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Die vorliegende Erfindung betrifft einen selbstoszillierenden DC-DC-Abwärtswandler mit Null Hysterese.
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Hysteresewandler sind zwar einfach und genau, arbeiten jedoch mit variablen Frequenzen. Viele Anwendungen nutzen den Vorteil der Einfachheit und Genauigkeit von Hysteresewandlern aus, müssen jedoch Probleme verkraften, die durch die variable Betriebsfrequenz verursacht werden.
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EP 1 429 222 A1 offenbart einen selbstoszillierenden DC-DC-Abwärtswandler mit Null Hysterese, der einen Komparator mit einem Versorgungseingang, einen nicht invertierenden Eingang, an den eine Referenzspannung angelegt wird, einen invertierenden Eingang, an den ein Rückkopplungssignal angelegt wird, und einen Ausgang, an den ein Filternetzwerk angeschlossen ist, umfasst. Das Rückkopplungssignal wird von dem Filternetzwerk abgeleitet. Die Ausgangsspannung des Wandlers wird durch die Referenzspannung bestimmt. Hier wird das Rückkopplungssignal mit der Ausgangsspannung eines Filterkreises beaufschlagt, welcher an den Schaltknoten angeschlossen ist.
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Die
US 2005/0127881 A1 zeigt einen DC-DC-Wandler, bei dem zwei Filter mit unterschiedlichen Zeitkonstanten am Schaltknoten angeschlossen sind.
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US 3 675 159 A offenbart einen selbstoszillierenden DC-DC-Abwärtswandler mit einer frequenzabhängigen Rückkopplungsschleife.
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Die vorliegende Erfindung bietet ein Festfrequenzumrichten mit ähnlichen Vorteilen wie bei der Hysteresesteuerung. Die Erfindung stellt einen selbstoszillierenden DC-DC-Abwärtswandler mit Null Hysterese mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bereit.
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Der Wandler umfasst einen Komparator mit einem Versorgungseingang, einem nicht invertierenden Eingang, an den eine Referenzspannung angelegt wird, einem invertierenden Eingang, an den ein Rückkopplungssignal angelegt wird, und einem Ausgang, an den ein Filternetzwerk angeschlossen ist. Das Rückkopplungssignal wird von dem Filternetzwerk abgeleitet, und die Ausgangsspannung des Wandlers wird durch die Referenzspannung bestimmt. Die Grundidee besteht darin, dass ein Komparator als Single-Inverter-Pseudo-Ringoszillator verwendet wird. Der hohe Verstärkungsfaktor des Komparators stellt eine Oszillation mit einer Periode sicher, die doppelt so lang wie die Signallaufzeit des Komparators ist. Wenn das Ausgangssignal des Komparators einfach zu dem invertierenden Eingang rückgekoppelt wird, ergibt sich daraus eine rechteckige Wellenform an dem Ausgang des Komparators. Die an den nicht invertierenden Eingang des Komparators angelegte Spannung hat keinen Einfluss auf das Ausgangssignal des Komparators. Der Anschluss eines Filternetzwerks mit einer Induktivität und einem Kondensator an den Ausgang des Komparators und das Ableiten des Rückkopplungssignals von dem Filternetzwerk ergeben jedoch ein Ausgangssignal des Komparators, das ein Gleichspannungsausgangssignal mit einer überlagerten Welligkeit darstellt. Der Wandler weist eine „automatisch generierte Rampe” auf, bei der es sich um die Induktivitätsstromwelligkeit multipliziert mit dem äquivalenten Serienwiderstand (ESR, engl. „equivalent series resistance”) in dem Lastkreis handelt. So lange die Größe dieser Rampe größer ist als die Größe von zu dem Ausgang des Wandlers rückgekoppelten Signalen, die aus baugruppenerzeugten Resonanzen stammen, wird die Frequenzsteuerung nicht unterbrochen. Wenn jedoch die parasitären Resonanzen in dem Bereich der Betriebsfrequenz des Wandlers liegen, wird die Frequenzeinrastung möglicherweise instabil. Mit dem erfindungsgemäßen Wandler wird der Bereich der stabilen Frequenzsteuerung dadurch erweitert, dass der Komparator ein Paar komplementärer Nebeneingänge aufweist, die jeweils an einen von zwei verschiedenen, mit dem Ausgang des Komparators verbundenen Filterkreisen angeschlossen sind. Die Filterkreise umfassen jeweils einen