JP2005017193A - レーダ装置と距離と反射率の測定方法 - Google Patents
レーダ装置と距離と反射率の測定方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005017193A JP2005017193A JP2003184759A JP2003184759A JP2005017193A JP 2005017193 A JP2005017193 A JP 2005017193A JP 2003184759 A JP2003184759 A JP 2003184759A JP 2003184759 A JP2003184759 A JP 2003184759A JP 2005017193 A JP2005017193 A JP 2005017193A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- target
- detection
- reception
- detection circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
【課題】至近距離を測定可能なレーダ装置を提供する。
【解決手段】本発明のレーダ装置は、ドップラ方式のレーダ装置の形態において、送信出力と受信出力を検波して第１検波出力を生成する第１検波回路と、送信出力と受信出力を検波して第２検波出力を生成する第２検波回路とを有することを特徴とする。第１検波回路を検波される送信出力と受信出力との位相差と、第２検波回路を検波される送信出力と受信出力との位相差において、両者の差が１／４周期とすることで、第１検波出力と第２検波出力の両者によって、至近距離に存在するターゲットの距離と種別が認識できる。
【選択図】 図３
【解決手段】本発明のレーダ装置は、ドップラ方式のレーダ装置の形態において、送信出力と受信出力を検波して第１検波出力を生成する第１検波回路と、送信出力と受信出力を検波して第２検波出力を生成する第２検波回路とを有することを特徴とする。第１検波回路を検波される送信出力と受信出力との位相差と、第２検波回路を検波される送信出力と受信出力との位相差において、両者の差が１／４周期とすることで、第１検波出力と第２検波出力の両者によって、至近距離に存在するターゲットの距離と種別が認識できる。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は距離を測定する技術に関する。詳しくは、電波を用いて至近距離（０〜数十ｃｍ程度）に位置しているターゲットまでの距離を測定することができる技術に関する。
本発明はまたターゲットの電波反射率を測定する技術にも関する。電波反射率からターゲットを構成する物質の種類が明らかになる。
【０００２】
【従来の技術】電波を用いてターゲットまでの距離を測定するレーダ技術では、ＦＭ−ＣＷ方式やパルス方式が開発されている。ＦＭ−ＣＷ方式では、周波数変調された送信出力とターゲットで反射して受信した信号を比較し、送信出力と受信出力の周波数の差からターゲットまでの距離を測定する。パルス方式では、送信したパルス波とターゲットで反射して受信したパルス波を比較し、送信パルス波に対する受信パルス波の遅れ時間からターゲットまでの距離を測定する。
ターゲットが至近距離に位置していると、ＦＭ−ＣＷ方式では、送信出力に対する受信出力の遅れ時間が短くなり、送信出力と受信出力の周波数が略一致してしまう。ノイズ対策などを施しても有意な周波数差を識別することは難しく、至近距離の測定は極めて困難である。
ターゲットが至近距離に位置していると、パルス方式では、送信パルス波に対する受信パルス波の遅れ時間が短くなり、送信パルス波と受信パルス波が重複してしまう。そのため、送信出力を直接的に受信する、いわゆる漏れ波形などのノイズと受信パルス波を識別することは難しく、至近距離の測定は極めて困難である。
また、ＦＭ−ＣＷ方式のレーダやパルス方式のレーダは、回路構成が複雑で高価である。
【０００３】
ドップラ効果を利用するレーダ装置が知られている。ドップラ方式のレーダ装置は、正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナと、ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナと、送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する検波回路を利用する。回路構成が比較的簡単である。検波回路からは、ドップラ効果に伴う振動が出力され、その振動の周波数からターゲットの移動速度を測定することができる。ドップラ効果を利用するため、静止又は低速で移動しているターゲットの測定には利用できないという問題がある。
【０００４】
特許文献１には、ドップラ式のレーダ装置によって、人体が近距離内に存在しているか否かを判定する人体検知装置が開示されている。この装置では、正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナと、ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナと、送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する検波回路を利用する。そして人体が接近する前の検波回路の出力と、現に観測されている検波回路の出力をソフトウエアを利用して解析し、人体の有無を判定する。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２７７５５８
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ドップラ式のレーダ装置の場合、受信アンテナの受信出力は、ターゲットまでの距離に依存して周期的に変動し、ターゲットまでの距離を測定することが難しい。特許文献１の技術でも、人体が近距離内に存在しているか否かを判定するに留まっており、人体までの距離を測定することはできない。また、受信アンテナの受信出力がゼロとなる距離で人体が静止していると、受信出力がゼロとなり、人体が存在していない場合と判断することができない。特許文献１の技術では、人体が長時間に亘って静止していることはないとして誤判定を防ぐロジックを採用して言うが、このロジックは長時間に亘って静止していることがある物体に対しては使えない。
本発明の１つの課題は、物体や人体等のターゲットまでの距離を測定することができるレーダ技術を提供することである。
本発明の他の１つの課題は、受信アンテナの受信出力がゼロとなる距離でターゲットが静止していても、ターゲットが存在していないとする結果を誤出力することにないレーダ技術を提供することである。
本発明のさらに他の１つの課題は、至近距離に存在するターゲットの電波反射率を測定することができるレーダ技術を提供することである。これができれば、ターゲットの電波反射率からターゲットが人体であるのか木材であるのか金属であるのか等を識別することが可能となる。
なお上記の課題は、それぞれに未解決な課題であり、本発明によって解決された課題である。本発明の目的は、上記課題の全部を解決することに限られるものではなく、うちの１つの課題を解決することができれば発明の目的が達成されたものと解釈されるべきものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段と作用と効果】本発明で創作されたレーダ装置は、正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナと、ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナと、送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する第１検波回路と、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすシフト手段と、シフト手段で位相がずらされた一方の出力と位相がずらされない他方の出力を乗算する第２検波回路を備えていることを特徴とする。
【０００８】
このレーダ装置では、ターゲットに正弦波電波を送信し、ターゲットで反射した電波を受信し、第１検波回路で送信出力と受信出力を乗算する。乗算値は、ターゲットまでの距離によって周期的に変動する。
使用する電波の波長λとし、レーダ装置からターゲットまでの距離をＬとし、第１検波回路の出力から高周波成分を除去した電圧（上記乗算値から高周波成分を除去した値に等しい）をＶとし、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合をＡとすると、詳しくは後記する説明から明らかに、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ） ・・・（Ａ）
となる。上記（Ａ）式は、従来のドップラーレーダが用いる式であり、ターゲットが時刻ｔ０に距離Ｌ０にあって速度ｖで移動しているとすれば、
Ｌ＝ｖ（ｔ−ｔ０）＋Ｌ０ ・・・（Ｂ）
式で表されることから（Ａ）式は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ［４π｛ｖ（ｔ−ｔ０）＋Ｌ０｝／λ］ ・・・（Ｃ）
となる。（Ｃ）式から、検波出力Ｖの振動周期からターゲットの移動速度ｖを測定できることがわかる。これに対してターゲットまでの距離Ｌを測定する場合には、（Ａ）式を用いる必要があるが、第１には送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａが未知であって、ターゲットまでの距離Ｌを計算することができないという問題がある。第２に（４πＬ／λ）＝π／２、３π／２、５π／２等が成立する距離では、ターゲットが存在しているのにもかかわらず、検波出力Ｖがゼロになってしまい、ターゲットが存在していない場合と区別することができない。
【０００９】
本発明では、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすシフト手段と、シフト手段で位相がずらされた一方の出力と位相がずらされない他方の出力を乗算する第２検波回路を利用することによって、上記の問題、即ち、ターゲットまでの距離Ｌを計算することができないという問題を解決し、ターゲットが存在しているのにもかかわらずターゲットが存在していない場合と区別することができないという問題を解決し、ターゲットの電波反射率に依存して変化する送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａを計算できるようにするという課題を実現する。これらは、いずれも本発明で達成されものであり、いずれか１つの目的を達成するために本発明を実施することができる。
本発明のレーダ装置の場合、詳しくは後記するが、第１検波回路の出力から高周波成分を除去した電圧Ｖは（Ａ）式に従って、Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）となるのに対し、第２検波回路の出力から高周波成分を除去した電圧をＵとすると、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ） ・・・（Ｄ）
となる。
第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの、ターゲットまでの距離Ｌに対する変化を図２に示す。図２（Ａ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲットまでの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波信号の値を示している。図２（Ａ）のグラフで、第１検波信号Ｖの変化は曲線７ａで示され、第２検波信号Ｕの変化は曲線８ａで示されている。第１検波信号Ｖを単独で用いると、第１検波信号の出力値からターゲットまでの距離Ｌを一義に測定することができない。第２検波信号Ｕを単独で用いた場合も同様である。図２（Ａ）に示すように、第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の組み合わせは、ターゲットまでの距離Ｌによって一義に決まる。本願発明のレーダ装置は、ターゲットまでの距離Ｌを一義に決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。本願発明のレーダ装置によると、ターゲットまでの距離Ｌを一義に測定することが可能となる。
第１検波信号と第２検波信号の振幅Ａ（これは送信出力の強度を規格化しておけば、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合に等しくなる）は、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決まる。第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの値から、振幅Ａの大きさを計算できる。本願発明のレーダ装置は、振幅Ａの大きさを決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。距離Ｌに対する振幅Ａの大きさを計算することで、ターゲットの電波反射率を知ることができる。ターゲットの電波反射率を知ることができれば、ターゲットの物質種別を認識することができる。
ターゲットまでの距離Ｌが近いほど第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの振幅Ａは大きいため、本願発明に係るレーダ装置は、ターゲットまでの距離Ｌが略ゼロからＬ＝λ／２までの至近距離内の測定を好適に実施することができる。
【００１０】
図１（Ａ）は、従来のドップラ方式のレーダ装置１０でターゲット１までの距離Ｌを測定する原理を示す。ターゲット１は、静止していてもよいし移動していてもよい。レーダ装置１０は、正弦波送信出力を発振する発振手段１１と、正弦波送信出力から得られた正弦波電波をターゲット１に向けて送信する送信アンテナ１２と、ターゲット１で反射した電波を受信する受信アンテナ１３と、検波回路１５を有している。検波回路１５は、送信アンテナ１２が送信した送信出力と受信アンテナ１３が受信した受信出力を乗算するミクサ１５ａと、ミクサ１５ａの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタ１５ｂを備えている。
図１（Ｂ）のグラフは、縦軸がレーダ装置１０からターゲット１の方向への距離Ｌを示し、横軸が時刻を示している。曲線２は、ターゲット１までの距離Ｌの時間変化を示している。時刻ｔ１にレーダ装置１０から送信された電波３は、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置するターゲット１で反射され（図１（Ｂ）の点Ｐ）、時刻ｔ３に受信される。このとき、図１（Ｂ）の直線４は時刻ｔ１で送信された電波３の進行位置の時間変化を示し、直線６は時刻ｔ２にターゲットで反射された電波５の進行位置の時間変化を示す。電波の速度をｃ（ｃは光速である）とすると、横軸と直線４がなす角度θは、
θ＝ａｒｃｔａｎ（ｃ）である。
また、直線６と横軸がなす角度もθとなる。以下では、甲と乙がなす角度と表現したとき、甲から反時計周りに乙に至る角度を示す。
【００１１】
時刻ｔ３における検波回路１５の出力電圧は、時刻ｔ３で送信する送信出力と時刻ｔ３で受信する受信出力を処理したものとなる。時刻ｔ３で受信する受信出力は、時刻ｔ１に送信された電波がターゲット１で反射したものである。ミクサ１５ａからの出力電圧Ｍは、電波の周波数をｆとすると、
となる。なお出力電圧Ｍの振幅については、後記するので、ここでは扱わない。時間（ｔ３−ｔ１）は、時刻ｔ１に電波が送信されてから、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置していたターゲット１で反射されて、時刻ｔ３に受信されるまでの時間である。即ち、
（ｔ３−ｔ１）＝２・Ｌ２／ｃ
となる。また、時間（ｔ２−ｔ１）は、時刻ｔ１に電波が送信されてから、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置するターゲット１で反射されるまでの時間である。また、時間（ｔ３−ｔ２）は、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置するターゲット１で反射されてから時刻ｔ３に受信されるまでの時間である。両者とも、電波は距離Ｌ２を進むことになるので、時間（ｔ２−ｔ１）と時間（ｔ３−ｔ２）は等しく、
（ｔ２−ｔ１）＝（ｔ３−ｔ２）＝Ｌ２／ｃ
となり、
（ｔ３＋ｔ１）＝２・ｔ３−２・Ｌ２／ｃ
となる。従って、ミクサ１５ａからの出力電圧Ｍは、
となる。
【００１２】
ここで、時刻ｔ２におけるターゲット１までの距離Ｌ２と時刻ｔ３におけるターゲット１までの距離Ｌ３の差をΔＬ２３とすると、
Ｌ３＝Ｌ２＋ΔＬ２３＝Ｌ２・（１＋ΔＬ２３／Ｌ２）
である。ΔＬ２３は、反射された電波５が距離Ｌ２を進む時間に、ターゲット１が位置を変更した距離である。本願発明は至近距離のターゲットを測定するレーダ装置に関するものであるため、ΔＬ２３は極めて微小である。例えば、Ｌ２＝１ｍとし、ターゲットが音速で移動していたとしても、ΔＬ２３＝１μｍである。したがって、１＋ΔＬ２３／Ｌ２＝１と近似する。よって、Ｌ２＝Ｌ３である。
上記した時刻ｔ３における検波Ｍは、時刻ｔ３に限らず一般的な時刻ｔについて成り立つので、時刻ｔにおけるターゲット１までの距離をＬとすると、
となる。
上式において、第２項は振動数２ｆの高い周波数で振動する項であり、ローパスフィルタ回路１５ｂによって除去することができる。また、上記では送信出力と受信出力の振幅について詳しく記述していないが、検波後の振幅Ａはターゲット１の電波反射率とターゲット１までの距離Ｌなどによって変化することが一般に知られている。従って、検波回路１５によって得られる検波信号は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬｆ／ｃ）又は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ））と表される。
これが前記した（Ａ）式である。
【００１３】
本願発明に係るレーダ装置では、第２検波回路が検波する送信出力と受信出力の位相差が、第１検波回路が検波する送信出力と受信出力の位相差から、１／４周期の差分を持つようにする。そのために、第２検波回路が入力する送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期だけシフトさせる。即ち、第２検波回路が検波する送信出力と受信出力は、一方が第１検波回路のそれと同一位相であり、他方が１／４周期の位相差を持つ。
【００１４】
第２検波回路は、時刻ｔ３に送信する送信出力と、時刻ｔ３’に受信する受信出力を検波する。時刻ｔ３’は時刻ｔ３に対して、１／（４・ｆ）だけシフトした時刻である。時刻ｔ３’に受信した電波が送信アンテナからターゲットに送信された時刻をｔ１’とすると、時刻ｔ１’は時刻ｔ１に対して、１／（４・ｆ）だけシフトした時刻である。即ち、第２検波回路は、時刻ｔ３の送信出力と時刻ｔ１’の送信出力を検波する。第２検波回路の出力電圧Ｍ２は、
となる。なお出力電圧Ｍ２の振幅については後記するので、ここでは扱わない。ここで、
ｔ３−ｔ１’＝ｔ３−ｔ１＋１／（４・ｆ）
即ち、
ｔ３−ｔ１’＝２Ｌ／ｃ＋１／（４・ｆ）
が成立する。
第１検波出力と同様に、第２検波出力Ｍ２の第２項の高周波成分は除去され、第２検波出力Ｕは、
となる。これが前記した（Ｄ）式である。
【００１５】
前記から明らかに、本発明で重要なことは、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすことであり、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすのは、そのための一手法にすぎないことである。より一般的にいえば、送信アンテナと第１検波回路間、受信アンテナと第１検波回路間、送信アンテナと第２検波回路間、受信アンテナと第２検波回路間の少なくとも一箇所に、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすシフト手段が設けられていれば、本発明の目的を得ることができる。
例えば、第２検波回路を検波する受信出力と送信出力の両者の位相を変化させてもよい。第１検波回路が、時刻ｔ３の送信出力と時刻ｔ３の受信出力を検波するものとする。即ち、時刻ｔ３の送信出力と時刻ｔ１の送信出力を検波するものとする。このとき、第２検波回路が時刻ｔ３’の送信出力と時刻ｔ１’の送信出力を検波するものとする。ここで、
ｔ３−ｔ１＝ｔ３’−ｔ１’±１／（４ｆ）＋ｋ／ｆ
であるものとする。ここで、ｋは整数であり、ｆは電波の周波数である。
上記の式は、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらされていることを示している。
第１検波回路による検波Ｍ１は、
となり、第２検波回路による検波Ｍ２は、
となる。第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕは、高周波成分が除去されて、
Ｖ＝Ａｃｏｓ｛２πｆ（ｔ３−ｔ１）｝
Ｕ＝Ａｃｏｓ｛２πｆ（ｔ３’−ｔ１’）｝
となる。前記したように、
ｔ３−ｔ１＝ｔ３’−ｔ１’±１／（４ｆ）＋ｋ／ｆ
であることから、
となる。
以上から理解されるように、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすと、第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕは、図２（Ａ）又は（Ｂ）で示すように変化し、どちらかゼロになれば他方がゼロでないことから、存在するターゲットを検出しそこねることがない。また、ターゲットまでの距離を測定することができる。さらに、ターゲットの電波反射率を知ることができ、ターゲットの電波反射率からターゲット物質の種類を認識することができる。
本願発明は至近距離に位置するターゲットの距離を測定することを主たる目的としている。多くの場合でＬ＜λ／２となる。ターゲットの距離Ｌに対して電波の波長λを決め、使用する電波の周波数を決めてもよい。例えば、１５０ｍｍ以内の距離に位置しているターゲットの測定には、周波数１ＧＨｚの電波を用いることが好ましい。
