三角波になる。平滑コンデンサが理想的な場合には平滑コンデンサの両端電圧はコンデンサ電流の積分値になるため、三角波状のチョークコイル電流を平滑した平滑コンデンサの両端電圧（すなわち出力端子の電圧波形）は図１６に示すような２つの２次曲線を交互につないだような波形となる。この場合のピーク点は、スイッチング素子のオン期間あるいはオフ期間の中間付近に位置する。

このように、リップルコンバータの出力電圧の波形は系の応答遅れ（遅延時間ｔ１、ｔ２）だけでなく平滑コンデンサの特性によっても変化する。

一般に、モジュールとして構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、使用時に出力端子に出力用のコンデンサ（平滑用コンデンサ）が外部付加されることが多い。そして、この付加されるコンデンサの特性がどのようなものになるかはモジュール設計の段階では必ずしも予想できない。そのため、場合によってはリップルコンバータの使用時において駆動周波数を所望の値に設定できなくなるという問題がある。特に、出力コンデンサとしてＥＳＲやＥＳＬの小さいセラミックコンデンサを用いた場合にこの問題が顕著になる。すなわち、図１６と図１４（ｂ）を比べると分かるように、セラミックコンデンサを用いると出力電圧ｖｏが基準電圧ｖｒｅｆを横切る時期が遅くなり、結果的に駆動周波数が低くなってします。そのため、チョークコイルＬ１のインダクタンス値を大きくする必要が生じ、リップルも大きくなる。そのため、従来は出力コンデンサとしてセラミックコンデンサを使うのは困難であった。

一方、系の応答遅れは、主としてコンパレータでの遅延が原因である。コンパレータでの遅延はオーバードライブ量（両入力端子の電圧差、図１４（ｂ）で言えば出力電圧ｖｏの最大値ｖ１と基準電圧ｖｒｅｆの電圧差）に影響され、オーバードライブ量が小さいほど遅延が大きくなる傾向がある。すなわち、出力電圧の変化が速いほど遅延が小さく、変化が遅いほど遅延が大きくなる。

例えば図１４（ａ）に示したリップルコンバータ１において出力電圧のリップルを小さくするために出力コンデンサの容量を大きくすると、出力電圧の時間変化量が小さくなるため、出力電圧が基準電圧ｖｒｅｆを越えた時点からｔ１だけ時間経過したときのオーバードライブ量はｖ１より小さくなる。そのため、実際の遅延時間はｔ１よりも大きくなってしまい、駆動周波数は出力コンデンサの容量を大きくする前よりも低下する。駆動周波数が低下すると出力電圧のリップルは大きくなる。そのため、出力コンデンサの容量を大きくしても出力電圧のリップルはあまり小さくならない。すなわち、リップルの改善ができないのに駆動周波数だけが低下してしまうという問題が発生する。

本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、使用時に外部付加される出力コンデンサの種類や容量値によらず安定した発振状態を維持できるリップルコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明のリップルコンバータは、直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチングされた直流電圧を平滑化するチョークコイルおよび平滑コンデンサと、前記スイッチング素子のオフ時に前記チョークコイルに電流を流すフライホイールダイオードと、出力電圧のリップルに応じて前記スイッチング素子のオン・オフをフィードバック制御する制御回路とを備えたリップルコンバータにおいて、前記制御回路が、出力電圧に比例する信号を波形変換して出力する波形変換手段と、該波形変換手段の出力を基準電圧と比較してその比較結果を出力する比較手段とを備えることを特徴とする。

また、本発明のリップルコンバータは、前記波形変換手段が、出力電圧に比例する信号の位相を変換した信号を出力する位相変換手段を備えることを特徴とする。さらに、前記位相変換手段が、入力された信号を微分して出力する微分手段もしくは積分して出力する積分手段を備えることを特徴とする。

また、本発明のリップルコンバータは、前記位相変換手段が、前記チョークコイルに流れる電流波形を検出して出力する電流検出手段と、出力電圧に比例する信号を前記電流検出手段の出力信号で加工する信号加工手段を備えることを特徴とする。また、前記電流検出手段が、前記チョークコイルに直列に設けられた電流検出抵抗を備えることを特徴とする。あるいは、前記電流検出手段が、前記チョークコイルの抵抗成分を利用することを特徴とする。