zwischen den Ausgang des Komparators und einen Referenzanschluss in Reihe mit einem Kondensator geschalteten Widerstand. Damit erzeugt der Komparator intern eine Rampe und summiert diese mit dem Standard-Schnellrückkopplungssignal. Der Pegel des Gleichspannungsausgangs wird durch die an den nicht invertierenden Eingang des Komparators angelegte Referenzspannung und die Welligkeitsspannung gesteuert, die durch den in dem äquivalenten Serienwiderstand des an den Komparatorausgang angeschlossenen Lastkreises fließenden Induktivitätsstrom entwickelt wird. Die Welligkeit kann als Rampensignal in einem herkömmlichen DC-DC-Wandler angesehen werden. Dementsprechend entspricht die neue Topologie mit dem Versorgungseingangsignal des Komparators und der Ausgangsspannung des Komparators so geregelt, dass sie der Referenzspannung folgen, einem DC-DC-Abwärtswandler. Es sollte klargestellt werden, dass der hier definierte Komparator der Einfachheit halber einen Ausgang mit niedriger Impedanz hat, und dass praktische Realisierungen eine Leistungsstufe erfordern, die traditionell einen Gate-Treiber und ein Paar komplementärer Leistungstransistoren umfasst.
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In einer einfachen Realisierung umfasst das Filternetzwerk eine Ausgangsinduktivität mit einem ersten Anschluss, der mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Ausgangskondensator verbunden ist. Das Rückkopplungssignal wird an dem Zusammenschaltungsknoten der Ausgangsinduktivität und des Ausgangskondensators abgegriffen.
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Mit der offenbarten Topologie wird die Oszillationsfrequenz durch die Signallaufzeit des Komparators und die Phasenverschiebung (Zeitverzögerung) des SW-Signals (Ausgangssignal des Komparators) durch das Filternetzwerk zu dem invertierenden Eingang des Komparators bestimmt. In der bevorzugten Ausführungsform wird die Signallaufzeit des Wandlers durch Einstellen des Vorstroms (Bias-Stroms) des Komparators gesteuert, um die Oszillationsfrequenz zu steuern. Vorzugsweise wird die Oszillationsfrequenz durch einen Frequenzregelkreis gesteuert. Ein einfacher Frequenzregelkreis hätte einen Referenztakteingang, einen mit dem Ausgang des Komparators verbundenen Signaleingang und einen Stromausgang, der mit dem Vorstromeingang des Wandlers verbunden wäre. In der bevorzugten Ausführungsform umfasst der Frequenzregelkreis jedoch einen Auf-/Abwärtszähler mit einem aufwärts zählenden Eingang, an den der Referenztakt angelegt wird, und einem abwärts zählenden Eingang, an den das Ausgangssignal des Komparators angelegt wird, und er umfasst ferner einen Digital-Analog-Wandler, der das Zählungsausgangssignal des Zählers in einen Strom umwandelt, der dem Vorstromeingang des Komparators zugeführt wird. Das System funktioniert durch Steuerung des Vorstroms des Komparators (wodurch die Signallaufzeit des Komparators variiert wird) bis die Betriebsfrequenz des Wandlers gleich der Referenztaktfrequenz ist.
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In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Wandler eine Energiemanagement-Logikschaltung. Um Strom zu sparen, wenn der Laststrom niedrig ist, wird die Referenzspannung als Reaktion auf die Detektion eines Niederlastzustands von einem nominalen Referenzpegel auf einen abgesenkten Referenzpegel verringert. Dem Spannungspegel an dem Spannungsausgang wird dann gestattet, auf einen Pegel zu sinken, der dem abgesenkten Referenzpegel entspricht. Während dieser Zeitspanne gibt es keine Aktivität von dem Wandler, woraus sich das gewünschte Stromsparen ergibt. Erst wenn der Spannungspegel an dem Spannungsausgang auf den dem abgesenkten Referenzpegel entsprechenden Pegel gesunken ist, wird die Referenzspannung auf den nominalen Referenzpegel zurückgesetzt. In einer praktischen Anwendung liegt der abgesenkte Referenzpegel weniger als 3% unter dem nominalen Referenzpegel, woraus sich eine nur geringfügige Änderung der Zielausgangsspannung des Wandlers ergibt. Wenn dieses Konzept auf den offenbarten selbstoszillierenden DC-DC-Abwärtswandler angewendet wird, ergibt sich daraus eine extrem hohe Gesamtleistungsfähigkeit.