【００１６】
第１検波回路の出力Ｖと第２検波回路の出力Ｕの比からターゲットまでの距離を計算する手段をさらに有することが好ましい。
前記した（Ａ）式と（Ｄ）式から、
が得られる。即ち、第１検波回路の出力Ｖと第２検波回路の出力Ｕの比からターゲットまでの距離Ｌを計算する手段を用意することができ、これが用意されていればターゲットまでの距離Ｌを定量的に測定することが可能となる。ターゲットが危険なほど接近してきたのかまだ余裕があるのか等を定量的に把握することが可能となる。
【００１７】
第１検波回路の出力の自乗値と第２検波回路の出力の自乗値の加算値からターゲットの反射率を計算する手段を有することが好ましい。
前記した（Ａ）式と（Ｄ）式から、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合をＡとすると、
Ａ＝（Ｕ２＋Ｖ２）の平方根 ・・（Ｆ）
の式が成立する。第１検波回路の出力Ｕの自乗値と第２検波回路の出力Ｖの自乗値の加算値（Ｕ２＋Ｖ２）から、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａを計算することができる。割合Ａは、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決定される値であり、割合Ａとターゲットまでの距離Ｌが判明すれば、ターゲットの電波反射率を計算する手段を用意することがでる。ターゲットの電波反射率を計算することができると、ターゲットが金属であるのか、木材であるのか、人体であるのかといった判別が可能となる。
【００１８】
本技術では、第２検波回路が入力する送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期だけシフトさせることによって、第２検波回路を検波する送信出力と受信出力の位相差が、第１検波回路を検波する送信出力と受信出力の位相差から１／４周期の差分を持つようにする。例えば、第２検波回路が入力する受信出力を、第１検波回路が入力する受信出力から、１／４周期だけ遅らせる。この場合、ターゲットから見て受信アンテナよりも電波波長の整数倍の距離に電波波長の１／４の距離を加えた距離だけ遠くに位置している第２受信アンテナを設け、その第２受信アンテナによって第１検波回路を検波する受信出力よりも位相が１／４周期遅れた第２受信出力を得るようにすることができる。第２受信出力は第２検波回路によって処理される。
【００１９】
このレーダ装置では、第１検波回路が受信アンテナで受信した受信出力を入力し、第２検波回路が第２受信アンテナで受信した受信出力を入力する。第２受信アンテナは、ターゲットから見て受信アンテナよりも電波波長の１／４の距離だけ遠くに位置しており、第２受信アンテナで受信する受信出力は受信アンテナで受信する受信出力よりも位相が１／４周期遅れている。アンテナの位置を物理的にシフトすることによって、第１検波回路が入力する受信出力の位相と第２検波回路が入力する受信出力の位相を１／４周期だけ遅らせることができる。
【００２０】
２本の受信アンテナを利用する代わりに、受信アンテナの受信出力を２分し、一方についてはそのまま第１検波回路に出力する一方、２分された他方については１／４周期遅延させて第２検波回路に出力するようにしてもよい。即ち、受信出力を１／４周期だけ遅延させる手段を利用してもよい。
あるいは、送信アンテナの送信出力を１／４周期遅延させて第２検波回路に出力する送信出力遅延手段を利用してもよい。
この場合、第２検波回路は時刻ｔ３’に送信された送信出力と、時刻ｔ３に受信する受信出力を検波する。時刻ｔ３’は時刻ｔ３に対して、１／（４・ｆ）だけ先立つ時刻である。時刻ｔ３に受信する受信出力は、時刻ｔ１に送信された送信出力である。第２検波回路は、時刻ｔ３’に送信された送信出力と、時刻ｔ１送信された送信出力を検波する。第２検波回路での検波出力Ｍ２は、
となる。ここで、
ｔ３’−ｔ１＝ｔ３−ｔ１−１／（４・ｆ）
であり、
ｔ３−ｔ１＝２Ｌ／ｃ−１／（４・ｆ）
である。第１検波信号と同様に第２検波回路の検波出力Ｍ２の第２項の高周波成分は除去されるので、第２検波信号Ｕは、
Ｕ＝Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）となる。
【００２１】
第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの、ターゲットまでの距離Ｌに対する変化を図２（Ｂ）に示す。図２（Ｂ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲットまでの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波信号の値を示している。図２（Ｂ）のグラフで、第１検波信号Ｖの変化は曲線７ｂで示され、第２検波信号Ｕの変化は曲線８ａで示されている。図２（Ｂ）に示すように、第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の組み合わせは、ターゲットまでの距離Ｌによって一義に決まる。本願発明のレーダ装置は、ターゲットまでの距離Ｌを一義に決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。本願発明のレーダ装置によると、ターゲットまでの距離Ｌを一義に測定することが可能となる。
第１検波信号と第２検波信号の振幅Ａ（これは送信出力の強度を規格化しておけば、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合に等しくなる）は、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決まる。第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの値から、振幅Ａの大きさを計算できる。本願発明のレーダ装置は、振幅Ａの大きさを決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。距離Ｌに対する振幅Ａの大きさを計算することで、ターゲットの電波反射率を知ることができる。ターゲットの電波反射率を知ることができれば、ターゲットの物質種別を認識することができる。
２本の受信アンテナを利用する代わりに、受信出力を１／４周期だけ遅延させて第２検波回路に出力する手段を利用したり、送信出力を１／４周期だけ遅延させて第２検波回路に出力する手段を利用すると、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａは計算しやすくなり、一層に好ましい。
【００２２】
同一の検波回路を利用し、あるときには第１検波回路として利用し、次のときには第２検波回路として利用することもできる。同一の検波回路で、あるときには第１検波回路を構成し、次のときには第２検波回路を構成するのである。このためには、検波回路に送信出力と受信出力を出力してそのときには第１検波回路を形成する一方、次のときには同じ検波回路にいずれか一方の位相が１／４周期ずらされ他方の位相がずらされていない送信出力と受信出力を出力して第２検波回路を形成する切換え手段を設ける。
このレーダ装置は、同一の検波回路を用いて第１検波回路と第２検波回路を構成するため、検波回路の個体差に起因するエラーが生じない。従って、高い測定精度を実現することができる。
【００２３】
この発明は、新規で有用な距離測定方法を創作したということもできる。この距離測定方法では、正弦波電波をターゲットに向けて送信する工程と、ターゲットで反射した電波を受信する工程と、送信出力と受信出力を乗算する第１検波工程と、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらし、位相がずらされない他方の出力と乗算する第２検波工程と、第１検波工程で得られる出力と第２検波工程で得られる出力の比からターゲットまでの距離を計算する工程をを備えている。
【００２４】
第１検波工程を実施することによって、
第１検波出力 Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）が得られる。
第２検波工程を実施することによって、
第２検波出力 Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）が得られる。
従って、
ターゲットまでの距離Ｌ＝（λ／４π）ａｒｃｔａｎ（−Ｕ／Ｖ）
の式から、ターゲットまでの距離Ｌを計算することができる。
【００２５】
この発明はまた、新規で有用な、ターゲットの電波反射率を測定する方法を創作したということもできる。この距離測定方法では、正弦波電波をターゲットに向けて送信する工程と、ターゲットで反射した電波を受信する工程と、送信出力と受信出力を乗算する第１検波工程と、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらし、位相がずらされない他方の出力と乗算する第２検波工程と、第１検波工程で得られる出力の自乗値と第２検波工程で得られる出力の自乗値の加算値からターゲットの反射率を計算する工程を備える。
【００２６】
第１検波工程を実施することによって、
第１検波出力 Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）が得られる。
第２検波工程を実施することによって、
第２検波出力 Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）が得られる。
従って、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合をＡとすると、
Ａ＝（Ｕ２＋Ｖ２）の平方根の式が得られ、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａを計算することができる。この割合Ａは、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決定される値であり、割合Ａとターゲットまでの距離Ｌが判明すれば、ターゲットの電波反射率を計算することができる。ターゲットの電波反射率を計算することができると、ターゲットが金属であるのか、木材であるのか、人体であるのかといった判別が可能となる。
【００２７】
この発明は、また新規で有用な加工装置を提供する。この加工装置は、加工工具を備えた動力工具と、本発明で創作されたレーダ装置とを備えている。その動力工具に固定されたレーダ装置の送信アンテナは、その加工工具に向けて電波を送信する。
【００２８】
上記の加工装置は、本願発明に係るレーダ装置によって加工工具の近傍を監視する。それにより、加工装置は加工工具に近接する物体の電波反射率や加工工具までの距離を知ることができる。本願発明に係るレーダ装置は、木材をよく透過して、それ以外の物体でよく反射する電波波長を用いることができる。そのために、木材に隠れて加工工具に近接する木材以外の物体を検知して、加工工具の動作を停止させることもできる。
【００２９】
【発明の実施の形態】最初に以下で説明する実施例の主要な特徴を列記する。
（形態１） レーダ装置は２つの受信アンテナを備え、両者は電波の波長の１／４の距離だけ離れて位置している。両者が受信して出力する受信出力は、位相が１／４周期ずれている。
（形態２） レーダ装置は、受信アンテナの受信出力を１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路を備えている。
（形態３） レーダ装置は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具の鋸刃近傍を監視する。
（形態４） レーダ装置は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具の鋸刃近傍を監視し、ターゲットまでの距離を測定する。
（形態５） レーダ装置は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具の鋸刃近傍を監視し、接近したターゲットが人体であるのか材木であるのかを判別する判別手段を備えている。
（形態６） 電動工具は、鋸刃の近傍に向けて電波を送信する送信アンテナを備える本願発明に係るレーダ装置を備えている。
（形態７） レーダ装置は、第１検波出力と第２検波出力を生成する。
（形態８） レーダ装置は、第１検波出力と第２検波出力を生成するとともに、電波の周波数を変更して第３検波出力と第４検波出力を生成する。
【００３０】
【実施例】以下、本願発明に係る実施例について図面を参照して説明する。
（実施例１） 本願発明に係る実施例１のレーダ装置２０を図３に示す。レーダ装置２０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段２１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ２２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する第１受信アンテナ２３と第２受信アンテナ２４を備えている。送信アンテナ２２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して第１受信アンテナ２３と第２受信アンテナ２４で受信される。第１受信アンテナ２３に対して第２受信アンテナ２４は、ターゲット１で反射された電波の進行方向に、電波の波長の１／４の距離だけ後方（下流側）に位置している。周波数ｆが１ＧＨｚ（波長λ＝３０ｃｍ）の電波を使用する場合、第１受信アンテナ２３に対して第２受信アンテナ２４は７．５ｃｍ後方に位置している。
レーダ装置２０は、発振手段２１が出力する送信出力と、第１受信アンテナ２３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する第１検波回路２５を備えている。第１検波回路２５は、発振手段２１が出力する送信出力と、第１受信アンテナ２３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ２５ａを備えている。そして、ミクサ２５ａの出力から高周波成分を除去して第１検波出力を出力するローパスフィルタ回路２５ｂを備えている。また、発振手段２１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ２４が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する第２検波回路２６を備えている。第２検波回路２６は、発振手段２１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ２４が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ２６ａを備えている。そして、ミクサ２６ａの出力から高周波成分を除去して第２検波出力を出力するローパスフィルタ回路２６ｂを備えている。
レーダ装置２０は、第１検波回路２５が出力する第１検波出力と、第２検波回路２６が出力する第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部２９を備えている。
【００３１】
図３は、レーダ装置２０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ２２からターゲット１に向けて送信された電波３が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波５が時刻ｔ３に第１受信アンテナ２３で受信されたとする。第１検波回路２５は、ミクサ２５ａで、発振手段２１が時刻ｔ３に出力する送信出力と、第１受信アンテナ２３が時刻ｔ３に受信して出力する受信出力を乗算して検波する。第１受信アンテナ２３が時刻ｔ３に受信して出力する受信出力は、発振手段２１が時刻ｔ１に出力した送信出力である。従って、ミクサ２５ａによる検波出力Ｍ１は、
そして、ミクサ２５ａの出力はローパスフィルタ回路２５ｂで高周波成分が除去される。従って、第１検波回路２５が出力する第１検波出力Ｖは、
と表される。
【００３２】
第２検波回路２６による第２検波出力Ｕを説明する。ミクサ２６ａは、発振手段２１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ２４が出力する受信出力を検波する。ミクサ２６ａの出力は、ローパスフィルタ回路２６ｂで高周波成分が除去される。第１受信アンテナ２３に対して第２受信アンテナ２４は、ターゲット１で反射された電波５の進行方向に、電波の波長λの１／４の距離だけ後方（下流側）に位置している。そのため、第２受信アンテナ２４が時刻ｔ３に受信する電波５は、時刻ｔ３に第１受信アンテナ２３が受信する電波５に対して、位相が１／４周期だけ遅れている。ここで、１／４周期は１／（４・ｆ）である。即ち、第２受信アンテナ２４が時刻ｔ３に出力する受信出力は、発振手段２１が時刻ｔ１’＝ｔ１−１／（４・ｆ）に出力した送信出力である。ミクサ２６ａによる検波出力Ｍ２は、
となる。ミクサ２６ａの出力はローパスフィルタ回路２６ｂで高周波成分が除去される。従って、第２検波回路２６が出力する第１検波出力Ｕは、
となる。
【００３３】
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕのターゲット１までの距離Ｌに対する変化は図２（Ａ）に示すようになる。図２（Ａ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲット１までの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波出力の値を示している。図２（Ａ）のグラフで、第１検波出力Ｖの変化は曲線で７ａ示され、第２検波出力Ｕの変化は曲線８ａで示される。第１検波出力Ｖを単独で用いると、第１検波出力の出力値Ｖからターゲット１までの距離Ｌを一義に測定することができない。第１検波出力Ｖの大きさ自体は、ターゲットの電波反射率によって大きく変化することから、第１検波出力Ｖの大きさからターゲット１までの距離Ｌを計算することはできない。特に、ターゲット１までの距離がλ／８の整数倍であると、近傍にターゲット１があっても、第１検波出力Ｖはゼロとなり、第１検波出力Ｖのみからでは有用な情報に変換することができない。第２検波出力Ｕを単独で用いた場合も同様であり、第２検波出力Ｕのみからでは有用な情報に変換することができない。
本実施例のレーダ装置では、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの両者を利用することによって、有用な情報、例えばターゲット１までの距離Ｌや、ターゲット１の電波反射率等を計算する。
【００３４】
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、演算部２９に入力される。演算部２９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの両者を用いてターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識する。横軸に第１検波出力Ｖ、縦軸に第２検波出力Ｕをとった直交座標系で、測定された第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを示すと図４（Ａ）となる。ＵＶ直交座標系で示される点Ｑを、極座標系（ｒ，θ）で表現すると、検波出力の振幅Ａとターゲット１までの距離Ｌが次の関係を満たす。
ｒ＝Ａ
θ＝−４π・Ｌ／λ（ラジアン）＝−７２０・Ｌ／λ（度）
即ち、Ａ＝ｒ
Ｌ＝−θλ／７２０
が成立する。ここでθは反時計周りを正とし、角度の単位とする。演算手段２９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを用いて（ｒ，θ）を演算し、（ｒ，θ）の値から距離Ｌと検波出力の振幅Ａを求める。ターゲット１までの距離Ｌがλ／２以下の場合、角度θのみによってターゲット１までの距離Ｌを測定することができる。例えば、送信出力の周波数が１ＧＨｚの場合は波長λが３００ｍｍであるので、ターゲットの距離Ｌを１５０ｍｍまでの測定範囲で一義に測定することができる。このとき、ターゲット１の電波反射率は未知でよい。角度θが２．４度変化すると、ターゲット１までの距離Ｌは１ｍｍ変化する。ターゲット１までの距離Ｌが３７．５ｍｍ変化すると、角度θが９０度変化する。本実施例では周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用したが、所望の測定距離に応じて、使用する電波の周波数を変更すればよい。本願発明のレーダ装置で使用される電波の周波数は３００ＭＨｚ〜５ＧＨｚが好ましく、この場合の一義に測定できる最大距離は３０ｍｍ〜５００ｍｍとなる。さらに好ましい電波の周波数は８００ＭＨｚ〜３ＧＨｚであり、この場合の一義に測定できる最大距離は５０ｍｍ〜１８０ｍｍとなる。上記の周波数帯の電波は透過性が高いため、本願発明のレーダ装置は、電波反射率の小さい物体の後方に隠れて存在する電波反射率の強い物体の測定も可能である。使用する電波の周波数が上記の周波数帯に対して著しく異なる電波を用いると、距離測定の分解能の低下や電波の減衰による測定性能の低下が発生する。
【００３５】
振幅Ａは、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率によって決まる。角度θによってターゲット１までの距離Ｌを知ることができるので、振幅Ａの値からターゲット１の電波反射率を知ることができる。ターゲット１の電波反射率を知ることで、ターゲット１の種別を認識することができる。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）で測定したターゲット１と電波反射率が異なる異質のターゲットの測定結果を示している。詳しくは、図４（Ａ）は金属板の測定結果を示し、図４（Ｂ）は木材の測定結果を示している。図４（Ａ）の点Ｑと図４（Ｂ）の点Ｒは、同じ距離にあるターゲット（点Ｑは金属板、点Ｒは木材）を測定した結果を示している。電波反射率が異なる場合でも角度θは変化しないため、ターゲットの電波反射率が未知でも距離Ｌを測定することができる。それに対し、ｒの値は電波反射率によって変化している。従って、ｒの値からターゲットの電波反射率を知ることができ、ターゲットの種別を認識することができる。
【００３６】