本発明のリップルコンバータによれば、使用時に外部付加される出力コンデンサの種類や容量値によらず安定した発振状態を維持できる。

（実施例１）
図１に、本発明のリップルコンバータの一実施例の回路図を示す。図１において、図１４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

図１に示したリップルコンバータ１０においては、出力端子Ｖｏｕｔとコンパレータ３の非反転入力端子との接続経路に波形変換手段１１が挿入されている。この点以外は図１４に示した従来のリップルコンバータ１と同じである。なお、リップルコンバータ１０においては、波形変換手段１１と比較手段２で出力電圧のリップルに応じてスイッチング素子のオン・オフをフィードバック制御する制御回路を構成することになる。

リップルコンバータ１０においては、出力電圧ｖｏは波形変換手段１１で波形変換された後で基準電圧ｖｒｅｆと比較されている。波形変換手段１１は後述のように出力電圧ｖｏの波形を異なる波形に変換することができるので、どのような出力コンデンサが付加されてもそれに応じて波形変換手段１１の特性を変えることによって駆動周波数の設定可能な範囲を拡大し、所望の発振状態を維持することができる。以下、波形変換手段について実施例に基づいて具体的に示す。
（実施例２）
図２に、本発明のリップルコンバータの別の実施例の回路図を示す。図２において、図１と同一の部分には同じ記号を付し、説明を省略する。

図２に示したリップルコンバータ１５においては、出力端子Ｖｏｕｔとグランドとを抵抗Ｒ１およびＲ２を直列に介して接続している。また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３を直列接続したものを抵抗Ｒ１に並列に接続している。そして、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点をコンパレータ３の非反転入力端子に接続している。すなわち、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３およびコンデンサＣ２で波形変換手段１６を構成している。

波形変換手段１６を構成する要素のうち、抵抗Ｒ１とＲ２は出力電圧ｖｏに比例した電圧ｖｅｒ１をコンパレータ３の非反転入力端子に入力するための回路である。また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３、Ｒ２は出力電圧ｖｏを微分した値ｖｅｒ２をコンパレータ３の非反転入力端子に入力するための回路（微分手段）である。そのため、実際にコンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒは両者を足し合わせたものとなる。なお、抵抗Ｒ３はリップル電圧のフィードバック量を調整するために設けられたものであり、不要な場合には削除（短絡）しても構わない。

ここで、平滑コンデンサＣ１として、セラミックコンデンサのようなＥＳＲ、ＥＳＬの小さいものが使われていると仮定する。その場合、電圧ｖｅｒ１、電圧ｖｅｒ２、電圧ｖｅｒは図３に示すようになる。すなわち、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒは出力電圧ｖｏよりもさらに位相が少し進んだ波形になる。そのため、この電圧ｖｅｒが基準電圧ｖｅｒを横切ってからトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わるまでの遅延時間ｔ１’、ｔ２’を、波形変換手段１６を使わない場合（実質的に出力電圧ｖｏそのものがコンパレータ３の非反転入力端子に入力される）に比べて大きくすることができる。

ところが、遅延時間は本来コンパレータなどの特性で決まる一定値であるため、実際には電圧ｖｅｒが基準電圧ｖｅｒを横切ってから所定の遅延時間ｔ１、ｔ２後にトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わる。そして、所定の遅延時間ｔ１、ｔ２は上記の遅延時間ｔ１’、ｔ２’より短い。その結果として、図３に示した波形よりも速くトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わることになる。これは駆動周波数が高くなることを意味する。そのため、チョークコイルＬ１に小型のものを使うことができるようになり、リップルコンバータ１５の小型化を図ることができる。また、平滑コンデンサＣ１としてセラミックコンデンサを用いると同じ遅れ時間（ｔ１、ｒ２）であっても電解コンデンサを用いる場合に比べて駆動周波数が低くなると言う課題があったが、リップルコンバータ１５においてはこの課題が解決される。

逆に、平滑コンデンサＣ１として、低インピーダンス電解コンデンサのようなＥＳＬの大きなものが使われていると仮定する。その場合、電圧ｖｅｒ１、電圧ｖｅｒ２、電圧ｖｅｒは図４に示すようになる。すなわち、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒは出力電圧ｖｏよりもさらに位相が少し進んだ波形になる。そのため、平滑コンデンサＣ１として、セラミックコンデンサのようなＥＳＲ、ＥＳＬの小さいものが使われている場合と同様に駆動周波数の高速化が可能になり、リップルコンバータの小型化を図ることができる。