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Weitere Vorteile sind Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
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1 ein Grundschaltbild eines selbstoszillierenden DC-DC-Abwärtswandlers mit Null Hysterese;
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2 ein Signaldiagramm, das die Funktion der Schaltung gemäß 1 veranschaulicht;
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3 ein schematisches Schaltbild des Wandlers mit einem zusätzlichen Frequenzregelkreis;
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4 ein schematisches Schaltbild des Wandlers mit einem bevorzugten Frequenzregelkreis;
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5 ein schematisches Schaltbild einer weiterentwickelten Implementierung des Wandlers; und
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6 ein schematisches Schaltbild des Wandlers mit zusätzlicher Schaltung für eine Stromsparbetriebsart.
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In 1 ist COMP ein Komparator mit hohem Verstärkungsfaktor mit einem Paar komplementärer Eingänge und einem Ausgang. Eine Referenzspannungsquelle Vref ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators verbunden. Ein Filternetzwerk, das hauptsächlich eine Ausgangsinduktivität Lout und einen Lastkondensator Cload umfasst, ist an den Ausgang des Komparators COMP angeschlossen. Lout und Cload werden wie gewöhnlich in Reihe mit einem äquivalenten Serienwiderstand Resr und einer äquivalenten Serieninduktivität Lesl gezeigt. Der Zusammenschaltungsknoten von Load und Cload und gleichzeitig auch der Spannungsausgang Vout des Schaltkreises sind mit dem invertierenden Eingang des Komparators COMP verbunden. Der Komparator COMP hat wie gewöhnlich eine Stromversorgung VDD und VSS.
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Auf Grund des hohen Verstärkungsfaktors des Komparators COMP, der Signallaufzeit des Komparators und der durch das Filternetzwerk eingebrachten Verzögerung, ist der Oszillationszustand der in 1 gezeigten Konfiguration mit einer festen Frequenz, die in einer typischen Realisierung mehrere MHz betragen kann, erfüllt.
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Mit Bezug auf 2 ist (a) das Signal an dem Ausgang des Komparators COMP, auch Schaltknoten SW genannt. Das Signal an Knoten SW ist eine rechteckige Wellenform mit einem Spannungshub im Wesentlichen von Rail zu Rail. In dem gezeigten Beispiel wird angenommen, dass die Referenzspannung 2,80 V beträgt. In 2(b) werden die konstante Referenzspannung von 2,80 V und die Ausgangsspannung Vout an dem Zusammenschaltungsknoten von Lout und Cout gezeigt. Wie in 2(b) ersichtlich, liegt die Ausgangsspannung Vout auf dem Pegel der Referenzspannung mit einer überlagerten Welligkeit. Obwohl die Welligkeit äußerst gering ist, agiert sie, da sie an den invertierenden Eingang des Komparators COMP angelegt wird, als ein Rampensignal ähnlich einem herkömmlichen Wandler und regelt dadurch den Pegel der Ausgangsspannung Vout. Im Rahmen dieser Erfindung wird das Rampensignal „automatisch erzeugte Rampe” genannt, damit man es von einem durch einen separaten Rampensignalgenerator erzeugten Rampensignal unterscheiden kann. Die Größe der „automatisch erzeugten Rampe” ist der Welligkeitsstrom multipliziert mit dem äquivalenten Serienwiderstand Resr.
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In einer Anwendung, in der die Oszillationsfrequenz gesteuert werden muss, nutzt man die Tatsache aus, dass die Signallaufzeit des Komparators durch Einstellen des dem Komparator zugeführten Vorstroms gesteuert werden kann.