本願の発明者は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具において、動作状態の鋸刃にワーク（木材）以外の物体が近接することを検知するシステムを開発している。そのために、ワーク以外の物体が鋸刃に近接することを認知する手段が必要である。即ち、鋸刃の近くに位置する物体までの距離と、物体がワークか否かの判断を必要とする。さらには、鋸刃近くにワークとワーク以外が混在する場合でも、ワーク以外の物体を認知する必要がある。本願発明のレーダ装置は、至近距離の測定が可能で、ターゲットの種別の認識も可能である。また、透過性の高い周波数の電波を用いているため、電波はワークを透過する。従って、木材の陰に隠れているワーク以外の物体の認知も可能である。例えば人体の認知については、人体の電波反射率は前記の金属板の電波反射率に近いことを実験で確認している。従って、本願発明のレーダ装置は、上記の目的に対して好適に適用することができる。
その実施形態としては、鋸刃が動作してワークを加工する電動工具自身が、鋸刃近傍を監視する手段として本願発明に係るレーダ装置を備えてもよい。さらに電動工具が、レーダ装置の監視によって所定の電波反射率である物体が鋸刃と所定の位置関係となったときに鋸刃の動作を停止する手段を有してもよい。また、警告を発する警告手段を有してもよい。このとき、電波の送受信を行うアンテナには、マイクロストリップアンテナ、又はパッチアンテナを用いると、テーブルソーやマイタソー等の電動工具において、作業に支障をきたすことなく設置することができる。
上述では電動工具の加工工具として鋸刃を用いて説明したが、他の様々な加工工具に対しても本発明は有効に実施することができる。例えば、砥石、ドリル、スクリュウドライバ、フライス、ポンチ等が鋸刃に加えて挙げられる。即ち、電動工具としては、研削盤、ドリルドライバー、フライス盤、釘打ち機等がテーブルソーやマイタソー等に加えて挙げられる。
また、本願発明の技術は、レーダ装置を備えた加工装置の動力源が電力に限られずとも有効であり、電動工具のみならず電力以外を動力源とするエア工具等の加工装置が本願発明に係るレーダ装置を備えても、同一の効果を奏する。
さらには、例えばウォータメス、又はレーザメス等のように加工工具が特定されない加工装置においても、レーダ装置が加工点近傍を監視することにより本願発明は有効である。
【００３７】
また、本願発明のレーダ装置は、電波反射率の低い物体に隠れて存在する電波反射率の高い物体を測定できることから、例えば、木材壁の向こう側にある金属製の物体を測定することができる。即ち、一般に超音波を用いて行われている非破壊検査等に利用することもできる。
【００３８】
（実施例２） 本願発明に係る実施例２のレーダ装置３０を図５に示す。レーダ装置３０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段３１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ３２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ３３を備えている。送信アンテナ３２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ３３で受信される。また、受信アンテナ３３で受信した電波を、発振手段３１で生成される正弦波送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路３７を備えている。受信アンテナ３３で受信した受信出力は、後述する第１検波回路３５と遅延回路３７に入力される。遅延回路３７は入力された受信出力を、送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置３０は、発振手段３１が出力する送信出力と、受信アンテナ３３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する第１検波回路３５を備えている。第１検波回路３５は、発振手段３１が出力する送信出力と受信アンテナ３３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ３５ａを備えている。そして、ミクサ３５ａの出力から高周波成分を除去して第１検波出力を出力するローパスフィルタ回路３５ｂを備えている。また、発振手段３１が出力する送信出力と、遅延回路３７が出力する遅延された受信出力を検波して第２検波出力を出力する、第２検波回路３６を備えている。第２検波回路３６は、発振手段３１が出力する送信出力と、遅延回路３７が出力する遅延された受信出力を乗算して検波するミクサ３６ａを備えている。そして、ミクサ３６ａの出力から高周波成分を除去して第２検波出力を出力するローパスフィルタ回路３６ｂを備えている。
レーダ装置３０は、第１検波回路３５が出力する第１検波出力と、第２検波回路３６が出力する第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部３９を備えている。
【００３９】
図５は、レーダ装置３０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。即ち、実施例１における図３と同一の状態である。上述した実施例１の説明と同様に、時刻ｔ１に送信アンテナ３２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ３３で受信されたとする。第１検波回路３５が出力する第１検波出力Ｖは、実施例１の第１検波回路２５と同様に、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
【００４０】
第２検波回路３６による第２検波出力Ｕを説明する。ミクサ３６ａは、発振手段３１が出力する送信出力と、遅延回路３７が出力する遅延された受信出力を検波する。遅延回路３７は、受信アンテナ３３が受信して出力した受信出力を１／４周期の時間だけ遅延して出力する。１／４周期は１／（４・ｆ）である。即ち、遅延回路３７が時刻ｔ３に出力する遅延された受信出力は、発振手段２１が時刻ｔ１’＝ｔ１−１／（４／ｆ）に出力した送信出力である。従って、第２検波回路３６が出力する第１検波出力Ｕは、実施例１の第２検波回路２６と同様に、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００４１】
実施例２のレーダ装置３０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕが得られる。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、演算部３９に入力される。演算部３９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを用いて、実施例１の演算部２９と同様に演算を行う。本実施例のレーダ装置３０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置３０は、１つの受信アンテナ３３の受信出力から、１／４周期の位相差を持つ２つの受信出力を作り出している。それにより、１／４周期の位相差を持つ２つの受信出力の強度は同一となるため、２つの受信アンテナを用いる実施例１のレーダ装置２０よりも、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算しやすい。
【００４２】
（実施例３） 本願発明に係る実施例３のレーダ装置４０を図６に示す。レーダ装置４０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段４１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ４２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ４３を備えている。また、発振手段４１で生成された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路４７を備えている。発振手段４１で生成された送信出力は、送信アンテナ４２と遅延回路４７に入力される。送信アンテナ４２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ４３で受信される。遅延回路４７は入力された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置４０は、発振手段４１が出力する送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する第１検波回路４５を備えている。第１検波回路４５は、発振手段４１が出力する送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ４５ａを備えている。そして、ミクサ４５ａの出力から高周波成分を除去して第１検波出力を出力するローパスフィルタ回路４５ｂを備えている。また、遅延回路４７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する第２検波回路４６を備えている。第２検波回路４６は、遅延回路４７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ４６ａを備えている。そして、ミクサ４６ａの出力から高周波成分を除去して第２検波出力を出力するローパスフィルタ回路４６ｂを備えている。
レーダ装置４０は、第１検波回路４５が出力する第１検波出力と、第２検波回路４６が出力する第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部４９を備えている。
【００４３】
図６は、レーダ装置４０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。即ち、実施例１における図３と同一の状態である。上述した実施例１の説明と同様に、時刻ｔ１に送信アンテナ４２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ４３で受信されたとする。第１検波回路４５が出力する第１検波出力Ｖは、実施例１の第１検波回路２５と同様に、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
【００４４】
第２検波回路４６による第２検波出力Ｕを説明する。ミクサ４６ａは、遅延回路４７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を検波する。遅延回路４７は、発振手段４１が出力した送信出力を１／４周期の時間だけ遅延して出力する。１／４周期は１／（４・ｆ）である。即ち、遅延回路４７が時刻ｔ３に出力する遅延された送信出力は、発振手段４１が時刻ｔ３’＝ｔ３−１／（４／ｆ）に出力した送信出力である。従って、ミクサ４６ａによる検波出力Ｍ２は、
となる。ミクサ４６ａの出力はローパスフィルタ回路４６ｂで高周波成分が除去される。従って、第２検波回路４６が出力する第２検波出力Ｕは、
となる。
【００４５】
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕのターゲット１までの距離Ｌに対する変化は図２（Ｂ）に示すようになる。図２（Ｂ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲット１までの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波出力の値を示している。図２（Ｂ）のグラフで、第１検波出力Ｖの変化は曲線７ｂ示され、第２検波出力Ｕの変化は曲線８ｂで示される。
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、演算部４９に入力される。演算部４９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの両者を用いてターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識する。横軸に第１検波出力Ｖ、縦軸に第２検波出力Ｕをとった直交座標系で、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを示すと図７となる。図７は図４と同様に、周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用した場合である。ＵＶ直交座標系で示される点Ｓを、極座標系（ｒ、θ）で表現すると、検波出力の振幅Ａとターゲット１までの距離Ｌが次の関係を満たす。
ｒ＝Ａ
θ＝４π・Ｌ／λ（ラジアン）＝７２０・Ｌ／λ（度）
即ち、Ａ＝ｒ
Ｌ＝θλ／７２０
が成立する。ここでθは反時計周りを正とし、角度の単位とする。演算手段４９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを用いて（ｒ、θ）を演算し、（ｒ、θ）の値から距離Ｌと検波出力の振幅Ａを求める。本実施例のレーダ装置４０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置４０は、発振手段４１の１つの送信出力から、１／４周期の位相差を持つ２つの送信出力を作り出している。それにより、１／４周期の位相差を持つ２つの送信出力の強度は同一となるため、実施例２のレーダ装置３０と同様にターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算しやすい。
【００４６】
（実施例４） 本願発明に係る実施例４のレーダ装置５０を図８に示す。レーダ装置５０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段５１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ５２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する第１受信アンテナ５３と第２受信アンテナ５４を備えている。送信アンテナ５２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して第１受信アンテナ５３と第２受信アンテナ５４で受信される。第１受信アンテナ５３に対して第２受信アンテナ５４は、ターゲット１で反射された電波の進行方向に、電波の波長の１／４の距離だけ後方（下流側）に位置している。周波数ｆが１ＧＨｚ（波長λ＝３０ｃｍ）の電波を使用する場合、第１受信アンテナ５３に対して第２受信アンテナ５４は７．５ｃｍ後方に位置している。
レーダ装置５０は、送信出力と受信出力を検波して、検波出力を出力する検波回路５５を備えている。検波回路５５は、送信出力と受信出力を乗算して検波するミクサ５５ａを備えている。そして、ミクサ５５ａの出力から高周波成分を除去して検波出力を出力するローパスフィルタ回路５５ｂを備えている。検波回路５５は、発振手段５１が出力する送信出力と、第１受信アンテナ５３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する。また、検波回路５５は、発振手段５１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ５３が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する。
レーダ装置５０は、検波回路５５が第１検波出力を出力する状態と、第２検波出力を出力する状態を切換える、スイッチ６１を備えている。また、スイッチ６１と同期して動作して第１検波出力と第２検波出力の出力先を切換えるスイッチ６３を備えている。また、サンプルホールド回路６４、６５を備えており、スイッチ６３によって、第１検波出力はサンプルホールド回路６４へ入力され、第２検波出力はサンプルホールド回路６５へ出力される。
レーダ装置５０は、検波回路５５が出力する第１検波出力と第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部５９を備えている。
【００４７】
図８は、レーダ装置５０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ５２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に第１受信アンテナ２３で受信されたとする。スイッチ６１により、検波回路５５が第１検波出力Ｖを出力する状態は、実施例１のレーダ装置２０の第１検波回路２５が、第１検波出力Ｖを出力する状態と同一である。従って、検波回路５５が出力する第１検波出力Ｖは、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
また、スイッチ６１により、検波回路５５が第２検波出力Ｕを出力する状態は、実施例１のレーダ装置２０の第２検波回路２６が、第２検波出力Ｕを出力する状態と同一である。従って、検波回路５５が出力する第２検波出力Ｕは、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００４８】
スイッチ６１によって検波回路５５は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを交互に出力する。スイッチ６３がスイッチ６１と同期して動作するため、第１検波出力Ｖはサンプルホールド回路６４へ出力され、第２検波出力Ｕはサンプルホールド回路６５へ出力される。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、サンプルホールド回路６４、６５を介して演算部５９に入力される。スイッチ６１、６３のスイッチング周期を短くすることで、演算部５９に入力される第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値（Ｕ，Ｖ）は、図４（Ａ）と略一致する。従って、本実施例のレーダ装置５０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置５０は、１つの検波回路５５によって第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを生成する。それにより、２つの検波回路を用いる実施例１のレーダ装置２０と比較して、検波回路の個体差に起因するエラーが生じないため、高い測定精度を実現することができる。
【００４９】
（実施例５） 本願発明に係る実施例５のレーダ装置７０を図９に示す。レーダ装置７０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段７１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ７２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ７３を備えている。送信アンテナ７２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ７３で受信される。また、受信アンテナ７３で受信した電波を、発振手段７１で生成される正弦波送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路７７を備えている。受信アンテナ７３で受信した受信出力は、後述する検波回路７５と遅延回路７７に入力される。遅延回路７７は入力された受信出力を、送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置７０は、送信出力と受信出力を検波して、検波出力を出力する検波回路７５を備えている。検波回路７５は、送信出力と受信出力を乗算して検波するミクサ７５ａを備えている。そして、ミクサ７５ａの出力から高周波成分を除去して検波出力を出力するローパスフィルタ回路７５ｂを備えている。検波回路７５は、発振手段７１が出力する送信出力と、受信アンテナ７３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する。また、検波回路７５は、発振手段７１が出力する送信出力と、遅延回路７７が出力する遅延された受信出力を検波して、第２検波出力を出力する。
レーダ装置７０は、検波回路７５が第１検波出力を出力する状態と、第２検波出力を出力する状態を切換えるスイッチ８１を備えている。また、スイッチ８１と同期して動作して第１検波出力と第２検波出力の出力先を切換えるスイッチ８３を備えている。また、サンプルホールド回路８４、８５を備えており、スイッチ８３によって、第１検波出力はサンプルホールド回路８４へ入力され、第２検波出力はサンプルホールド回路８５へ出力される。
レーダ装置７０は、検波回路７５が出力する第１検波出力と第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部７９を備えている。
【００５０】
図９は、レーダ装置７０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ７２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ７３で受信されたとする。スイッチ８１により、検波回路７５が第１検波出力Ｖを出力する状態は、実施例２のレーダ装置３０の第１検波回路３５が、第１検波出力Ｖを出力する状態と同一である。従って、検波回路７５が出力する第１検波出力Ｖは、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
また、スイッチ８１により、検波回路７５が第２検波出力Ｕを出力する状態は、実施例２のレーダ装置３０の第２検波回路３６が、第２検波出力Ｕを出力する状態と同一である。従って、検波回路７５が出力する第２検波出力Ｕは、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００５１】