なお、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒが出力電圧ｖｏよりも位相が進んだ波形になることから分かるように、波形変換手段１６は実質的に位相変換手段を備えている。
（実施例３）
図５に、本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図２と同一の部分には同じ記号を付し、説明を省略する。

図５に示したリップルコンバータ１８においては、図２におけるコンデンサＣ２、抵抗Ｒ３に代えて、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３を直列接続したものを抵抗Ｒ２に並列に接続している。その結果、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ４およびコンデンサＣ３で波形変換手段１９を構成している。

波形変換手段１９を構成する要素のうち、抵抗Ｒ１とＲ２は出力電圧ｖｏに比例した値ｖｅｒ１をコンパレータ３の非反転入力端子に入力するための回路である。また、抵抗Ｒ１、Ｒ４とコンデンサＣ３は出力電圧ｖｏを積分した値ｖｅｒ２をコンパレータ３の非反転入力端子に入力するための回路（積分手段）である。そのため、実際にコンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒは両者を足し合わせたものとなる。

ここで、平滑コンデンサＣ１として、通常の電解コンデンサのようなＥＳＲの大きいものが使われていると仮定する。その場合、電圧ｖｅｒ１、電圧ｖｅｒ２、電圧ｖｅｒは図６に示すようになる。すなわち、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒは出力電圧ｖｏよりも位相が少し遅れた波形になる。そのため、この電圧ｖｅｒが基準電圧ｖｅｒを横切ってからトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わるまでの遅延時間ｔ１’、ｔ２’を、波形変換手段１６を使わない場合（実質的に出力電圧ｖｏそのものがコンパレータ３の非反転入力端子に入力される）に比べて小さくすることができる。

ところが、遅延時間は本来コンパレータなどの特性で決まる一定値であるため、実際には電圧ｖｅｒが基準電圧ｖｅｒを横切ってから所定の遅延時間ｔ１、ｔ２後にトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わる。そして、所定の遅延時間ｔ１、ｔ２は上記の遅延時間ｔ１’、ｔ２’より長い。その結果として、図６に示した波形よりも遅くトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わることになる。これは駆動周波数が低くなることを意味する。波形変換手段を使わないと系の遅延時間が小さく駆動周波数が高くなり、その結果としてスイッチング損失が大きくなるような場合には、このような波形変換手段として出力電圧の積分値を利用することによって駆動周波数を下げてスイッチング損失の低減を図ることができる。

なお、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される電圧ｖｅｒが出力電圧ｖｏよりも位相が遅れた波形になることから分かるように、波形変換手段１６は実質的に位相変換手段を備えている。
（実施例４）
図７に、本発明のリップルコンバータの一実施例の回路図を示す。図７において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

図７に示したリップルコンバータ２０においては、波形変換手段２１のみが図１のリップルコンバータ１０と異なっている。波形変換手段２１は、出力電圧ｖｏを検出してそれに比例した信号を出力する電圧検出手段２２とチョークコイルＬ１に流れる電流を検出してそれに対応した信号を出力する電流検出手段２３と信号加工手段２４を備えている。出力端子Ｖｏｕｔは電圧検出手段２２を介して信号加工手段２４の１つの入力端子に接続されている。電流検出手段２３はチョークコイルＬ１と出力端子Ｖｏｕｔを接続する配線に流れる電流を検出するように設けられるとともに信号加工手段２４のもう１つの入力端子に接続されている。そして、信号加工手段２４の出力端子はコンパレータ３の非反転入力端子に接続されている。以下、電流変換手段とその役割について具体的に示す。
（実施例５）
図８に、本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１４と同一の部分には同じ記号を付し、説明を省略する。

図８に示したリップルコンバータ３０においては、チョークコイルＬ１と出力端子Ｖｏｕｔの間に抵抗値の小さい電流検出抵抗Ｒ５を挿入し、チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ５の接続点とグランドとの間に２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２を直列に接続し、両者の接続点をコンパレータ３の非反転入力端子に接続している。この場合、抵抗Ｒ１、Ｒ２、電流検出抵抗Ｒ５で波形変換手段３１を構成しており、その中でも電流検出抵抗Ｒ５が電流検出手段として機能している。