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In der Ausführungsform gemäß 3 wurde der Grundstruktur gemäß 1 ein Frequenzregelkreis hinzugefügt. Der Frequenzregelkreis kann ein Phasen- oder Frequenzeinrastungssystem sein. Vorzugsweise ist es ein Frequenzeinrastungssystem FLL mit einem Referenztakteingang, einem Rückkopplungseingang und einem Steuerausgang. Ein Referenztaktsignal CLKref wird an den Referenztakteingang angelegt, und das Signal von dem Schaltknoten SW wird an den Rückkopplungseingang des FLL angelegt. Das Ausgangssignal von dem FLL ist ein Stromsignal, das an den Vorstromeingang BIAS des Komparators COMP angelegt wird. Der Frequenzregelkreis vergleicht die Betriebsfrequenz des Wandlers (Knoten SW) mit der Frequenz des Referenztakts CLKref und modifiziert die Signallaufzeit des Komparators basierend auf den Grundlagen der negativen Rückkopplung bis die Betriebsfrequenz gleich der Frequenz des Referenztakts CLKref ist.
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In der Ausführungsform gemäß 4 wird eine bevorzugte Implementierung des Frequenzregelkreises verwendet. Der Frequenzregelkreis umfasst einen Auf-/Abwärtszähler U/D mit einem Abwärtszähleingang, der mit dem Schaltknoten SW des Komparators COMP verbunden ist, und einem Aufwärtszähleingang, der mit der Referenztaktquelle CLKref verbunden ist. Der Zähler U/D hat einen digitalen Ausgang, der mit einem Digital-Analog-Wandler DAC verbunden ist, dessen Ausgangssignal ein dem Vorstromeingang BIAS des Komparators COMP zugeführter Steuerstrom ist. Im Betrieb erhöht jeder Referenztakt den Zähler U/D, und jeder Wandlerzyklus setzt den Zähler herab. Das System funktioniert durch Steuerung des Vorstroms des Komparators dahingehend, dass er die Signallaufzeit des Komparators variiert bis die Betriebsfrequenz des Wandlers gleich der Referenzfrequenz ist.
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In einer konkreten Implementierung des Wandlers können Lastreaktanzen wie eine PCB-(Leiterplatten-)Leiterzuginduktanz und Entkopplungskondensatoren das Frequenzsteuerverhalten verändern und müssen deshalb berücksichtigt werden. Insbesondere sind auf Grund der kleinen Größe der „automatisch erzeugten Rampe” Signale problematisch, die aus baugruppenerzeugten Resonanzen stammen und zu dem Ausgang des Wandlers rückgekoppelt werden. In der in 5 gezeigten bevorzugten Ausführungsform wurden aus Gründen einer besseren Stabilität zwei Rückkopplungsschleifen hinzugefügt.
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Unter Bezug auf 5 ist ersichtlich, dass der Komparator COMP ein Paar Haupteingänge und ein Paar Nebeneingänge aufweist. Die Haupteingänge sind in gleichartiger Konfiguration wie die vorherigen Ausführungsformen verbunden. Auf den Ausgang des Komparators folgt ein Gate-Treiber, der Teil einer Leistungsstufe ist, die komplementäre MOS-Leistungstransistoren umfasst, die durch den Gate-Treiber GD auf herkömmliche Art angesteuert werden. Der Ausgang der Leistungsstufe ist der Schaltknoten SW, an den die Ausgangsinduktivität Lout in den vorhergehenden Ausführungsformen angeschlossen ist. In dieser Ausführungsform wurden zwei Rückkopplungsschleifen hinzugefügt, die jeweils ein RC-Netzwerk umfassen. Eine erste zusätzliche Rückkopplungsschleife erstreckt sich von dem Knoten SW über einen Widerstand R1 hin zu dem invertierenden Nebeneingang des Komparators. Der Widerstand R1 ist zwischen Knoten SW und Masse in Reihe mit einem Kondensator C1 geschaltet. Eine zweite zusätzliche Rückkopplungsschleife erstreckt sich von dem Knoten SW über einen Widerstand R2 hin zu dem nicht invertierenden Nebeneingang des Komparators. Der Widerstand R2 ist zwischen Knoten SW und Masse in Reihe mit einem Kondensator C2 geschaltet. Wie in der vorhergehenden Ausführungsform wird die Oszillationsfrequenz mit einem Frequenzregelkreis FLL gesteuert. Die RC-Kombinationen in den zusätzlichen Rückkopplungsschleifen haben unterschiedliche Zeitkonstanten R·C. Wenn R1·C1 = Tau ist, dann ist R2·C2 = x·Tau, und je größer x ist, desto größer ist die Größe einer intern erzeugten Rampe, die in dem Komparator mit dem Standard-Schnellrückkopplungssignal summiert wird.