スイッチ８１によって検波回路７５は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを交互に出力する。スイッチ８３がスイッチ８１と同期して動作するため、第１検波出力Ｖはサンプルホールド回路８４へ出力され、第２検波出力Ｕはサンプルホールド回路８５へ出力される。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、サンプルホールド回路８４、８５を介して演算部７９に入力される。スイッチ８１、８３のスイッチング周期を短くすることで、演算部８９に入力される第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値（Ｕ，Ｖ）は、図４（Ａ）と略一致する。従って、本実施例のレーダ装置７０においても、実施例２のレーダ装置３０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置７０は、実施例４のレーダ装置５０と同様に１つの検波回路７５によって第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを生成する。それにより、検波回路の個体差に起因するエラーが生じないため、高い測定精度を実現することができる。
【００５２】
（実施例６） 本願発明に係る実施例６のレーダ装置９０を図１０に示す。レーダ装置９０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段９１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ９２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ９３を備えている。また、発振手段９１で生成された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路９７を備えている。発振手段９１で生成された送信出力は、送信アンテナ９２と遅延回路９７に入力される。送信アンテナ９２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ９３で受信される。遅延回路９７は入力された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置９０は、送信出力と受信出力を検波して、検波出力を出力する検波回路９５を備えている。検波回路９５は、送信出力と受信出力を乗算して検波するミクサ９５ａを備えている。そして、ミクサ９５ａの出力から高周波成分を除去して検波出力を出力するローパスフィルタ回路９５ｂを備えている。検波回路９５は、発振手段９１が出力する送信出力と、受信アンテナ９３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する。また、検波回路９５は、遅延回路９７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ９３が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する。
レーダ装置９０は、検波回路９５が第１検波出力を出力する状態と、第２検波出力を出力する状態を切換える、スイッチ１０１を備えている。また、スイッチ１０１と同期して動作して第１検波出力と第２検波出力の出力先を切換えるスイッチ１０３を備えている。また、サンプルホールド回路１０４、１０５を備えており、スイッチ１０３によって、第１検波出力はサンプルホールド回路１０４へ入力され、第２検波出力はサンプルホールド回路１０５へ出力される。
レーダ装置９０は、検波回路９５が出力する第１検波出力と第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部９９を備えている。
【００５３】
図１０は、レーダ装置９０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ９２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ９３で受信されたとする。スイッチ９１により、検波回路９５が第１検波出力Ｖを出力する状態は、実施例３のレーダ装置４０の第１検波回路４５が、第１検波出力Ｖを出力する状態と同一である。従って、検波回路９５が出力する第１検波出力Ｖは、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
また、スイッチ８１により、検波回路９５が第２検波出力Ｕを出力する状態は、実施例３のレーダ装置４０の第２検波回路４６が、第２検波出力Ｕを出力する状態と同一である。従って、検波回路９５が出力する第２検波出力Ｕは、
Ｕ＝Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００５４】
スイッチ１０１によって検波回路９５は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを交互に出力する。スイッチ１０３がスイッチ１０１と同期して動作するため、第１検波出力Ｖはサンプルホールド回路１０４へ出力され、第２検波出力Ｕはサンプルホールド回路１０５へ出力される。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、サンプルホールド回路１０４、１０５を介して演算部９９に入力される。スイッチ１０１、１０３のスイッチング周期を短くすることで、演算部９９に入力される第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値（Ｕ，Ｖ）は、図４（Ｂ）と略一致する。従って、本実施例のレーダ装置５０においても、実施例３のレーダ装置４０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置９０は、実施例４のレーダ装置５０と同様に１つの検波回路９５によって第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを生成する。それにより、検波回路の個体差に起因するエラーが生じないため、高い測定精度を実現することができる。
【００５５】
（実施例７） 本実施例は、本願発明に係るレーダ装置を用いて、２つのターゲットが混在するときに、２つのターゲットの距離の測定と種別の認識を同時に行うものである。従って、使用するレーダ装置は、実施例１〜６のレーダ装置のいずれでもよい。以下に、実施例５のレーダ装置７０を用いた例を示す。
図１１は、実施例５のレーダ装置７０から、距離Ｌ１の位置にターゲット１１１が存在し、距離Ｌ２の位置に壁１１２が存在して状況を示す。レーダ装置７０は、図９に示す構成によるものであるが、図１１では送信アンテナ７２と受信アンテナ７３のみを図示する。
送信アンテナ７２から送信された送信電波１１３は、ターゲット１１１で反射され、その反射電波１１５が受信アンテナ７３で受信される。また、送信電波１１３は壁１１２で反射され、その反射電波１１６が受信アンテナ７３で受信される。従って、受信アンテナ７３で受信される電波は、反射電波１１５と反射電波１１６の重ね合わされたものとなる。検波回路７５のミクサ７５ａによる検波出力Ｍは、
Ｍ＝（送信電波１１３）×（反射電波１１５＋反射電波１１６）
となる。即ち、
となり、ターゲット１１１と壁１１２を、それぞれ単独を検波した検波出力の重ね合わせたものに等しい。レーダ装置７０によってターゲット１１１を単独で測定した場合の第１検波出力をＶ１、第２検波出力をＵ１とする。また、レーダ装置７０によって壁１１２を単独で測定した場合の第１検波出力をＶ２、第２検波出力をＵ２とする。Ｖ１、Ｖ２、Ｕ１、Ｕ２は、
Ｖ１＝ Ａ１・ｃｏｓ［２πｆ（２・Ｌ１／ｃ）］
Ｕ１＝−Ａ１・ｓｉｎ［２πｆ（２・Ｌ１／ｃ）］
Ｖ２＝ Ａ２・ｃｏｓ［２πｆ（２・Ｌ２／ｃ）］
Ｕ２＝−Ａ２・ｓｉｎ［２πｆ（２・Ｌ２／ｃ）］
となる。ここで、電波の周波数はｆである。
従って、図１１で示す状態のとき、レーダ装置７０の第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、
となる。ターゲット１１１の距離Ｌ１と電波反射率Ａ１、壁１１２の距離Ｌ２と電波反射率Ａ２を測定するためには、上式のＡ１、Ｌ１、Ａ２、Ｌ２を求める必要がある。しかしながら、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値のみではＡ１、Ｌ１、Ａ２、Ｌ２を求めることはできない。
【００５６】
本実施例では、上記の第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを、上述のように所定の周波数ｆの電波を用いて得るとともに、周波数ｆ＋Δｆの電波を用いて、新たに第３検波出力Ｖ’と第４検波出力Ｕ’を得る。第３検波出力Ｖ’の生成方法は、電波の周波数が変化したことを除いて第１検波出力Ｖと同一である。また、第４検波出力Ｕ’の生成方法は、電波の周波数が変化したことを除いて第２検波出力Ｕと同一である。ここで、遅延回路７７による遅延時間は、電波の周波数がｆ＋Δｆに変化することに対応して、１／｛４・（ｆ＋Δｆ）｝に変化する。ここで、Δｆはｆに対して一桁程度小さい。第３検波出力Ｖ’と第４検波出力Ｕ’は、
となる。レーダ装置７０は、第３検波出力Ｖ’と第４検波出力Ｕ’を求め、第１検波出力Ｖに対する第３検波出力Ｖ’の変化量ΔＶと、第２検波出力Ｕに対する第４検波出力Ｕ’の変化量ΔＵを計算する。
ここで、上記Ｖ’とＵ’の式をΔｆ／ｆについて展開しΔｆ／ｆの１次の項まで残すと、
となる。上式において、
２πｆ・（２・Ｌ１／ｃ）＝ＦＬ１
２πｆ・（２・Ｌ２／ｃ）＝ＦＬ２
と表記を変更した。即ち、測定によって求められるΔＶとΔＵは、
である。Ｖ、Ｕ、ΔＶ、ΔＵの値が、Ａ１、Ｌ１、Ａ２、Ｌ２と上記の式の関係であることから、Ｖ、Ｕ、ΔＶ、ΔＵの値を用いて、Ａ１、Ｌ１、Ａ２、Ｌ２が求められる。従って、ターゲット１１１の距離Ｌ１の測定と種別の認識と、壁１１２の距離Ｌ２と種別の認識が同時に可能である。
【００５７】
（実施例８） 本実施例は、実施例７のレーダ装置による距離測定方法を応用するものである。本実施例のレーダ装置１３０を図１２に示す。本実施例は、実施例５のレーダ装置７０に、新たに第２受信アンテナ１３４を設けたものである。図１２に示すように、第２受信アンテナ１３４は第１受信アンテナ７３距離Ｌ３だけ離れて位置している。図１２は、壁１２２の中にターゲット１２１が埋設されている。壁１２２は木材のように電波反射率が低い材質であり、ターゲット１２１は金属のように電波反射率が高い材質である。壁の外部からターゲットを目視確認することはできない。
レーダ装置１３０は、送信アンテナ７２からターゲット１２１に向けて電波を送信する。送信された電波は、壁１２２を透過してターゲット１２１で反射して受信アンテナ７３、１３４で受信される。図１２の屈折線１２５は、送信アンテナ７２から送信され、ターゲット１２１で反射して、受信アンテナ７３で受信される電波を示す。また、屈折線１２６は、送信アンテナ７２から送信され、ターゲット１２１で反射して、受信アンテナ１３４で受信される電波を示す。屈曲線１２５の長さはＬ１で、屈曲線１２６の長さはＬ２である。
受信アンテナ７３で受信され出力される受信出力と受信アンテナ１３４で受信され出力される受信出力は、重ね合わせられてレーダ装置１３０の受信出力とされる。この受信出力は、実施例７の受信出力と同様に、２つの受信出力が重なり合ったものである。従って、実施例７と同様の演算により、Ｌ１とＬ２を求めることができる。第１受信アンテナ７３と第２受信アンテナ１３４の距離Ｌ３と併せて演算することで、壁１２２に埋設されたターゲット１２１の位置を２次元で測定することができる。
【００５８】
以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。
また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のドップラーレーダの形態を示す図。
【図２】第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの変化を示すグラフ。
【図３】本発明に係る実施例１を示す図。
【図４】第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの関係の１形態を示すグラフ。
【図５】本発明に係る実施例２を示す図。
【図６】本発明に係る実施例３を示す図。
【図７】第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの関係の１形態を示すグラフ。
【図８】本発明に係る実施例４を示す図。
【図９】本発明に係る実施例５を示す図。
【図１０】本発明に係る実施例６を示す図。
【図１１】本発明に係る実施例７を示す図。
【図１２】本発明に係る実施例８を示す図。
【符号の説明】
１、１１１、１２１・・・ターゲット
２・・・ターゲット１までの距離Ｌを示す曲線
３・・・送信された電波
４・・・送信された電波の進行を示す直線
５・・・反射された電波
６・・・反射された電波の進行を示す直線
７・・・第１検波出力Ｖの変化を示す曲線
８・・・第２検波出力Ｕの変化を示す曲線
９・・・第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの関係を示す曲線
１０・・・従来のドップラ方式のレーダ装置
２０・・・実施例１のレーダ装置
３０・・・実施例２のレーダ装置
４０・・・実施例３のレーダ装置
５０・・・実施例４のレーダ装置
７０・・・実施例５のレーダ装置
９０・・・実施例６のレーダ装置
１３０・・・実施例８のレーダ装置
１１、２１、３１、４１、５１、７１、９１・・・発振手段
１２、２２、３２、４２、５２、７２、９２・・・送信アンテナ
１３、２３、３３、４３、５３、７３、９３・・・（第１）受信アンテナ
２４、５４、１３４・・・第２受信アンテナ
１５、２５、３５、４５、５５、７５、９５・・・（第１）検波回路
１５ａ、２５ａ、３５ａ、４５ａ、５５ａ、７５ａ、９５ａ・・・ミクサ
１５ｂ、２５ｂ、３５ｂ、４５ｂ、５５ｂ、７５ｂ、９５ｂ・・・ローパスフィルタ回路
２６、３６、４６・・・第２検波回路
２６ａ、３６ａ、４６ａ・・・ミクサ
２６ｂ、３６ｂ、４６ｂ・・・ローパスフィルタ回路
３７、４７、７７、９７・・・遅延回路
６１、６３、８１〜８３、１０１〜１０３・・・スイッチ
６４、６５、８４、８５、１０４、１０５・・・サンプルホールド回路
１１３・・・送信された電波
１１５、１１６・・・反射された電波
１２５、１２６・・・電波の進行を示す屈曲線
【発明の属する技術分野】本発明は距離を測定する技術に関する。詳しくは、電波を用いて至近距離（０〜数十ｃｍ程度）に位置しているターゲットまでの距離を測定することができる技術に関する。
本発明はまたターゲットの電波反射率を測定する技術にも関する。電波反射率からターゲットを構成する物質の種類が明らかになる。
【０００２】
【従来の技術】電波を用いてターゲットまでの距離を測定するレーダ技術では、ＦＭ−ＣＷ方式やパルス方式が開発されている。ＦＭ−ＣＷ方式では、周波数変調された送信出力とターゲットで反射して受信した信号を比較し、送信出力と受信出力の周波数の差からターゲットまでの距離を測定する。パルス方式では、送信したパルス波とターゲットで反射して受信したパルス波を比較し、送信パルス波に対する受信パルス波の遅れ時間からターゲットまでの距離を測定する。
ターゲットが至近距離に位置していると、ＦＭ−ＣＷ方式では、送信出力に対する受信出力の遅れ時間が短くなり、送信出力と受信出力の周波数が略一致してしまう。ノイズ対策などを施しても有意な周波数差を識別することは難しく、至近距離の測定は極めて困難である。
ターゲットが至近距離に位置していると、パルス方式では、送信パルス波に対する受信パルス波の遅れ時間が短くなり、送信パルス波と受信パルス波が重複してしまう。そのため、送信出力を直接的に受信する、いわゆる漏れ波形などのノイズと受信パルス波を識別することは難しく、至近距離の測定は極めて困難である。
また、ＦＭ−ＣＷ方式のレーダやパルス方式のレーダは、回路構成が複雑で高価である。
【０００３】
ドップラ効果を利用するレーダ装置が知られている。ドップラ方式のレーダ装置は、正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナと、ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナと、送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する検波回路を利用する。回路構成が比較的簡単である。検波回路からは、ドップラ効果に伴う振動が出力され、その振動の周波数からターゲットの移動速度を測定することができる。ドップラ効果を利用するため、静止又は低速で移動しているターゲットの測定には利用できないという問題がある。
【０００４】
特許文献１には、ドップラ式のレーダ装置によって、人体が近距離内に存在しているか否かを判定する人体検知装置が開示されている。この装置では、正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナと、ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナと、送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する検波回路を利用する。そして人体が接近する前の検波回路の出力と、現に観測されている検波回路の出力をソフトウエアを利用して解析し、人体の有無を判定する。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２７７５５８
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ドップラ式のレーダ装置の場合、受信アンテナの受信出力は、ターゲットまでの距離に依存して周期的に変動し、ターゲットまでの距離を測定することが難しい。特許文献１の技術でも、人体が近距離内に存在しているか否かを判定するに留まっており、人体までの距離を測定することはできない。また、受信アンテナの受信出力がゼロとなる距離で人体が静止していると、受信出力がゼロとなり、人体が存在していない場合と判断することができない。特許文献１の技術では、人体が長時間に亘って静止していることはないとして誤判定を防ぐロジックを採用して言うが、このロジックは長時間に亘って静止していることがある物体に対しては使えない。
本発明の１つの課題は、物体や人体等のターゲットまでの距離を測定することができるレーダ技術を提供することである。
本発明の他の１つの課題は、受信アンテナの受信出力がゼロとなる距離でターゲットが静止していても、ターゲットが存在していないとする結果を誤出力することにないレーダ技術を提供することである。
本発明のさらに他の１つの課題は、至近距離に存在するターゲットの電波反射率を測定することができるレーダ技術を提供することである。これができれば、ターゲットの電波反射率からターゲットが人体であるのか木材であるのか金属であるのか等を識別することが可能となる。
なお上記の課題は、それぞれに未解決な課題であり、本発明によって解決された課題である。本発明の目的は、上記課題の全部を解決することに限られるものではなく、うちの１つの課題を解決することができれば発明の目的が達成されたものと解釈されるべきものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段と作用と効果】本発明で創作されたレーダ装置は、正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナと、ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナと、送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する第１検波回路と、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすシフト手段と、シフト手段で位相がずらされた一方の出力と位相がずらされない他方の出力を乗算する第２検波回路を備えていることを特徴とする。
【０００８】
このレーダ装置では、ターゲットに正弦波電波を送信し、ターゲットで反射した電波を受信し、第１検波回路で送信出力と受信出力を乗算する。乗算値は、ターゲットまでの距離によって周期的に変動する。
使用する電波の波長λとし、レーダ装置からターゲットまでの距離をＬとし、第１検波回路の出力から高周波成分を除去した電圧（上記乗算値から高周波成分を除去した値に等しい）をＶとし、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合をＡとすると、詳しくは後記する説明から明らかに、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ） ・・・（Ａ）
となる。上記（Ａ）式は、従来のドップラーレーダが用いる式であり、ターゲットが時刻ｔ０に距離Ｌ０にあって速度ｖで移動しているとすれば、
Ｌ＝ｖ（ｔ−ｔ０）＋Ｌ０ ・・・（Ｂ）
式で表されることから（Ａ）式は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ［４π｛ｖ（ｔ−ｔ０）＋Ｌ０｝／λ］ ・・・（Ｃ）
となる。（Ｃ）式から、検波出力Ｖの振動周期からターゲットの移動速度ｖを測定できることがわかる。これに対してターゲットまでの距離Ｌを測定する場合には、（Ａ）式を用いる必要があるが、第１には送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａが未知であって、ターゲットまでの距離Ｌを計算することができないという問題がある。第２に（４πＬ／λ）＝π／２、３π／２、５π／２等が成立する距離では、ターゲットが存在しているのにもかかわらず、検波出力Ｖがゼロになってしまい、ターゲットが存在していない場合と区別することができない。
【０００９】
本発明では、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすシフト手段と、シフト手段で位相がずらされた一方の出力と位相がずらされない他方の出力を乗算する第２検波回路を利用することによって、上記の問題、即ち、ターゲットまでの距離Ｌを計算することができないという問題を解決し、ターゲットが存在しているのにもかかわらずターゲットが存在していない場合と区別することができないという問題を解決し、ターゲットの電波反射率に依存して変化する送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａを計算できるようにするという課題を実現する。これらは、いずれも本発明で達成されものであり、いずれか１つの目的を達成するために本発明を実施することができる。