このように構成されたリップルコンバータ３０においては、電流検出抵抗Ｒ５の両端電圧がチョークコイルＬ１を流れる電流に比例する。そのため、チョークコイルＬ１と電流検出抵抗Ｒ５の接続点の電圧（電圧ｖｒとする）は出力電圧ｖｏに対してチョークコイルＬ１を流れる電流に応じた波形変換がなされたものとなる。そして、この点の電圧をさらに抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧したものがコンパレータ３の非反転入力端子に入力されるので、結果的に電流検出手段と電圧検出手段で検出した信号を加算したものをコンパレータ３の非反転入力端子に入力することになる。したがって、波形変換手段３１は実質的に出力電圧に比例する信号を電流検出手段の出力信号で加工する信号加工手段を備えることになる。

ここで、リップルコンバータ３０において、平滑コンデンサＣ１として、セラミックコンデンサのようなＥＳＲ、ＥＳＬの小さいものが使われていると仮定する。その場合、電圧ｖｏ、電圧ｖｒ、電圧ｖｅｒは図９に示すようになる。電圧ｖｏについては図２に示したリップルコンバータ１５の場合と同様である。電圧ｖｒについてはトランジスタＱ１のオン期間に直線的に増加し、オフ期間に直線的に減少する、チョークコイルＬ１を流れる電流に比例する波形になっている。そして、これらを加算したものが電圧ｖｅｒとなっている。

図９より分かるように、この電圧ｖｅｒが基準電圧ｖｒｅｆを横切ってからトランジスタＱ１のオン・オフが切り替わるまでの遅延時間ｔ１’、ｔ２’は、波形変換手段３１を使わない場合（実質的に出力電圧ｖｏそのものがコンパレータ３の非反転入力端子に入力される）に比べて大きくなっている。そのため、図２に示したリップルコンバータ１５の場合と同様に駆動周波数を高くすることができる。

さらに、リップルコンバータ３０の場合には、リップル電圧の大小によらず電流検出抵抗Ｒ５の値を変えることによって直列接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２の両端電圧を変えることができる。そのため、リップルコンバータ１５の場合よりも波形変換手段の設計自由度を大きくすることができ、さらに安定した動作をさせることができる。また、リップルコンバータ３０においては、モジュールに対する外付けの形で出力コンデンサが増やされた場合にも、出力電圧ｖｏの振幅が小さくなっても電圧ｖｅｒが電圧ｖｒに近づくだけなので、駆動周波数がほとんど変化しないという利点もある。
（実施例６）
図１０に、本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図２と同一の部分には同じ記号を付し、説明を省略する。

図２に示したリップルコンバータ１５においては、波形変換手段１６においてコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３を直列接続したものを抵抗Ｒ１に並列に接続していた。そのため、コンデンサＣ２の一端は出力端子Ｖｏｕｔに接続されていた。それに対して、図１０に示したリップルコンバータ４０においては、波形変換手段４１において、チョークコイルＬ１と出力端子Ｖｏｕｔの間に電流検出抵抗Ｒ６を設け、チョークコイルＬ１と電流検出抵抗Ｒ６の接続点にコンデンサＣ２の一端を接続している。ここでの抵抗Ｒ６は、図８に示したリップルコンバータ３０における電流検出抵抗Ｒ５と同様に電流検出手段として機能する抵抗値の小さいものである。なお、抵抗Ｒ３についてはリップルコンバータ１５の場合と同様に不要な場合は削除（短絡）しても構わない。

このように構成されたリップルコンバータ４０においては、抵抗Ｒ１、Ｒ２によってその接続点に得られる信号波形はリップルコンバータ１５の場合と同様に出力電圧ｖｏに比例したものとなる。それに対して、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ３、Ｒ２によって抵抗Ｒ３とＲ２の接続点に得られる信号波形は、出力電圧ｖｏに抵抗Ｒ６によるチョークコイルＬ１に流れる電流の成分が加算された電圧を微分した値になる。したがって、波形変換手段４１は実質的に出力電圧に比例する信号を電流検出手段の出力信号で加工する信号加工手段を備えることになる。

リップルコンバータ４０とリップルコンバータ３０を比較すると、リップルコンバータ３０においては抵抗Ｒ１、Ｒ２で検出する電圧が出力電圧ｖｏではない。この場合、チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ５の接続点の電圧を一定にするように制御されることになる。そのため、出力電流が増えた場合などに抵抗Ｒ５での電圧降下が大きくなり、負荷レギュレーションが悪くなる（負荷電流を大きくしていくとリップルコンバータの出力電圧が変化する）可能性がある。