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In der in 6 gezeigten Ausführungsform wurde eine Schaltung zur Bereitstellung einer Stromsparbetriebsart hinzugefügt. Ein Niederlastzustand wird von einem Niederlastdetektor detektiert. Eine niedrige Last wird dann angezeigt, wenn der Induktivitätsstrom negativ wird. Die Niederlastanzeige wird an eine Steuerlogikschaltung angelegt, die bei einer derartigen Niederlastanzeige die Referenzspannungsquelle Vref so steuert, dass sie ihren Spannungspegel von deren nominalen Wert um z. B. 1,5% absenkt. Da der Laststrom an dem Ausgangsanschluss niedrig ist, behält der Ausgangskondensator Cload seine Ladung eine Weile bei, bis er auf den abgesenkten Referenzspannungspegel entladen ist. Zwischen dem Zeitpunkt der Niederlastanzeige und dem Zeitpunkt, an dem die Ausgangsspannung auf den abgesenkten Referenzspannungspegel gesunken ist, befindet sich der Wandler in einer Leerlaufbetriebsart. Zu dem Zeitpunkt, an dem die Ausgangsspannung auf den abgesenkten Referenzspannungspegel gesunken ist, schaltet sich der Wandler augenblicklich ein, um die Ausgangsspannung zurück bis auf den nominalen Referenzspannungspegel aufzubauen, und er fährt mit dem normalen Betrieb fort und behält den Referenzspannungspegel auf dem nominalen Wert bei, wenn kein Niederlastzustand mehr angezeigt wird. Sobald der Niederlast-(oder Nulllast-)Zustand angezeigt wird, wird die Referenzspannung wieder abgesenkt, und der Prozess wird wiederholt. Der wesentliche Vorteil dieses Ansatzes im Vergleich zu Verfahren nach dem Stand der Technik besteht darin, dass sich lediglich ein Schaltkreis, der Komparator, bei Wiederaufnahme der normalen Betriebsart schnell einschalten muss. In Lösungen nach dem Stand der Technik müssen sich ein Fehlerverstärker und ein Rampengenerator in ungefähr derselben Zeit wie der Hauptkomparator einschalten. Dies ist kritisch bei winzigen Lösungen, in denen äußerst kleine externe Induktivitäten benötigt werden. Somit wird nach dem Stand der Technik für ein bestimmtes Verhalten (und die Gesamtgröße der Lösung) in Niederleistungsbetriebsart mehr Ruhestrom verbraucht, wodurch die Batterielaufzeit in tragbaren Anwendungen verringert wird. Eine nennenswerte Eigenschaft dieser Bauart ist es, dass bei sinkender Batterie-(Versorgungs-)Spannung, wenn sich das Gerät mehr und mehr in Richtung ,100% Betriebsart’ bewegt, und da die Größe der Rampen ,Tau’ & ,x·Tau’ entsprechend abnimmt, die Übersteuerung in dem Summierkomparator abnimmt, wodurch ein entsprechender Anstieg der Signallaufzeit des Komparators verursacht wird, den der Frequenzsteuermechanismus letztlich nicht korrigieren kann, und deshalb sieht man eine Verringerung der Betriebsfrequenz. Diese Verringerung der Betriebsfrequenz tritt gleichzeitig mit der Bewegung des Tastverhältnisses in Richtung 100% auf, und deshalb bleiben der Welligkeitsstrom in der Induktivität und somit die Ausgangsspannungswelligkeit in etwa konstant. Nach dem Stand der Technik hat der Übergang von normaler Betriebsart zu 100%-Betriebsart ein chaotischeres Verhalten gezeigt.