本発明のレーダ装置の場合、詳しくは後記するが、第１検波回路の出力から高周波成分を除去した電圧Ｖは（Ａ）式に従って、Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）となるのに対し、第２検波回路の出力から高周波成分を除去した電圧をＵとすると、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ） ・・・（Ｄ）
となる。
第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの、ターゲットまでの距離Ｌに対する変化を図２に示す。図２（Ａ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲットまでの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波信号の値を示している。図２（Ａ）のグラフで、第１検波信号Ｖの変化は曲線７ａで示され、第２検波信号Ｕの変化は曲線８ａで示されている。第１検波信号Ｖを単独で用いると、第１検波信号の出力値からターゲットまでの距離Ｌを一義に測定することができない。第２検波信号Ｕを単独で用いた場合も同様である。図２（Ａ）に示すように、第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の組み合わせは、ターゲットまでの距離Ｌによって一義に決まる。本願発明のレーダ装置は、ターゲットまでの距離Ｌを一義に決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。本願発明のレーダ装置によると、ターゲットまでの距離Ｌを一義に測定することが可能となる。
第１検波信号と第２検波信号の振幅Ａ（これは送信出力の強度を規格化しておけば、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合に等しくなる）は、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決まる。第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの値から、振幅Ａの大きさを計算できる。本願発明のレーダ装置は、振幅Ａの大きさを決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。距離Ｌに対する振幅Ａの大きさを計算することで、ターゲットの電波反射率を知ることができる。ターゲットの電波反射率を知ることができれば、ターゲットの物質種別を認識することができる。
ターゲットまでの距離Ｌが近いほど第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの振幅Ａは大きいため、本願発明に係るレーダ装置は、ターゲットまでの距離Ｌが略ゼロからＬ＝λ／２までの至近距離内の測定を好適に実施することができる。
【００１０】
図１（Ａ）は、従来のドップラ方式のレーダ装置１０でターゲット１までの距離Ｌを測定する原理を示す。ターゲット１は、静止していてもよいし移動していてもよい。レーダ装置１０は、正弦波送信出力を発振する発振手段１１と、正弦波送信出力から得られた正弦波電波をターゲット１に向けて送信する送信アンテナ１２と、ターゲット１で反射した電波を受信する受信アンテナ１３と、検波回路１５を有している。検波回路１５は、送信アンテナ１２が送信した送信出力と受信アンテナ１３が受信した受信出力を乗算するミクサ１５ａと、ミクサ１５ａの出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタ１５ｂを備えている。
図１（Ｂ）のグラフは、縦軸がレーダ装置１０からターゲット１の方向への距離Ｌを示し、横軸が時刻を示している。曲線２は、ターゲット１までの距離Ｌの時間変化を示している。時刻ｔ１にレーダ装置１０から送信された電波３は、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置するターゲット１で反射され（図１（Ｂ）の点Ｐ）、時刻ｔ３に受信される。このとき、図１（Ｂ）の直線４は時刻ｔ１で送信された電波３の進行位置の時間変化を示し、直線６は時刻ｔ２にターゲットで反射された電波５の進行位置の時間変化を示す。電波の速度をｃ（ｃは光速である）とすると、横軸と直線４がなす角度θは、
θ＝ａｒｃｔａｎ（ｃ）である。
また、直線６と横軸がなす角度もθとなる。以下では、甲と乙がなす角度と表現したとき、甲から反時計周りに乙に至る角度を示す。
【００１１】
時刻ｔ３における検波回路１５の出力電圧は、時刻ｔ３で送信する送信出力と時刻ｔ３で受信する受信出力を処理したものとなる。時刻ｔ３で受信する受信出力は、時刻ｔ１に送信された電波がターゲット１で反射したものである。ミクサ１５ａからの出力電圧Ｍは、電波の周波数をｆとすると、
（ｔ３−ｔ１）＝２・Ｌ２／ｃ
となる。また、時間（ｔ２−ｔ１）は、時刻ｔ１に電波が送信されてから、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置するターゲット１で反射されるまでの時間である。また、時間（ｔ３−ｔ２）は、時刻ｔ２に距離Ｌ２に位置するターゲット１で反射されてから時刻ｔ３に受信されるまでの時間である。両者とも、電波は距離Ｌ２を進むことになるので、時間（ｔ２−ｔ１）と時間（ｔ３−ｔ２）は等しく、
（ｔ２−ｔ１）＝（ｔ３−ｔ２）＝Ｌ２／ｃ
となり、
（ｔ３＋ｔ１）＝２・ｔ３−２・Ｌ２／ｃ
となる。従って、ミクサ１５ａからの出力電圧Ｍは、
【００１２】
ここで、時刻ｔ２におけるターゲット１までの距離Ｌ２と時刻ｔ３におけるターゲット１までの距離Ｌ３の差をΔＬ２３とすると、
Ｌ３＝Ｌ２＋ΔＬ２３＝Ｌ２・（１＋ΔＬ２３／Ｌ２）
である。ΔＬ２３は、反射された電波５が距離Ｌ２を進む時間に、ターゲット１が位置を変更した距離である。本願発明は至近距離のターゲットを測定するレーダ装置に関するものであるため、ΔＬ２３は極めて微小である。例えば、Ｌ２＝１ｍとし、ターゲットが音速で移動していたとしても、ΔＬ２３＝１μｍである。したがって、１＋ΔＬ２３／Ｌ２＝１と近似する。よって、Ｌ２＝Ｌ３である。
上記した時刻ｔ３における検波Ｍは、時刻ｔ３に限らず一般的な時刻ｔについて成り立つので、時刻ｔにおけるターゲット１までの距離をＬとすると、
上式において、第２項は振動数２ｆの高い周波数で振動する項であり、ローパスフィルタ回路１５ｂによって除去することができる。また、上記では送信出力と受信出力の振幅について詳しく記述していないが、検波後の振幅Ａはターゲット１の電波反射率とターゲット１までの距離Ｌなどによって変化することが一般に知られている。従って、検波回路１５によって得られる検波信号は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬｆ／ｃ）又は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ））と表される。
これが前記した（Ａ）式である。
【００１３】
本願発明に係るレーダ装置では、第２検波回路が検波する送信出力と受信出力の位相差が、第１検波回路が検波する送信出力と受信出力の位相差から、１／４周期の差分を持つようにする。そのために、第２検波回路が入力する送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期だけシフトさせる。即ち、第２検波回路が検波する送信出力と受信出力は、一方が第１検波回路のそれと同一位相であり、他方が１／４周期の位相差を持つ。
【００１４】
第２検波回路は、時刻ｔ３に送信する送信出力と、時刻ｔ３’に受信する受信出力を検波する。時刻ｔ３’は時刻ｔ３に対して、１／（４・ｆ）だけシフトした時刻である。時刻ｔ３’に受信した電波が送信アンテナからターゲットに送信された時刻をｔ１’とすると、時刻ｔ１’は時刻ｔ１に対して、１／（４・ｆ）だけシフトした時刻である。即ち、第２検波回路は、時刻ｔ３の送信出力と時刻ｔ１’の送信出力を検波する。第２検波回路の出力電圧Ｍ２は、
ｔ３−ｔ１’＝ｔ３−ｔ１＋１／（４・ｆ）
即ち、
ｔ３−ｔ１’＝２Ｌ／ｃ＋１／（４・ｆ）
が成立する。
第１検波出力と同様に、第２検波出力Ｍ２の第２項の高周波成分は除去され、第２検波出力Ｕは、
【００１５】
前記から明らかに、本発明で重要なことは、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすことであり、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすのは、そのための一手法にすぎないことである。より一般的にいえば、送信アンテナと第１検波回路間、受信アンテナと第１検波回路間、送信アンテナと第２検波回路間、受信アンテナと第２検波回路間の少なくとも一箇所に、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすシフト手段が設けられていれば、本発明の目的を得ることができる。
例えば、第２検波回路を検波する受信出力と送信出力の両者の位相を変化させてもよい。第１検波回路が、時刻ｔ３の送信出力と時刻ｔ３の受信出力を検波するものとする。即ち、時刻ｔ３の送信出力と時刻ｔ１の送信出力を検波するものとする。このとき、第２検波回路が時刻ｔ３’の送信出力と時刻ｔ１’の送信出力を検波するものとする。ここで、
ｔ３−ｔ１＝ｔ３’−ｔ１’±１／（４ｆ）＋ｋ／ｆ
であるものとする。ここで、ｋは整数であり、ｆは電波の周波数である。
上記の式は、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらされていることを示している。
第１検波回路による検波Ｍ１は、
Ｖ＝Ａｃｏｓ｛２πｆ（ｔ３−ｔ１）｝
Ｕ＝Ａｃｏｓ｛２πｆ（ｔ３’−ｔ１’）｝
となる。前記したように、
ｔ３−ｔ１＝ｔ３’−ｔ１’±１／（４ｆ）＋ｋ／ｆ
であることから、
以上から理解されるように、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすと、第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕは、図２（Ａ）又は（Ｂ）で示すように変化し、どちらかゼロになれば他方がゼロでないことから、存在するターゲットを検出しそこねることがない。また、ターゲットまでの距離を測定することができる。さらに、ターゲットの電波反射率を知ることができ、ターゲットの電波反射率からターゲット物質の種類を認識することができる。
本願発明は至近距離に位置するターゲットの距離を測定することを主たる目的としている。多くの場合でＬ＜λ／２となる。ターゲットの距離Ｌに対して電波の波長λを決め、使用する電波の周波数を決めてもよい。例えば、１５０ｍｍ以内の距離に位置しているターゲットの測定には、周波数１ＧＨｚの電波を用いることが好ましい。
【００１６】
第１検波回路の出力Ｖと第２検波回路の出力Ｕの比からターゲットまでの距離を計算する手段をさらに有することが好ましい。
前記した（Ａ）式と（Ｄ）式から、
【００１７】
第１検波回路の出力の自乗値と第２検波回路の出力の自乗値の加算値からターゲットの反射率を計算する手段を有することが好ましい。
前記した（Ａ）式と（Ｄ）式から、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合をＡとすると、
Ａ＝（Ｕ２＋Ｖ２）の平方根 ・・（Ｆ）
の式が成立する。第１検波回路の出力Ｕの自乗値と第２検波回路の出力Ｖの自乗値の加算値（Ｕ２＋Ｖ２）から、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａを計算することができる。割合Ａは、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決定される値であり、割合Ａとターゲットまでの距離Ｌが判明すれば、ターゲットの電波反射率を計算する手段を用意することがでる。ターゲットの電波反射率を計算することができると、ターゲットが金属であるのか、木材であるのか、人体であるのかといった判別が可能となる。
【００１８】
本技術では、第２検波回路が入力する送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期だけシフトさせることによって、第２検波回路を検波する送信出力と受信出力の位相差が、第１検波回路を検波する送信出力と受信出力の位相差から１／４周期の差分を持つようにする。例えば、第２検波回路が入力する受信出力を、第１検波回路が入力する受信出力から、１／４周期だけ遅らせる。この場合、ターゲットから見て受信アンテナよりも電波波長の整数倍の距離に電波波長の１／４の距離を加えた距離だけ遠くに位置している第２受信アンテナを設け、その第２受信アンテナによって第１検波回路を検波する受信出力よりも位相が１／４周期遅れた第２受信出力を得るようにすることができる。第２受信出力は第２検波回路によって処理される。
【００１９】
このレーダ装置では、第１検波回路が受信アンテナで受信した受信出力を入力し、第２検波回路が第２受信アンテナで受信した受信出力を入力する。第２受信アンテナは、ターゲットから見て受信アンテナよりも電波波長の１／４の距離だけ遠くに位置しており、第２受信アンテナで受信する受信出力は受信アンテナで受信する受信出力よりも位相が１／４周期遅れている。アンテナの位置を物理的にシフトすることによって、第１検波回路が入力する受信出力の位相と第２検波回路が入力する受信出力の位相を１／４周期だけ遅らせることができる。
【００２０】
２本の受信アンテナを利用する代わりに、受信アンテナの受信出力を２分し、一方についてはそのまま第１検波回路に出力する一方、２分された他方については１／４周期遅延させて第２検波回路に出力するようにしてもよい。即ち、受信出力を１／４周期だけ遅延させる手段を利用してもよい。
あるいは、送信アンテナの送信出力を１／４周期遅延させて第２検波回路に出力する送信出力遅延手段を利用してもよい。
この場合、第２検波回路は時刻ｔ３’に送信された送信出力と、時刻ｔ３に受信する受信出力を検波する。時刻ｔ３’は時刻ｔ３に対して、１／（４・ｆ）だけ先立つ時刻である。時刻ｔ３に受信する受信出力は、時刻ｔ１に送信された送信出力である。第２検波回路は、時刻ｔ３’に送信された送信出力と、時刻ｔ１送信された送信出力を検波する。第２検波回路での検波出力Ｍ２は、
ｔ３’−ｔ１＝ｔ３−ｔ１−１／（４・ｆ）
であり、
ｔ３−ｔ１＝２Ｌ／ｃ−１／（４・ｆ）
である。第１検波信号と同様に第２検波回路の検波出力Ｍ２の第２項の高周波成分は除去されるので、第２検波信号Ｕは、
Ｕ＝Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）となる。
【００２１】
第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの、ターゲットまでの距離Ｌに対する変化を図２（Ｂ）に示す。図２（Ｂ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲットまでの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波信号の値を示している。図２（Ｂ）のグラフで、第１検波信号Ｖの変化は曲線７ｂで示され、第２検波信号Ｕの変化は曲線８ａで示されている。図２（Ｂ）に示すように、第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の組み合わせは、ターゲットまでの距離Ｌによって一義に決まる。本願発明のレーダ装置は、ターゲットまでの距離Ｌを一義に決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。本願発明のレーダ装置によると、ターゲットまでの距離Ｌを一義に測定することが可能となる。
第１検波信号と第２検波信号の振幅Ａ（これは送信出力の強度を規格化しておけば、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合に等しくなる）は、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決まる。第１検波信号Ｖと第２検波信号Ｕの値から、振幅Ａの大きさを計算できる。本願発明のレーダ装置は、振幅Ａの大きさを決定するのに必要充分な第１検波信号Ｖの値と第２検波信号Ｕの値の両者を提供する。距離Ｌに対する振幅Ａの大きさを計算することで、ターゲットの電波反射率を知ることができる。ターゲットの電波反射率を知ることができれば、ターゲットの物質種別を認識することができる。
２本の受信アンテナを利用する代わりに、受信出力を１／４周期だけ遅延させて第２検波回路に出力する手段を利用したり、送信出力を１／４周期だけ遅延させて第２検波回路に出力する手段を利用すると、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａは計算しやすくなり、一層に好ましい。
【００２２】
同一の検波回路を利用し、あるときには第１検波回路として利用し、次のときには第２検波回路として利用することもできる。同一の検波回路で、あるときには第１検波回路を構成し、次のときには第２検波回路を構成するのである。このためには、検波回路に送信出力と受信出力を出力してそのときには第１検波回路を形成する一方、次のときには同じ検波回路にいずれか一方の位相が１／４周期ずらされ他方の位相がずらされていない送信出力と受信出力を出力して第２検波回路を形成する切換え手段を設ける。
このレーダ装置は、同一の検波回路を用いて第１検波回路と第２検波回路を構成するため、検波回路の個体差に起因するエラーが生じない。従って、高い測定精度を実現することができる。
【００２３】
この発明は、新規で有用な距離測定方法を創作したということもできる。この距離測定方法では、正弦波電波をターゲットに向けて送信する工程と、ターゲットで反射した電波を受信する工程と、送信出力と受信出力を乗算する第１検波工程と、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらし、位相がずらされない他方の出力と乗算する第２検波工程と、第１検波工程で得られる出力と第２検波工程で得られる出力の比からターゲットまでの距離を計算する工程をを備えている。
【００２４】
第１検波工程を実施することによって、
第１検波出力 Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）が得られる。
第２検波工程を実施することによって、
第２検波出力 Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）が得られる。
従って、
ターゲットまでの距離Ｌ＝（λ／４π）ａｒｃｔａｎ（−Ｕ／Ｖ）
の式から、ターゲットまでの距離Ｌを計算することができる。
【００２５】
この発明はまた、新規で有用な、ターゲットの電波反射率を測定する方法を創作したということもできる。この距離測定方法では、正弦波電波をターゲットに向けて送信する工程と、ターゲットで反射した電波を受信する工程と、送信出力と受信出力を乗算する第１検波工程と、送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらし、位相がずらされない他方の出力と乗算する第２検波工程と、第１検波工程で得られる出力の自乗値と第２検波工程で得られる出力の自乗値の加算値からターゲットの反射率を計算する工程を備える。
【００２６】
第１検波工程を実施することによって、
第１検波出力 Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）が得られる。
第２検波工程を実施することによって、
第２検波出力 Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）が得られる。
従って、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合をＡとすると、
Ａ＝（Ｕ２＋Ｖ２）の平方根の式が得られ、送信出力の強度に対する受信出力の強度の割合Ａを計算することができる。この割合Ａは、ターゲットまでの距離Ｌとターゲットの電波反射率によって決定される値であり、割合Ａとターゲットまでの距離Ｌが判明すれば、ターゲットの電波反射率を計算することができる。ターゲットの電波反射率を計算することができると、ターゲットが金属であるのか、木材であるのか、人体であるのかといった判別が可能となる。
【００２７】
この発明は、また新規で有用な加工装置を提供する。この加工装置は、加工工具を備えた動力工具と、本発明で創作されたレーダ装置とを備えている。その動力工具に固定されたレーダ装置の送信アンテナは、その加工工具に向けて電波を送信する。
【００２８】
上記の加工装置は、本願発明に係るレーダ装置によって加工工具の近傍を監視する。それにより、加工装置は加工工具に近接する物体の電波反射率や加工工具までの距離を知ることができる。本願発明に係るレーダ装置は、木材をよく透過して、それ以外の物体でよく反射する電波波長を用いることができる。そのために、木材に隠れて加工工具に近接する木材以外の物体を検知して、加工工具の動作を停止させることもできる。
【００２９】
【発明の実施の形態】最初に以下で説明する実施例の主要な特徴を列記する。
（形態１） レーダ装置は２つの受信アンテナを備え、両者は電波の波長の１／４の距離だけ離れて位置している。両者が受信して出力する受信出力は、位相が１／４周期ずれている。
（形態２） レーダ装置は、受信アンテナの受信出力を１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路を備えている。
（形態３） レーダ装置は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具の鋸刃近傍を監視する。
（形態４） レーダ装置は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具の鋸刃近傍を監視し、ターゲットまでの距離を測定する。
（形態５） レーダ装置は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具の鋸刃近傍を監視し、接近したターゲットが人体であるのか材木であるのかを判別する判別手段を備えている。
（形態６） 電動工具は、鋸刃の近傍に向けて電波を送信する送信アンテナを備える本願発明に係るレーダ装置を備えている。