それに対して、リップルコンバータ４０においては、抵抗Ｒ１、Ｒ２によるＤＣ的なフィードバックには出力電圧ｖｏそのものを用いているため負荷レギュレーションが悪くなることはない。しかも、リップル電圧の交流成分はコンデンサＣ２、抵抗Ｒ３を介してコンパレータ３に入力されるため、コンパレータ３の非反転入力の波形はリップルコンバータ３０の場合と同様に略三角波に維持される。その結果、リップルコンバータ３０の特徴を残したままでさらに出力電圧の精度を向上させることができる。

さらに、リップルコンバータ３０の場合と同様に、リップル電圧の大小によらず抵抗Ｒ６の値を変えることによってコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３を介してコンパレータ３に入力される電圧の大きさを変えることができる。これは、波形変換手段の設計自由度を大きくできることを意味し、さらに安定した動作をさせることができる。
（実施例７）
図１１に、本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図１１において、図１０と同一の部分には同じ記号を付し、説明を省略する。

図１０に示したリップルコンバータ４０においては、波形変換手段４１においてチョークコイルＬ１と出力端子Ｖｏｕｔの間に電流検出用の抵抗Ｒ６を電流の流れる経路に直列に設けているために、電流検出抵抗Ｒ６での電力損失を無視できない。そこで、チョークコイルＬ１が実質的に持っている抵抗成分（以下、抵抗Ｒｉとする）を利用することによって、この直列に挿入する抵抗を省くことを意図したのがリップルコンバータ５０の構成である。

リップルコンバータ５０においては、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ４からなる直列回路をチョークコイルＬ１に並列に接続している。そして、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ４の接続点にコンデンサＣ２の一端を接続することによって波形変換手段５１を構成している。すなわち、波形変換手段５１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ７およびコンデンサＣ２、Ｃ４で構成されている。

このように構成されたリップルコンバータ５０において、チョークコイルＬ１（インダクタンス値ｌ１、抵抗成分ｒｉ）、抵抗Ｒ７（抵抗値ｒ７）、コンデンサＣ４（容量値ｃ４）の関係を考える。このとき、ｃ４＝ｌ１／（ｒｉ・ｒ７）となるように各値を選ぶと、コンデンサＣ４の両端電圧がチョークコイルＬ１に流れる電流値と比例することが一般に知られている。そのため、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ４の接続点の電圧は、リップルコンバータ４０におけるチョークコイルＬ１と電流検出抵抗Ｒ６の接続点の電圧と実質的に同じ意味を持つ。その結果としてリップルコンバータ５０においては電流検出抵抗を追加することによる不必要な電力損失を無くした上でリップルコンバータ４０と同様の作用効果を奏することができる。

また、ｃ４＜ｌ１／（ｒｉ・ｒ７）となるように各値を選んだ場合には、コンデンサＣ４の両端のリップル電圧を大きくすることができるので、コンパレータ３のオーバードライブ電圧が大きくなり、駆動周波数をより高くすることができる。逆に、ｃ４＞ｌ１／（ｒｉ・ｒ７）となるように各値を選んだ場合には、コンデンサＣ４の両端のリップル電圧を小さくすることができるので、駆動周波数をより低くすることができる。すなわち、リップルコンバータ４０において抵抗Ｒ６の値を大きくしたり小さくしたりするのと同等の効果を得ることも可能である。
（実施例８）
図１２に、本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図２と同一の部分には同じ記号を付し、説明を省略する。

図１２に示したリップルコンバータ６０においては、波形変換手段６１における電流検出手段としてチョークコイルＬ１と出力端子Ｖｏｕｔを結ぶ配線に設けられたカレントトランスＣＴを備えている。カレントトランスＣＴの一方の端子は抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続されており、他方の端子はコンパレータ３の非反転入力端子に接続されている。このように接続することによって実質的に信号加算手段すなわち信号加工手段が実現されている。

このように構成されたリップルコンバータ６０においては、カレントトランスＣＴにはチョークコイルＬ１に流れる電流に比例した電圧が発生する。そして、その電圧が２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に現れる出力電圧ｖｏに比例した電圧ｖｅｒ１に加算され、コンパレータ３の非反転入力端子に入力される。