（形態７） レーダ装置は、第１検波出力と第２検波出力を生成する。
（形態８） レーダ装置は、第１検波出力と第２検波出力を生成するとともに、電波の周波数を変更して第３検波出力と第４検波出力を生成する。
【００３０】
【実施例】以下、本願発明に係る実施例について図面を参照して説明する。
（実施例１） 本願発明に係る実施例１のレーダ装置２０を図３に示す。レーダ装置２０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段２１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ２２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する第１受信アンテナ２３と第２受信アンテナ２４を備えている。送信アンテナ２２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して第１受信アンテナ２３と第２受信アンテナ２４で受信される。第１受信アンテナ２３に対して第２受信アンテナ２４は、ターゲット１で反射された電波の進行方向に、電波の波長の１／４の距離だけ後方（下流側）に位置している。周波数ｆが１ＧＨｚ（波長λ＝３０ｃｍ）の電波を使用する場合、第１受信アンテナ２３に対して第２受信アンテナ２４は７．５ｃｍ後方に位置している。
レーダ装置２０は、発振手段２１が出力する送信出力と、第１受信アンテナ２３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する第１検波回路２５を備えている。第１検波回路２５は、発振手段２１が出力する送信出力と、第１受信アンテナ２３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ２５ａを備えている。そして、ミクサ２５ａの出力から高周波成分を除去して第１検波出力を出力するローパスフィルタ回路２５ｂを備えている。また、発振手段２１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ２４が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する第２検波回路２６を備えている。第２検波回路２６は、発振手段２１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ２４が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ２６ａを備えている。そして、ミクサ２６ａの出力から高周波成分を除去して第２検波出力を出力するローパスフィルタ回路２６ｂを備えている。
レーダ装置２０は、第１検波回路２５が出力する第１検波出力と、第２検波回路２６が出力する第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部２９を備えている。
【００３１】
図３は、レーダ装置２０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ２２からターゲット１に向けて送信された電波３が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波５が時刻ｔ３に第１受信アンテナ２３で受信されたとする。第１検波回路２５は、ミクサ２５ａで、発振手段２１が時刻ｔ３に出力する送信出力と、第１受信アンテナ２３が時刻ｔ３に受信して出力する受信出力を乗算して検波する。第１受信アンテナ２３が時刻ｔ３に受信して出力する受信出力は、発振手段２１が時刻ｔ１に出力した送信出力である。従って、ミクサ２５ａによる検波出力Ｍ１は、
【００３２】
第２検波回路２６による第２検波出力Ｕを説明する。ミクサ２６ａは、発振手段２１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ２４が出力する受信出力を検波する。ミクサ２６ａの出力は、ローパスフィルタ回路２６ｂで高周波成分が除去される。第１受信アンテナ２３に対して第２受信アンテナ２４は、ターゲット１で反射された電波５の進行方向に、電波の波長λの１／４の距離だけ後方（下流側）に位置している。そのため、第２受信アンテナ２４が時刻ｔ３に受信する電波５は、時刻ｔ３に第１受信アンテナ２３が受信する電波５に対して、位相が１／４周期だけ遅れている。ここで、１／４周期は１／（４・ｆ）である。即ち、第２受信アンテナ２４が時刻ｔ３に出力する受信出力は、発振手段２１が時刻ｔ１’＝ｔ１−１／（４・ｆ）に出力した送信出力である。ミクサ２６ａによる検波出力Ｍ２は、
【００３３】
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕのターゲット１までの距離Ｌに対する変化は図２（Ａ）に示すようになる。図２（Ａ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲット１までの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波出力の値を示している。図２（Ａ）のグラフで、第１検波出力Ｖの変化は曲線で７ａ示され、第２検波出力Ｕの変化は曲線８ａで示される。第１検波出力Ｖを単独で用いると、第１検波出力の出力値Ｖからターゲット１までの距離Ｌを一義に測定することができない。第１検波出力Ｖの大きさ自体は、ターゲットの電波反射率によって大きく変化することから、第１検波出力Ｖの大きさからターゲット１までの距離Ｌを計算することはできない。特に、ターゲット１までの距離がλ／８の整数倍であると、近傍にターゲット１があっても、第１検波出力Ｖはゼロとなり、第１検波出力Ｖのみからでは有用な情報に変換することができない。第２検波出力Ｕを単独で用いた場合も同様であり、第２検波出力Ｕのみからでは有用な情報に変換することができない。
本実施例のレーダ装置では、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの両者を利用することによって、有用な情報、例えばターゲット１までの距離Ｌや、ターゲット１の電波反射率等を計算する。
【００３４】
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、演算部２９に入力される。演算部２９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの両者を用いてターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識する。横軸に第１検波出力Ｖ、縦軸に第２検波出力Ｕをとった直交座標系で、測定された第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを示すと図４（Ａ）となる。ＵＶ直交座標系で示される点Ｑを、極座標系（ｒ，θ）で表現すると、検波出力の振幅Ａとターゲット１までの距離Ｌが次の関係を満たす。
ｒ＝Ａ
θ＝−４π・Ｌ／λ（ラジアン）＝−７２０・Ｌ／λ（度）
即ち、Ａ＝ｒ
Ｌ＝−θλ／７２０
が成立する。ここでθは反時計周りを正とし、角度の単位とする。演算手段２９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを用いて（ｒ，θ）を演算し、（ｒ，θ）の値から距離Ｌと検波出力の振幅Ａを求める。ターゲット１までの距離Ｌがλ／２以下の場合、角度θのみによってターゲット１までの距離Ｌを測定することができる。例えば、送信出力の周波数が１ＧＨｚの場合は波長λが３００ｍｍであるので、ターゲットの距離Ｌを１５０ｍｍまでの測定範囲で一義に測定することができる。このとき、ターゲット１の電波反射率は未知でよい。角度θが２．４度変化すると、ターゲット１までの距離Ｌは１ｍｍ変化する。ターゲット１までの距離Ｌが３７．５ｍｍ変化すると、角度θが９０度変化する。本実施例では周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用したが、所望の測定距離に応じて、使用する電波の周波数を変更すればよい。本願発明のレーダ装置で使用される電波の周波数は３００ＭＨｚ〜５ＧＨｚが好ましく、この場合の一義に測定できる最大距離は３０ｍｍ〜５００ｍｍとなる。さらに好ましい電波の周波数は８００ＭＨｚ〜３ＧＨｚであり、この場合の一義に測定できる最大距離は５０ｍｍ〜１８０ｍｍとなる。上記の周波数帯の電波は透過性が高いため、本願発明のレーダ装置は、電波反射率の小さい物体の後方に隠れて存在する電波反射率の強い物体の測定も可能である。使用する電波の周波数が上記の周波数帯に対して著しく異なる電波を用いると、距離測定の分解能の低下や電波の減衰による測定性能の低下が発生する。
【００３５】
振幅Ａは、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率によって決まる。角度θによってターゲット１までの距離Ｌを知ることができるので、振幅Ａの値からターゲット１の電波反射率を知ることができる。ターゲット１の電波反射率を知ることで、ターゲット１の種別を認識することができる。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）で測定したターゲット１と電波反射率が異なる異質のターゲットの測定結果を示している。詳しくは、図４（Ａ）は金属板の測定結果を示し、図４（Ｂ）は木材の測定結果を示している。図４（Ａ）の点Ｑと図４（Ｂ）の点Ｒは、同じ距離にあるターゲット（点Ｑは金属板、点Ｒは木材）を測定した結果を示している。電波反射率が異なる場合でも角度θは変化しないため、ターゲットの電波反射率が未知でも距離Ｌを測定することができる。それに対し、ｒの値は電波反射率によって変化している。従って、ｒの値からターゲットの電波反射率を知ることができ、ターゲットの種別を認識することができる。
【００３６】
本願の発明者は、テーブルソーやマイタソー等の電動工具において、動作状態の鋸刃にワーク（木材）以外の物体が近接することを検知するシステムを開発している。そのために、ワーク以外の物体が鋸刃に近接することを認知する手段が必要である。即ち、鋸刃の近くに位置する物体までの距離と、物体がワークか否かの判断を必要とする。さらには、鋸刃近くにワークとワーク以外が混在する場合でも、ワーク以外の物体を認知する必要がある。本願発明のレーダ装置は、至近距離の測定が可能で、ターゲットの種別の認識も可能である。また、透過性の高い周波数の電波を用いているため、電波はワークを透過する。従って、木材の陰に隠れているワーク以外の物体の認知も可能である。例えば人体の認知については、人体の電波反射率は前記の金属板の電波反射率に近いことを実験で確認している。従って、本願発明のレーダ装置は、上記の目的に対して好適に適用することができる。
その実施形態としては、鋸刃が動作してワークを加工する電動工具自身が、鋸刃近傍を監視する手段として本願発明に係るレーダ装置を備えてもよい。さらに電動工具が、レーダ装置の監視によって所定の電波反射率である物体が鋸刃と所定の位置関係となったときに鋸刃の動作を停止する手段を有してもよい。また、警告を発する警告手段を有してもよい。このとき、電波の送受信を行うアンテナには、マイクロストリップアンテナ、又はパッチアンテナを用いると、テーブルソーやマイタソー等の電動工具において、作業に支障をきたすことなく設置することができる。
上述では電動工具の加工工具として鋸刃を用いて説明したが、他の様々な加工工具に対しても本発明は有効に実施することができる。例えば、砥石、ドリル、スクリュウドライバ、フライス、ポンチ等が鋸刃に加えて挙げられる。即ち、電動工具としては、研削盤、ドリルドライバー、フライス盤、釘打ち機等がテーブルソーやマイタソー等に加えて挙げられる。
また、本願発明の技術は、レーダ装置を備えた加工装置の動力源が電力に限られずとも有効であり、電動工具のみならず電力以外を動力源とするエア工具等の加工装置が本願発明に係るレーダ装置を備えても、同一の効果を奏する。
さらには、例えばウォータメス、又はレーザメス等のように加工工具が特定されない加工装置においても、レーダ装置が加工点近傍を監視することにより本願発明は有効である。
【００３７】
また、本願発明のレーダ装置は、電波反射率の低い物体に隠れて存在する電波反射率の高い物体を測定できることから、例えば、木材壁の向こう側にある金属製の物体を測定することができる。即ち、一般に超音波を用いて行われている非破壊検査等に利用することもできる。
【００３８】
（実施例２） 本願発明に係る実施例２のレーダ装置３０を図５に示す。レーダ装置３０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段３１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ３２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ３３を備えている。送信アンテナ３２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ３３で受信される。また、受信アンテナ３３で受信した電波を、発振手段３１で生成される正弦波送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路３７を備えている。受信アンテナ３３で受信した受信出力は、後述する第１検波回路３５と遅延回路３７に入力される。遅延回路３７は入力された受信出力を、送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置３０は、発振手段３１が出力する送信出力と、受信アンテナ３３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する第１検波回路３５を備えている。第１検波回路３５は、発振手段３１が出力する送信出力と受信アンテナ３３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ３５ａを備えている。そして、ミクサ３５ａの出力から高周波成分を除去して第１検波出力を出力するローパスフィルタ回路３５ｂを備えている。また、発振手段３１が出力する送信出力と、遅延回路３７が出力する遅延された受信出力を検波して第２検波出力を出力する、第２検波回路３６を備えている。第２検波回路３６は、発振手段３１が出力する送信出力と、遅延回路３７が出力する遅延された受信出力を乗算して検波するミクサ３６ａを備えている。そして、ミクサ３６ａの出力から高周波成分を除去して第２検波出力を出力するローパスフィルタ回路３６ｂを備えている。
レーダ装置３０は、第１検波回路３５が出力する第１検波出力と、第２検波回路３６が出力する第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部３９を備えている。
【００３９】
図５は、レーダ装置３０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。即ち、実施例１における図３と同一の状態である。上述した実施例１の説明と同様に、時刻ｔ１に送信アンテナ３２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ３３で受信されたとする。第１検波回路３５が出力する第１検波出力Ｖは、実施例１の第１検波回路２５と同様に、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
【００４０】
第２検波回路３６による第２検波出力Ｕを説明する。ミクサ３６ａは、発振手段３１が出力する送信出力と、遅延回路３７が出力する遅延された受信出力を検波する。遅延回路３７は、受信アンテナ３３が受信して出力した受信出力を１／４周期の時間だけ遅延して出力する。１／４周期は１／（４・ｆ）である。即ち、遅延回路３７が時刻ｔ３に出力する遅延された受信出力は、発振手段２１が時刻ｔ１’＝ｔ１−１／（４／ｆ）に出力した送信出力である。従って、第２検波回路３６が出力する第１検波出力Ｕは、実施例１の第２検波回路２６と同様に、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００４１】
実施例２のレーダ装置３０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕが得られる。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、演算部３９に入力される。演算部３９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを用いて、実施例１の演算部２９と同様に演算を行う。本実施例のレーダ装置３０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置３０は、１つの受信アンテナ３３の受信出力から、１／４周期の位相差を持つ２つの受信出力を作り出している。それにより、１／４周期の位相差を持つ２つの受信出力の強度は同一となるため、２つの受信アンテナを用いる実施例１のレーダ装置２０よりも、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算しやすい。
【００４２】
（実施例３） 本願発明に係る実施例３のレーダ装置４０を図６に示す。レーダ装置４０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段４１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ４２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ４３を備えている。また、発振手段４１で生成された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路４７を備えている。発振手段４１で生成された送信出力は、送信アンテナ４２と遅延回路４７に入力される。送信アンテナ４２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ４３で受信される。遅延回路４７は入力された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置４０は、発振手段４１が出力する送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する第１検波回路４５を備えている。第１検波回路４５は、発振手段４１が出力する送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ４５ａを備えている。そして、ミクサ４５ａの出力から高周波成分を除去して第１検波出力を出力するローパスフィルタ回路４５ｂを備えている。また、遅延回路４７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する第２検波回路４６を備えている。第２検波回路４６は、遅延回路４７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を乗算して検波するミクサ４６ａを備えている。そして、ミクサ４６ａの出力から高周波成分を除去して第２検波出力を出力するローパスフィルタ回路４６ｂを備えている。
レーダ装置４０は、第１検波回路４５が出力する第１検波出力と、第２検波回路４６が出力する第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部４９を備えている。
【００４３】
図６は、レーダ装置４０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。即ち、実施例１における図３と同一の状態である。上述した実施例１の説明と同様に、時刻ｔ１に送信アンテナ４２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ４３で受信されたとする。第１検波回路４５が出力する第１検波出力Ｖは、実施例１の第１検波回路２５と同様に、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
【００４４】
第２検波回路４６による第２検波出力Ｕを説明する。ミクサ４６ａは、遅延回路４７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ４３が出力する受信出力を検波する。遅延回路４７は、発振手段４１が出力した送信出力を１／４周期の時間だけ遅延して出力する。１／４周期は１／（４・ｆ）である。即ち、遅延回路４７が時刻ｔ３に出力する遅延された送信出力は、発振手段４１が時刻ｔ３’＝ｔ３−１／（４／ｆ）に出力した送信出力である。従って、ミクサ４６ａによる検波出力Ｍ２は、
【００４５】
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕのターゲット１までの距離Ｌに対する変化は図２（Ｂ）に示すようになる。図２（Ｂ）のグラフは、横軸が波長λに対するターゲット１までの距離Ｌの比を示し、縦軸が検波出力の値を示している。図２（Ｂ）のグラフで、第１検波出力Ｖの変化は曲線７ｂ示され、第２検波出力Ｕの変化は曲線８ｂで示される。
第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、演算部４９に入力される。演算部４９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの両者を用いてターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識する。横軸に第１検波出力Ｖ、縦軸に第２検波出力Ｕをとった直交座標系で、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを示すと図７となる。図７は図４と同様に、周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用した場合である。ＵＶ直交座標系で示される点Ｓを、極座標系（ｒ、θ）で表現すると、検波出力の振幅Ａとターゲット１までの距離Ｌが次の関係を満たす。
ｒ＝Ａ
θ＝４π・Ｌ／λ（ラジアン）＝７２０・Ｌ／λ（度）
即ち、Ａ＝ｒ
Ｌ＝θλ／７２０
が成立する。ここでθは反時計周りを正とし、角度の単位とする。演算手段４９は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを用いて（ｒ、θ）を演算し、（ｒ、θ）の値から距離Ｌと検波出力の振幅Ａを求める。本実施例のレーダ装置４０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置４０は、発振手段４１の１つの送信出力から、１／４周期の位相差を持つ２つの送信出力を作り出している。それにより、１／４周期の位相差を持つ２つの送信出力の強度は同一となるため、実施例２のレーダ装置３０と同様にターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算しやすい。
【００４６】
（実施例４） 本願発明に係る実施例４のレーダ装置５０を図８に示す。レーダ装置５０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段５１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ５２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する第１受信アンテナ５３と第２受信アンテナ５４を備えている。送信アンテナ５２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して第１受信アンテナ５３と第２受信アンテナ５４で受信される。第１受信アンテナ５３に対して第２受信アンテナ５４は、ターゲット１で反射された電波の進行方向に、電波の波長の１／４の距離だけ後方（下流側）に位置している。周波数ｆが１ＧＨｚ（波長λ＝３０ｃｍ）の電波を使用する場合、第１受信アンテナ５３に対して第２受信アンテナ５４は７．５ｃｍ後方に位置している。
レーダ装置５０は、送信出力と受信出力を検波して、検波出力を出力する検波回路５５を備えている。検波回路５５は、送信出力と受信出力を乗算して検波するミクサ５５ａを備えている。そして、ミクサ５５ａの出力から高周波成分を除去して検波出力を出力するローパスフィルタ回路５５ｂを備えている。検波回路５５は、発振手段５１が出力する送信出力と、第１受信アンテナ５３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する。また、検波回路５５は、発振手段５１が出力する送信出力と、第２受信アンテナ５３が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する。
レーダ装置５０は、検波回路５５が第１検波出力を出力する状態と、第２検波出力を出力する状態を切換える、スイッチ６１を備えている。また、スイッチ６１と同期して動作して第１検波出力と第２検波出力の出力先を切換えるスイッチ６３を備えている。また、サンプルホールド回路６４、６５を備えており、スイッチ６３によって、第１検波出力はサンプルホールド回路６４へ入力され、第２検波出力はサンプルホールド回路６５へ出力される。
レーダ装置５０は、検波回路５５が出力する第１検波出力と第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部５９を備えている。
【００４７】
図８は、レーダ装置５０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ５２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に第１受信アンテナ２３で受信されたとする。スイッチ６１により、検波回路５５が第１検波出力Ｖを出力する状態は、実施例１のレーダ装置２０の第１検波回路２５が、第１検波出力Ｖを出力する状態と同一である。従って、検波回路５５が出力する第１検波出力Ｖは、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
また、スイッチ６１により、検波回路５５が第２検波出力Ｕを出力する状態は、実施例１のレーダ装置２０の第２検波回路２６が、第２検波出力Ｕを出力する状態と同一である。従って、検波回路５５が出力する第２検波出力Ｕは、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００４８】
スイッチ６１によって検波回路５５は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを交互に出力する。スイッチ６３がスイッチ６１と同期して動作するため、第１検波出力Ｖはサンプルホールド回路６４へ出力され、第２検波出力Ｕはサンプルホールド回路６５へ出力される。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、サンプルホールド回路６４、６５を介して演算部５９に入力される。スイッチ６１、６３のスイッチング周期を短くすることで、演算部５９に入力される第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値（Ｕ，Ｖ）は、図４（Ａ）と略一致する。従って、本実施例のレーダ装置５０においても、実施例１のレーダ装置２０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置５０は、１つの検波回路５５によって第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを生成する。それにより、２つの検波回路を用いる実施例１のレーダ装置２０と比較して、検波回路の個体差に起因するエラーが生じないため、高い測定精度を実現することができる。
【００４９】
（実施例５） 本願発明に係る実施例５のレーダ装置７０を図９に示す。レーダ装置７０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段７１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ７２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ７３を備えている。送信アンテナ７２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ７３で受信される。また、受信アンテナ７３で受信した電波を、発振手段７１で生成される正弦波送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路７７を備えている。受信アンテナ７３で受信した受信出力は、後述する検波回路７５と遅延回路７７に入力される。遅延回路７７は入力された受信出力を、送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置７０は、送信出力と受信出力を検波して、検波出力を出力する検波回路７５を備えている。検波回路７５は、送信出力と受信出力を乗算して検波するミクサ７５ａを備えている。そして、ミクサ７５ａの出力から高周波成分を除去して検波出力を出力するローパスフィルタ回路７５ｂを備えている。検波回路７５は、発振手段７１が出力する送信出力と、受信アンテナ７３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する。また、検波回路７５は、発振手段７１が出力する送信出力と、遅延回路７７が出力する遅延された受信出力を検波して、第２検波出力を出力する。
レーダ装置７０は、検波回路７５が第１検波出力を出力する状態と、第２検波出力を出力する状態を切換えるスイッチ８１を備えている。また、スイッチ８１と同期して動作して第１検波出力と第２検波出力の出力先を切換えるスイッチ８３を備えている。また、サンプルホールド回路８４、８５を備えており、スイッチ８３によって、第１検波出力はサンプルホールド回路８４へ入力され、第２検波出力はサンプルホールド回路８５へ出力される。
レーダ装置７０は、検波回路７５が出力する第１検波出力と第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部７９を備えている。
【００５０】
図９は、レーダ装置７０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ７２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ７３で受信されたとする。スイッチ８１により、検波回路７５が第１検波出力Ｖを出力する状態は、実施例２のレーダ装置３０の第１検波回路３５が、第１検波出力Ｖを出力する状態と同一である。従って、検波回路７５が出力する第１検波出力Ｖは、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
また、スイッチ８１により、検波回路７５が第２検波出力Ｕを出力する状態は、実施例２のレーダ装置３０の第２検波回路３６が、第２検波出力Ｕを出力する状態と同一である。従って、検波回路７５が出力する第２検波出力Ｕは、
Ｕ＝−Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００５１】
スイッチ８１によって検波回路７５は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを交互に出力する。スイッチ８３がスイッチ８１と同期して動作するため、第１検波出力Ｖはサンプルホールド回路８４へ出力され、第２検波出力Ｕはサンプルホールド回路８５へ出力される。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、サンプルホールド回路８４、８５を介して演算部７９に入力される。スイッチ８１、８３のスイッチング周期を短くすることで、演算部８９に入力される第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値（Ｕ，Ｖ）は、図４（Ａ）と略一致する。従って、本実施例のレーダ装置７０においても、実施例２のレーダ装置３０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置７０は、実施例４のレーダ装置５０と同様に１つの検波回路７５によって第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを生成する。それにより、検波回路の個体差に起因するエラーが生じないため、高い測定精度を実現することができる。
【００５２】
（実施例６） 本願発明に係る実施例６のレーダ装置９０を図１０に示す。レーダ装置９０は、正弦波の送信出力を発振して生成する発振手段９１と、正弦波送信出力を正弦波電波にしてターゲット１に向けて送信する送信アンテナ９２を備えている。また、ターゲット１で反射された電波を受信して受信出力を出力する受信アンテナ９３を備えている。また、発振手段９１で生成された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延させて出力する遅延回路９７を備えている。発振手段９１で生成された送信出力は、送信アンテナ９２と遅延回路９７に入力される。送信アンテナ９２から正弦波電波がターゲット１に向けて送信される。送信された正弦波電波はターゲット１で反射して受信アンテナ９３で受信される。遅延回路９７は入力された送信出力を、その送信出力の１／４周期の時間だけ遅延して出力する。周波数ｆが１ＧＨｚの電波を使用する場合、遅延回路による遅延時間は０．２５ｎｓとなる。
レーダ装置９０は、送信出力と受信出力を検波して、検波出力を出力する検波回路９５を備えている。検波回路９５は、送信出力と受信出力を乗算して検波するミクサ９５ａを備えている。そして、ミクサ９５ａの出力から高周波成分を除去して検波出力を出力するローパスフィルタ回路９５ｂを備えている。検波回路９５は、発振手段９１が出力する送信出力と、受信アンテナ９３が出力する受信出力を検波して、第１検波出力を出力する。また、検波回路９５は、遅延回路９７が出力する遅延された送信出力と、受信アンテナ９３が出力する受信出力を検波して、第２検波出力を出力する。
レーダ装置９０は、検波回路９５が第１検波出力を出力する状態と、第２検波出力を出力する状態を切換える、スイッチ１０１を備えている。また、スイッチ１０１と同期して動作して第１検波出力と第２検波出力の出力先を切換えるスイッチ１０３を備えている。また、サンプルホールド回路１０４、１０５を備えており、スイッチ１０３によって、第１検波出力はサンプルホールド回路１０４へ入力され、第２検波出力はサンプルホールド回路１０５へ出力される。
レーダ装置９０は、検波回路９５が出力する第１検波出力と第２検波出力によって、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の電波反射率Ａを演算する演算部９９を備えている。
【００５３】
図１０は、レーダ装置９０からターゲット１が距離Ｌ離れて位置しているときを示す。このとき、時刻ｔ１に送信アンテナ９２からターゲット１に向けて送信された電波が、時刻ｔ２にターゲット１で反射して、反射した電波が時刻ｔ３に受信アンテナ９３で受信されたとする。スイッチ９１により、検波回路９５が第１検波出力Ｖを出力する状態は、実施例３のレーダ装置４０の第１検波回路４５が、第１検波出力Ｖを出力する状態と同一である。従って、検波回路９５が出力する第１検波出力Ｖは、
Ｖ＝Ａｃｏｓ（４πＬ／λ）
となる。
また、スイッチ８１により、検波回路９５が第２検波出力Ｕを出力する状態は、実施例３のレーダ装置４０の第２検波回路４６が、第２検波出力Ｕを出力する状態と同一である。従って、検波回路９５が出力する第２検波出力Ｕは、
Ｕ＝Ａｓｉｎ（４πＬ／λ）
となる。
【００５４】
スイッチ１０１によって検波回路９５は、第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを交互に出力する。スイッチ１０３がスイッチ１０１と同期して動作するため、第１検波出力Ｖはサンプルホールド回路１０４へ出力され、第２検波出力Ｕはサンプルホールド回路１０５へ出力される。第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、サンプルホールド回路１０４、１０５を介して演算部９９に入力される。スイッチ１０１、１０３のスイッチング周期を短くすることで、演算部９９に入力される第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの値（Ｕ，Ｖ）は、図４（Ｂ）と略一致する。従って、本実施例のレーダ装置５０においても、実施例３のレーダ装置４０と同様に、ターゲット１までの距離Ｌとターゲット１の種別を認識することができる。また、本実施例のレーダ装置９０は、実施例４のレーダ装置５０と同様に１つの検波回路９５によって第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを生成する。それにより、検波回路の個体差に起因するエラーが生じないため、高い測定精度を実現することができる。
【００５５】
（実施例７） 本実施例は、本願発明に係るレーダ装置を用いて、２つのターゲットが混在するときに、２つのターゲットの距離の測定と種別の認識を同時に行うものである。従って、使用するレーダ装置は、実施例１〜６のレーダ装置のいずれでもよい。以下に、実施例５のレーダ装置７０を用いた例を示す。
図１１は、実施例５のレーダ装置７０から、距離Ｌ１の位置にターゲット１１１が存在し、距離Ｌ２の位置に壁１１２が存在して状況を示す。レーダ装置７０は、図９に示す構成によるものであるが、図１１では送信アンテナ７２と受信アンテナ７３のみを図示する。
送信アンテナ７２から送信された送信電波１１３は、ターゲット１１１で反射され、その反射電波１１５が受信アンテナ７３で受信される。また、送信電波１１３は壁１１２で反射され、その反射電波１１６が受信アンテナ７３で受信される。従って、受信アンテナ７３で受信される電波は、反射電波１１５と反射電波１１６の重ね合わされたものとなる。検波回路７５のミクサ７５ａによる検波出力Ｍは、
Ｍ＝（送信電波１１３）×（反射電波１１５＋反射電波１１６）
となる。即ち、
Ｖ１＝ Ａ１・ｃｏｓ［２πｆ（２・Ｌ１／ｃ）］
Ｕ１＝−Ａ１・ｓｉｎ［２πｆ（２・Ｌ１／ｃ）］
Ｖ２＝ Ａ２・ｃｏｓ［２πｆ（２・Ｌ２／ｃ）］
Ｕ２＝−Ａ２・ｓｉｎ［２πｆ（２・Ｌ２／ｃ）］
となる。ここで、電波の周波数はｆである。
従って、図１１で示す状態のとき、レーダ装置７０の第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕは、
【００５６】
本実施例では、上記の第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕを、上述のように所定の周波数ｆの電波を用いて得るとともに、周波数ｆ＋Δｆの電波を用いて、新たに第３検波出力Ｖ’と第４検波出力Ｕ’を得る。第３検波出力Ｖ’の生成方法は、電波の周波数が変化したことを除いて第１検波出力Ｖと同一である。また、第４検波出力Ｕ’の生成方法は、電波の周波数が変化したことを除いて第２検波出力Ｕと同一である。ここで、遅延回路７７による遅延時間は、電波の周波数がｆ＋Δｆに変化することに対応して、１／｛４・（ｆ＋Δｆ）｝に変化する。ここで、Δｆはｆに対して一桁程度小さい。第３検波出力Ｖ’と第４検波出力Ｕ’は、
ここで、上記Ｖ’とＵ’の式をΔｆ／ｆについて展開しΔｆ／ｆの１次の項まで残すと、
２πｆ・（２・Ｌ１／ｃ）＝ＦＬ１
２πｆ・（２・Ｌ２／ｃ）＝ＦＬ２
と表記を変更した。即ち、測定によって求められるΔＶとΔＵは、
【００５７】
（実施例８） 本実施例は、実施例７のレーダ装置による距離測定方法を応用するものである。本実施例のレーダ装置１３０を図１２に示す。本実施例は、実施例５のレーダ装置７０に、新たに第２受信アンテナ１３４を設けたものである。図１２に示すように、第２受信アンテナ１３４は第１受信アンテナ７３距離Ｌ３だけ離れて位置している。図１２は、壁１２２の中にターゲット１２１が埋設されている。壁１２２は木材のように電波反射率が低い材質であり、ターゲット１２１は金属のように電波反射率が高い材質である。壁の外部からターゲットを目視確認することはできない。
レーダ装置１３０は、送信アンテナ７２からターゲット１２１に向けて電波を送信する。送信された電波は、壁１２２を透過してターゲット１２１で反射して受信アンテナ７３、１３４で受信される。図１２の屈折線１２５は、送信アンテナ７２から送信され、ターゲット１２１で反射して、受信アンテナ７３で受信される電波を示す。また、屈折線１２６は、送信アンテナ７２から送信され、ターゲット１２１で反射して、受信アンテナ１３４で受信される電波を示す。屈曲線１２５の長さはＬ１で、屈曲線１２６の長さはＬ２である。
受信アンテナ７３で受信され出力される受信出力と受信アンテナ１３４で受信され出力される受信出力は、重ね合わせられてレーダ装置１３０の受信出力とされる。この受信出力は、実施例７の受信出力と同様に、２つの受信出力が重なり合ったものである。従って、実施例７と同様の演算により、Ｌ１とＬ２を求めることができる。第１受信アンテナ７３と第２受信アンテナ１３４の距離Ｌ３と併せて演算することで、壁１２２に埋設されたターゲット１２１の位置を２次元で測定することができる。
【００５８】
以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。
また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のドップラーレーダの形態を示す図。
【図２】第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの変化を示すグラフ。
【図３】本発明に係る実施例１を示す図。
【図４】第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの関係の１形態を示すグラフ。
【図５】本発明に係る実施例２を示す図。
【図６】本発明に係る実施例３を示す図。
【図７】第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの関係の１形態を示すグラフ。
【図８】本発明に係る実施例４を示す図。
【図９】本発明に係る実施例５を示す図。
【図１０】本発明に係る実施例６を示す図。
【図１１】本発明に係る実施例７を示す図。
【図１２】本発明に係る実施例８を示す図。
【符号の説明】
１、１１１、１２１・・・ターゲット
２・・・ターゲット１までの距離Ｌを示す曲線
３・・・送信された電波
４・・・送信された電波の進行を示す直線
５・・・反射された電波
６・・・反射された電波の進行を示す直線
７・・・第１検波出力Ｖの変化を示す曲線
８・・・第２検波出力Ｕの変化を示す曲線
９・・・第１検波出力Ｖと第２検波出力Ｕの関係を示す曲線
１０・・・従来のドップラ方式のレーダ装置
２０・・・実施例１のレーダ装置
３０・・・実施例２のレーダ装置
４０・・・実施例３のレーダ装置
５０・・・実施例４のレーダ装置
７０・・・実施例５のレーダ装置
９０・・・実施例６のレーダ装置
１３０・・・実施例８のレーダ装置
１１、２１、３１、４１、５１、７１、９１・・・発振手段
１２、２２、３２、４２、５２、７２、９２・・・送信アンテナ
１３、２３、３３、４３、５３、７３、９３・・・（第１）受信アンテナ
２４、５４、１３４・・・第２受信アンテナ
１５、２５、３５、４５、５５、７５、９５・・・（第１）検波回路
１５ａ、２５ａ、３５ａ、４５ａ、５５ａ、７５ａ、９５ａ・・・ミクサ
１５ｂ、２５ｂ、３５ｂ、４５ｂ、５５ｂ、７５ｂ、９５ｂ・・・ローパスフィルタ回路
２６、３６、４６・・・第２検波回路
２６ａ、３６ａ、４６ａ・・・ミクサ
２６ｂ、３６ｂ、４６ｂ・・・ローパスフィルタ回路
３７、４７、７７、９７・・・遅延回路
６１、６３、８１〜８３、１０１〜１０３・・・スイッチ
６４、６５、８４、８５、１０４、１０５・・・サンプルホールド回路
１１３・・・送信された電波
１１５、１１６・・・反射された電波
１２５、１２６・・・電波の進行を示す屈曲線
Claims (11)
- 正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナ、
ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナ、
送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する第１検波回路、
送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらすシフト手段、