このように、リップルコンバータ６０においては、チョークコイルＬ１を流れる電流に比例した電圧を出力電圧ｖｏに比例した電圧に加算する形で波形変換を行うことができる。チョークコイルＬ１を流れる電流は出力コンデンサの種類によらず入出力の電圧差とチョークコイルＬ１のインダクタンス値に依存する。そのため、出力コンデンサの種類や容量値によらず安定した制御動作が可能になる。

この場合も、リップルコンバータ５０の場合と同様に、大きな負荷電流の時でも精度の高い出力電圧制御が可能になる。

なお、図１３に示すようにカレントトランスＣＴに代えて、チョークコイルＬ１の近傍に配置された配線電極６１を用いても構わない。図１３において、（ａ）はチョークコイルＬ１と配線電極６１の位置関係を示す斜視図で、（ｂ）はその断面図である。

このように配置することによって、チョークコイルＬ１を流れる電流によって発生する磁束（漏れ磁束）が配線電極６１と交鎖する。それによって、カレントトランスを用いる場合のような大きな値は期待できないものの、配線電極６１にはチョークコイルＬ１に流れる電流に比例した電圧が発生する。そのため、カレントトランスを別途も受ける必要がないという利点がある。

本発明のリップルコンバータの一実施例を示す回路図である。 本発明のリップルコンバータの別の実施例を示す回路図である。 図２のリップルコンバータのある条件での各部の電圧波形を示す波形図である。 図２のリップルコンバータの別の条件での各部の電圧波形を示す波形図である。 本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。 図５のリップルコンバータの各部の電圧波形を示す波形図である。 本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。 本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。 図８のリップルコンバータの各部の電圧波形を示す波形図である。 本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。 本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。 本発明のリップルコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。 図１２のリップルコンバータにおけるカレントトランスの例を示す（ａ）斜視図および（ｂ）断面図である。 従来のリップルコンバータの例を示す（ａ）回路図および（ｂ）ある条件での各部の電圧波形を示す波形図である。 図１４（ａ）のリップルコンバータの別の条件での各部の電圧波形を示す波形図である。 図１４（ａ）のリップルコンバータのさらに別の条件での各部の電圧波形を示す波形図である。

符号の説明

１０、１５、１８、２０、３０、４０、５０、６０…リップルコンバータ
２…比較手段
３…コンパレータ
１１、１６、１９、２１、３１、４１、５１、６１…波形変換手段
２２…電圧検出手段
２３…電流検出手段
２４…信号加工手段
６１…配線電極（カレントトランス）
Ｑ１…トランジスタ（スイッチング素子）
Ｄ１…フライホイールダイオード
Ｌ１…チョークコイル
Ｃ１…平滑コンデンサ
Ｖｉｎ…入力端子
Ｖｏｕｔ…出力端子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ７…抵抗
Ｒ５、Ｒ６…電流検出抵抗
Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４…コンデンサ
ＣＴ…カレントトランス

Claims (6)

1. 直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチングされた直流電圧を平滑化するチョークコイルおよび平滑コンデンサと、前記スイッチング素子のオフ時に前記チョークコイルに電流を流すフライホイールダイオードと、出力電圧のリップルに応じて前記スイッチング素子のオン・オフをフィードバック制御する制御回路とを備えたリップルコンバータにおいて、
   前記制御回路は、出力電圧に比例する信号を波形変換して出力する波形変換手段と、該波形変換手段の出力を基準電圧と比較してその比較結果を出力する比較手段とを備えることを特徴とするリップルコンバータ。
2. 前記波形変換手段は、出力電圧に比例する信号の位相を変換した信号を出力する位相変換手段を備えることを特徴とする、請求項１に記載のリップルコンバータ。
3. 前記位相変換手段は、入力された信号を微分して出力する微分手段もしくは積分して出力する積分手段を備えることを特徴とする、請求項２に記載のリップルコンバータ。
4. 前記位相変換手段は、前記チョークコイルに流れる電流波形を検出して出力する電流検出手段と、出力電圧に比例する信号を前記電流検出手段の出力信号で加工する信号加工手段を備えることを特徴とする、請求項１に記載のリップルコンバータ。
5. 前記電流検出手段は、前記チョークコイルに直列に設けられた電流検出抵抗を備えることを特徴とする、請求項４に記載のリップルコンバータ。
6. 前記電流検出手段は、前記チョークコイルの抵抗成分を利用することを特徴とする、請求項４に記載のリップルコンバータ。

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