シフト手段で位相がずらされた一方の出力と位相がずらされない他方の出力を乗算する第２検波回路、
を備えたレーダ装置。 - 正弦波電波をターゲットに向けて送信する送信アンテナ、
ターゲットで反射した電波を受信する受信アンテナ、
送信アンテナの送信出力と受信アンテナの受信出力を乗算する、第１検波回路と第２検波回路、
送信アンテナと第１検波回路間、受信アンテナと第１検波回路間、送信アンテナと第２検波回路間、受信アンテナと第２検波回路間の少なくとも一箇所にあって、第１検波回路の送信出力と受信出力の位相差に対して、第２検波回路の送信出力と受信出力の位相差を１／４周期ずらすシフト手段、
を備えたレーダ装置。 - 第１検波回路の出力と第２検波回路の出力の比からターゲットまでの距離を計算する手段をさらに有する請求項１または２のレーダ装置。
- 第１検波回路の出力の自乗値と第２検波回路の出力の自乗値の加算値からターゲットの反射率を計算する手段をさらに有する請求項１から３のいずれかのレーダ装置。
- 前記シフト手段は、ターゲットから見て受信アンテナよりも電波波長の整数倍の距離に電波波長の１／４の距離を加えた距離だけ遠くに位置している第２受信アンテナを持ち、その第２受信アンテナによって第１検波回路を検波する受信出力よりも位相を１／４周期遅らせた第２受信出力を得ることを特徴とする請求項１、３または４のレーダ装置。
- 前記シフト手段は、受信アンテナの受信出力を１／４周期遅延させて第２検波回路に出力する受信出力遅延手段を有することを特徴とする請求項１から４のいずれかのレーダ装置。
- 前記シフト手段は、送信アンテナの送信出力を１／４周期遅延させて第２検波回路に出力する送信出力遅延手段を有することを特徴とする請求項１から４のいずれかのレーダ装置。
- 検波回路に送信出力と受信出力を出力して第１検波回路を形成し、同じ検波回路にいずれか一方の位相が１／４周期ずらされ他方の位相がずらされていない送信出力と受信出力を出力して第２検波回路を形成する切換え手段を備えている請求項１から７のいずれかのレーダ装置。
- 加工工具を備えた動力工具、
その動力工具に固定されて、その加工工具に向けて電波を送信する送信アンテナを備えた請求項１から８のいずれかのレーダ装置、
を備えた加工装置。 - 正弦波電波をターゲットに向けて送信する工程、
ターゲットで反射した電波を受信する工程、
送信出力と受信出力を乗算する第１検波工程、
送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらし、位相がずらされない他方の出力と乗算する第２検波工程、
第１検波工程で得られる出力と第２検波工程で得られる出力の比からターゲットまでの距離を計算する工程、
を備えるターゲットまでの距離を測定する方法。 - 正弦波電波をターゲットに向けて送信する工程、
ターゲットで反射した電波を受信する工程、
送信出力と受信出力を乗算する第１検波工程、
送信出力と受信出力のいずれか一方の位相を１／４周期ずらし、位相がずらされない他方の出力と乗算する第２検波工程、
第１検波工程で得られる出力の自乗値と第２検波工程で得られる出力の自乗値の加算値からターゲットの反射率を計算する工程、
を備えるターゲットの電波反射率を測定する方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003184759A JP4271511B2 (ja) | 2003-06-27 | 2003-06-27 | レーダ装置と距離と反射率の測定方法 |
| DE602004014071T DE602004014071D1 (de) | 2003-06-27 | 2004-05-27 | Radar-Vorrichtung und Verfahren zur Messung von Abstand und Reflektionsfaktor |
| EP04012574A EP1491912B1 (en) | 2003-06-27 | 2004-05-27 | Radar device and method of measuring distance and reflecting factor |
| US10/865,190 US7009552B2 (en) | 2003-06-27 | 2004-06-10 | Radar device and method of measuring distance and reflecting factor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003184759A JP4271511B2 (ja) | 2003-06-27 | 2003-06-27 | レーダ装置と距離と反射率の測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005017193A true JP2005017193A (ja) | 2005-01-20 |
| JP4271511B2 JP4271511B2 (ja) | 2009-06-03 |
Family
ID=33411141
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003184759A Expired - Fee Related JP4271511B2 (ja) | 2003-06-27 | 2003-06-27 | レーダ装置と距離と反射率の測定方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7009552B2 (ja) |
| EP (1) | EP1491912B1 (ja) |
| JP (1) | JP4271511B2 (ja) |
| DE (1) | DE602004014071D1 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009098097A (ja) * | 2007-10-19 | 2009-05-07 | Nireco Corp | 距離測定装置及び距離測定方法 |
| WO2014057651A1 (ja) * | 2012-10-10 | 2014-04-17 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
| WO2015029794A1 (ja) * | 2013-09-02 | 2015-03-05 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
| JP2021523380A (ja) * | 2018-05-17 | 2021-09-02 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | レーダセンサシステムおよびレーダセンサシステムの製造方法 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7308843B2 (en) | 2000-08-14 | 2007-12-18 | Sd3, Llc | Spring-biased brake mechanism for power equipment |
| US7024975B2 (en) * | 2000-08-14 | 2006-04-11 | Sd3, Llc | Brake mechanism for power equipment |
| US7350444B2 (en) | 2000-08-14 | 2008-04-01 | Sd3, Llc | Table saw with improved safety system |
| US20030131703A1 (en) | 2002-01-16 | 2003-07-17 | Gass Stephen F. | Apparatus and method for detecting dangerous conditions in power equipment |
| JP4271511B2 (ja) * | 2003-06-27 | 2009-06-03 | 株式会社マキタ | レーダ装置と距離と反射率の測定方法 |
| US7421932B1 (en) | 2005-05-19 | 2008-09-09 | Power Tool Institute | Power cutting tool comprising a radar sensing system |
| US7062381B1 (en) * | 2005-08-30 | 2006-06-13 | Deere & Company | Method and system for determining relative position of mobile vehicles |
| FR2897162B1 (fr) * | 2006-02-09 | 2008-11-21 | Schneider Electric Ind Sas | Methode de detection hyperfrequence et detecteur utilisant cette methode |
| GB2459479B8 (en) * | 2008-04-23 | 2012-08-08 | Bigger Than The Wheel Ltd | Short range RF monitoring system |
| US8919231B2 (en) | 2008-11-19 | 2014-12-30 | Power Tool Institute | Safety mechanisms for power tools |
| DE102009027666A1 (de) * | 2009-07-14 | 2011-01-20 | Robert Bosch Gmbh | UWB-Messgerät |
| US11098849B2 (en) | 2016-05-31 | 2021-08-24 | Sawstop Holding Llc | Detection systems for power tools with active injury mitigation technology |
| US10690766B2 (en) * | 2017-03-06 | 2020-06-23 | Government Of The United States, As Represented By The Secretary Of The Air Force | Biometric authentication using wideband UHF/VHF radar |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2422204A (en) * | 1943-06-22 | 1947-06-17 | Bell Telephone Labor Inc | Range indicator |
| US3202961A (en) * | 1957-05-31 | 1965-08-24 | Commissioners For Executing Th | Object detecting and locating apparatus |
| US3728721A (en) * | 1971-01-28 | 1973-04-17 | Mosler Safe Co | Differential doppler detection for rf intruder alarm systems |
| US4054871A (en) * | 1974-09-09 | 1977-10-18 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Electromagnetic intrusion sensor |
| US4286260A (en) * | 1979-09-11 | 1981-08-25 | E-Systems, Inc. | Ranging quadrature doppler microwave intrusion alarm system |
| US4321602A (en) * | 1980-07-07 | 1982-03-23 | Rca Corporation | Frequency-tracking filter, as for use in FM-CW radar |
| US4456911A (en) * | 1980-10-20 | 1984-06-26 | Microwave Sensors, Inc. | Frequency modulated continuous wave altimeter |
| US5677695A (en) * | 1994-11-21 | 1997-10-14 | Fujitsu Limited | Radar apparatus for detecting a distance/velocity |
| US5596325A (en) * | 1995-07-07 | 1997-01-21 | Nonlinear Technologies, Inc. | FM-CW radar transceiver |
| DE59814105D1 (de) * | 1997-12-15 | 2007-11-15 | Astyx Gmbh | Abstandsmessvorrichtung und verfahren zur bestimmung eines abstandes |
| DE19926787C2 (de) * | 1999-06-11 | 2002-06-27 | S M S | Entfernungsmeßeinrichtung und Verfahren zum Kalibrieren einer Entfernungsmeßeinrichtung |
| BR0106104B1 (pt) * | 2000-05-08 | 2013-08-06 | mÉtodo para reduÇço de ruÍdo num sinal de telemetria medido | |
| US6914949B2 (en) * | 2000-10-13 | 2005-07-05 | Time Domain Corporation | Method and system for reducing potential interference in an impulse radio |
| US6489917B2 (en) * | 2000-11-30 | 2002-12-03 | Georgia Tech Research Corporation | Phase-based sensing system |
| DE10107554B4 (de) * | 2001-02-17 | 2009-03-19 | Automotive Distance Control Systems Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines Radarsystems |
| JP4271511B2 (ja) * | 2003-06-27 | 2009-06-03 | 株式会社マキタ | レーダ装置と距離と反射率の測定方法 |
-
2003
- 2003-06-27 JP JP2003184759A patent/JP4271511B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-05-27 EP EP04012574A patent/EP1491912B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2004-05-27 DE DE602004014071T patent/DE602004014071D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-06-10 US US10/865,190 patent/US7009552B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009098097A (ja) * | 2007-10-19 | 2009-05-07 | Nireco Corp | 距離測定装置及び距離測定方法 |
| US7864105B2 (en) | 2007-10-19 | 2011-01-04 | Nireco Corporation | Distance measuring apparatus and distance measuring method |
| WO2014057651A1 (ja) * | 2012-10-10 | 2014-04-17 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
| JPWO2014057651A1 (ja) * | 2012-10-10 | 2016-08-25 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
| WO2015029794A1 (ja) * | 2013-09-02 | 2015-03-05 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
| JPWO2015029794A1 (ja) * | 2013-09-02 | 2017-03-02 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
| JP2021523380A (ja) * | 2018-05-17 | 2021-09-02 | ロベルト・ボッシュ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクテル・ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ | レーダセンサシステムおよびレーダセンサシステムの製造方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20040263383A1 (en) | 2004-12-30 |
| EP1491912A1 (en) | 2004-12-29 |
| DE602004014071D1 (de) | 2008-07-10 |
| EP1491912B1 (en) | 2008-05-28 |
| US7009552B2 (en) | 2006-03-07 |
| JP4271511B2 (ja) | 2009-06-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4271511B2 (ja) | レーダ装置と距離と反射率の測定方法 | |
| US6614239B2 (en) | Process and system for measuring the distance of a moving body from a fixed part | |
| JP5972402B2 (ja) | レーダ装置 | |
| CN101828130B (zh) | 距离测定装置以及距离测定方法 | |
| JP2006078284A (ja) | パルスレーダ装置 | |
| JP2004184393A (ja) | パルスレーダ装置 | |
| JP5602395B2 (ja) | 近距離レーダ装置及び測距方法 | |
| EP3819633A1 (en) | Defect detection device | |
| JPH0426709B2 (ja) | ||
| JP4831810B2 (ja) | 定在波レーダおよび距離測定方法 | |
| WO2012109345A1 (en) | Hidden object detector | |
| JP2005114629A (ja) | パルスレーダ装置 | |
| JP5401111B2 (ja) | レーダ装置 | |
| JP2007286033A (ja) | 電波探知装置および方法 | |
| JP2002243845A (ja) | レーダ装置およびレーダ装置による距離測定方法 | |
| JPH09311186A (ja) | レーダ装置 | |
| Kou et al. | Research of long range accurate ranging technology based on ultrasonic sensor measurement | |
| JP2007017293A (ja) | 定在波測距装置 | |
| WO2022085091A1 (ja) | レーダー装置および位置検知システム | |
| Holm et al. | A laser probing system for characterization of SAW propagation on LiNbO/sub 3/, LiTaO/sub 3/, and quartz | |
| JP3593630B2 (ja) | 人体検知センサ | |
| JP3037810B2 (ja) | 超音波探傷装置 | |
| JP2005308646A (ja) | ２周波測距装置 | |
| JP4011601B2 (ja) | パルスレーダ装置 | |
| JPH07120248A (ja) | 超音波膜厚測定方法および超音波膜厚測定装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080422 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080620 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081028 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081217 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090224 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090225 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130306 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130306 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140306 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |