JP2004343480A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現し、ハードウエア量を削減できるようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【解決手段】０挿入部１８で、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入する。複素乗算部２０で、０挿入部１８の出力に複素正弦波信号発生部１９から出力される複素正弦波信号を乗じて帯域シフトを行う。実数帯域フィルタ２１で、複素乗算部２０の出力に対してフィルタ処理を行う。複素乗算部２５で、実数帯域フィルタ２１の出力に複素正弦波信号発生部２４から出力される複素正弦波信号を乗じ、複素乗算部２０とは逆方向の帯域シフトを行う。
【選択図】 図２
【解決手段】０挿入部１８で、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入する。複素乗算部２０で、０挿入部１８の出力に複素正弦波信号発生部１９から出力される複素正弦波信号を乗じて帯域シフトを行う。実数帯域フィルタ２１で、複素乗算部２０の出力に対してフィルタ処理を行う。複素乗算部２５で、実数帯域フィルタ２１の出力に複素正弦波信号発生部２４から出力される複素正弦波信号を乗じ、複素乗算部２０とは逆方向の帯域シフトを行う。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＶＢ−ＴやＩＳＤＢ−Ｔ等の地上デジタル放送における伝送方式では、同期変調方式にＳＰ（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｐｉｌｏｔ：分散パイロット）信号と呼ばれる送信時の振幅及び位相が既知の信号が用いられる。
【０００３】
ＳＰ信号は所定のサブキャリアに挿入され、受信装置はＳＰ信号を用いて伝送路の周波数応答データを得ることができる。得られた伝送路の周波数応答データは等化処理に用いられ、受信信号データからマルチパス等による影響を取り除くことができる。
【０００４】
ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＳＰ信号は、図７に示すように、１シンボルあたり１２サブキャリアに１つの割合で、かつ、１シンボル毎に３サブキャリア分、位置がシフトし、４シンボルで元の位置に戻るように挿入される。
【０００５】
したがって、受信装置は、ＳＰ信号をシンボル方向に補間処理することで、３サブキャリアに１つの割合で伝送路周波数応答データを得ることができ、更に、この伝送路周波数応答データをキャリア方向に補間処理することで、最終的には全キャリアに対する伝送路周波数応答データを得ることができる。
【０００６】
図８は従来のＯＦＤＭ受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。図８中、１はシンボル方向補間処理部からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入してサンプリングレートを３倍に変換する０挿入部である。
【０００７】
２は０挿入部１から出力される伝送路周波数応答データに対して通過帯域を制限してフィルタ処理を行う複素帯域フィルタ、３はフィルタ係数選択信号に制御されてガードインターバルの長さに応じたフィルタ係数を複素帯域フィルタ２に供給するフィルタ係数選択部である。
【０００８】
ここで、０挿入部１での０挿入処理前の伝送路周波数応答データは３サブキャリアに１つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答は、図９に示すように、１シンボル期間Ｔの１／３の幅で、前後１／６の伝送路遅延情報が含まれている。
【０００９】
したがって、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データに２個の０挿入を行うと、図１０に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は３倍になり、元の−Ｔ／６からＴ／６の区間のインパルス応答データが、−Ｔ／２から−Ｔ／６の区間と、Ｔ／６からＴ／２の区間にコピーされる。
【００１０】
図８に示すキャリア方向補間処理部では、０挿入部１で０挿入処理がされた伝送路周波数応答データが複素帯域フィルタ２によりフィルタ処理され、必要な区間が抜き出されるが、複素帯域フィルタ２により抜き出される区間はマルチパスによる遅延波の存在範囲によって決まる。
【００１１】
ＩＳＤＢ−Ｔでは、遅延波によって起こるシンボル間干渉を防ぐため、ガードインターバルと呼ばれる区間が送信シンボル間に挿入される。ガードインターバルの長さとして、シンボル長の１／３２、１／１６、１／８、１／４が規定されている。
【００１２】
したがって、複素帯域フィルタ２は、ガードインターバル長までの遅延波の範囲は通過し、それ以外の範囲は遮断するという特性に設定され、この特性の複素帯域フィルタ２でフィルタ処理を行うと、遅延波のみの伝送路情報に基づく伝送路周波数応答データが得られる。
【００１３】
図１１はガードインターバル長をシンボル長の１／４とする場合の複素帯域フィルタ２の特性を示しており、図１２は図１１に示す特性の複素帯域フィルタ２で図１０に示すインパルス応答を示す伝送路周波数応答データのフィルタ処理を行った場合の伝送路のインパルス応答を示している。
【００１４】
【特許文献１】特開２００３−６０６０６号公報
【特許文献２】特開２００２−６４４６４号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
図１１に示すような特性の複素帯域フィルタ２は、中心に対して非対称な通過帯域特性を有しているため、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限応答）フィルタや、ＩＩＲ（ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ：無限応答）フィルタ等のデジタルフィルタとして実装する場合、係数を複素数にする必要があるが、複素帯域フィルタは、実数帯域フィルタに比べてハードウエア化した場合の複雑度が増加するという問題点がある。
【００１６】
本発明は、かかる点に鑑み、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現し、ハードウエア量を削減することができるようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、高速フーリエ変換部の出力に含まれるＳＰキャリアから得られる伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行うシンボル方向補間処理部と、該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有するというものである。
【００１８】
本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。図１中、４はアンテナ、５はチューナ部である。アンテナ４が受信した信号はチューナ部５で中間周波数信号に変換される。
【００２０】
６はＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部、７は直交復調部である。チューナ部５から出力される中間周波数信号はＡ／Ｄ変換部６でアナログ信号からデジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部６から出力される中間周波数信号は直交復調部７でベースバンド信号に変換される。
【００２１】
８はガードインターバル除去部である。ガードインターバル除去部８は、直交復調部７から出力されるベースバンド信号からガードインターバル期間の信号を取り除き、シンボルデータを抽出する。
【００２２】
９はＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部である。ガードインターバル除去部８で抽出されたシンボルデータは、ＦＦＴ部９で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、各サブキャリアデータが取り出される。
【００２３】
１０はキャリア選択部である。キャリア選択部１０は、ＦＦＴ部９から各サブキャリアデータを入力して、データキャリアとＳＰキャリアとを識別し、これらの振り分けを行う。
【００２４】
１１は遅延メモリ、１２は等化処理部である。キャリア選択部１０から出力されるデータキャリアは遅延メモリ１１に送られ、ＳＰ信号補間に必要なシンボル分の遅延処理を行った後に等化処理部１２に送られる。
【００２５】
１３はシンボル方向補間処理部、１４はＳＰキャリア保存メモリである。キャリア選択部１０から出力されるＳＰキャリアは、シンボル方向補間処理部１３とＳＰキャリア保存メモリ１４に送られる。
【００２６】
シンボル方向補間処理部１３は、現シンボルのＳＰキャリアとＳＰキャリア保存メモリ１４に保存されている前シンボルのＳＰキャリアを入力して伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行う。
【００２７】
１５はキャリア方向補間処理部、１６は複素正弦波信号周波数設定部、１７はフィルタ係数選択信号生成部である。キャリア方向補間処理部１５は、複素正弦波信号周波数設定部１６及びフィルタ係数選択信号生成部１７の出力信号を入力し、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を行う。
【００２８】
キャリア方向補間処理部１５が出力する全キャリアの伝送路周波数応答データは等化処理部１２に送られ、等化処理部１２においてデータキャリアに対する等化処理が行われる。
【００２９】
図２はキャリア方向補間処理部１５の構成を示す回路図である。図２中、１８はシンボル方向補間処理部１３からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入してサンプリングレートを３倍に変換する０挿入部である。
【００３０】
１９は複素正弦波信号周波数設定部１６から出力される複素正弦波信号設定周波数と同一周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、２０は０挿入部１８から出力される伝送路周波数応答データに複素正弦波信号発生部１８から出力される複素正弦波信号を乗じて帯域のシフトを行う複素乗算部である。
【００３１】
２１は複素乗算部２０での複素乗算後のデータに対してフィルタ処理を行う実数帯域フィルタ、２２はフィルタ係数選択信号生成部１７から与えられるフィルタ係数選択信号に制御されて実数帯域フィルタ２１にガードインターバル長に応じたフィルタ係数を与えるフィルタ係数選択部である。
【００３２】
２３は複素正弦波信号周波数設定部１６から出力される複素正弦波信号設定周波数を−１倍する−１倍部、２４は−１倍部２３から出力される周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、２５は実数帯域フィルタ２１の出力に複素正弦波信号発生部２４から出力される複素正弦波信号を乗じ、複素乗算部２０とは逆方向の帯域シフトを行う複素乗算部である。
【００３３】
本実施形態においては、複素正弦波信号発生部１９と複素乗算部２０とで第１の帯域シフト部が構成され、−１倍部２３と複素正弦波信号発生部２４と複素乗算部２５とで第２の帯域シフト部が構成されている。
【００３４】
ここで、０挿入部１８での０挿入処理前の伝送路周波数応答データは、３サブキャリアに１つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答データは、図９に示すように、１シンボル期間Ｔの１／３の幅で、前後１／６の伝送路遅延情報が含まれている。
【００３５】
この伝送路周波数応答データに対して２個の０挿入を行うと、図１０に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は３倍になり、元の−Ｔ／６からＴ／６の区間のインパルス応答データが、−Ｔ／２から−Ｔ／６の区間と、Ｔ／６からＴ／２の区間にコピーされる。
【００３６】
ここで、例えば、Ｔ／８のシフトを行う場合には、複素正弦波信号発生部１９からａｎ＝ｅｊ（ π ／８）ｎの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部２０において、０挿入部１８から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図１０に示す０挿入後の伝送路のインパルス応答データは、図３に示すように、全体がＴ／８分だけ左にシフトする。
【００３７】
そこで、本例では、実数帯域フィルタ２１を図４に示すような特性（中心に対して±Ｔ／８の幅を通過帯域とする特性）に設定し、複素乗算部２０から出力される伝送路周波数応答データに対してフィルタ処理を行う。このようにすると、実数帯域フィルタ２１から出力される伝送路周波数応答データに対応するインパルス応答は、図５に示すようになる。
【００３８】
そして、本例では、複素正弦波信号発生部２４からｂｎ＝ｅ−ｊ（ π ／８）ｎの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部２５において、実数帯域フィルタ２１から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図５に示す実数帯域フィルタ２１によるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答データは、図６に示すように、全体がＴ／８分だけ右にシフトし、図１２に示す場合と同一となる。
【００３９】
なお、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８、１／１６、１／３２の場合も、複素正弦波信号の周波数とフィルタ係数を選択することで、複素フィルタを設ける場合と同等の処理を行うことが可能となる。
【００４０】
以上のように、本実施形態によれば、キャリア方向補間処理部１５は、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタ２１を用いて行うように構成されているので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。したがって、ハードウエア量を削減することができる。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うとしたことにより、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができるので、ハードウエア量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態が備える第１の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態が備える第２の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図７】ＩＳＤＢ−ＴにおけるＳＰ信号の挿入位置を示す図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図９】シンボル方向補間処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１０】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える０挿入部による０挿入後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１１】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図１２】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【符号の説明】
１…０挿入部
２…複素帯域フィルタ
３…フィルタ係数選択部
４…アンテナ
５…チューナ部
６…Ａ／Ｄ変換部
７…直交復調部
８…ガードインターバル除去部
９…ＦＦＴ部
１０…キャリア選択部
１１…遅延メモリ
１２…等化処理部
１３…シンボル方向補間処理部
１４…ＳＰキャリア保存メモリ
１５…キャリア方向補間処理部
１６…複素正弦波信号周波数設定部
１７…フィルタ係数選択信号生成部
１８…０挿入部
１９…複素正弦波信号発生部
２０…複素乗算部
２１…実数帯域フィルタ
２２…フィルタ係数選択部
２３…−１倍部
２４…複素正弦波信号発生部
２５…複素乗算部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＶＢ−ＴやＩＳＤＢ−Ｔ等の地上デジタル放送における伝送方式では、同期変調方式にＳＰ（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ ｐｉｌｏｔ：分散パイロット）信号と呼ばれる送信時の振幅及び位相が既知の信号が用いられる。
【０００３】
ＳＰ信号は所定のサブキャリアに挿入され、受信装置はＳＰ信号を用いて伝送路の周波数応答データを得ることができる。得られた伝送路の周波数応答データは等化処理に用いられ、受信信号データからマルチパス等による影響を取り除くことができる。
【０００４】
ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＳＰ信号は、図７に示すように、１シンボルあたり１２サブキャリアに１つの割合で、かつ、１シンボル毎に３サブキャリア分、位置がシフトし、４シンボルで元の位置に戻るように挿入される。
【０００５】
したがって、受信装置は、ＳＰ信号をシンボル方向に補間処理することで、３サブキャリアに１つの割合で伝送路周波数応答データを得ることができ、更に、この伝送路周波数応答データをキャリア方向に補間処理することで、最終的には全キャリアに対する伝送路周波数応答データを得ることができる。
【０００６】
図８は従来のＯＦＤＭ受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。図８中、１はシンボル方向補間処理部からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入してサンプリングレートを３倍に変換する０挿入部である。
【０００７】
２は０挿入部１から出力される伝送路周波数応答データに対して通過帯域を制限してフィルタ処理を行う複素帯域フィルタ、３はフィルタ係数選択信号に制御されてガードインターバルの長さに応じたフィルタ係数を複素帯域フィルタ２に供給するフィルタ係数選択部である。
【０００８】
ここで、０挿入部１での０挿入処理前の伝送路周波数応答データは３サブキャリアに１つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答は、図９に示すように、１シンボル期間Ｔの１／３の幅で、前後１／６の伝送路遅延情報が含まれている。
【０００９】
したがって、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データに２個の０挿入を行うと、図１０に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は３倍になり、元の−Ｔ／６からＴ／６の区間のインパルス応答データが、−Ｔ／２から−Ｔ／６の区間と、Ｔ／６からＴ／２の区間にコピーされる。
【００１０】
図８に示すキャリア方向補間処理部では、０挿入部１で０挿入処理がされた伝送路周波数応答データが複素帯域フィルタ２によりフィルタ処理され、必要な区間が抜き出されるが、複素帯域フィルタ２により抜き出される区間はマルチパスによる遅延波の存在範囲によって決まる。
【００１１】
ＩＳＤＢ−Ｔでは、遅延波によって起こるシンボル間干渉を防ぐため、ガードインターバルと呼ばれる区間が送信シンボル間に挿入される。ガードインターバルの長さとして、シンボル長の１／３２、１／１６、１／８、１／４が規定されている。
【００１２】
したがって、複素帯域フィルタ２は、ガードインターバル長までの遅延波の範囲は通過し、それ以外の範囲は遮断するという特性に設定され、この特性の複素帯域フィルタ２でフィルタ処理を行うと、遅延波のみの伝送路情報に基づく伝送路周波数応答データが得られる。
【００１３】
図１１はガードインターバル長をシンボル長の１／４とする場合の複素帯域フィルタ２の特性を示しており、図１２は図１１に示す特性の複素帯域フィルタ２で図１０に示すインパルス応答を示す伝送路周波数応答データのフィルタ処理を行った場合の伝送路のインパルス応答を示している。
【００１４】
【特許文献１】特開２００３−６０６０６号公報
【特許文献２】特開２００２−６４４６４号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
図１１に示すような特性の複素帯域フィルタ２は、中心に対して非対称な通過帯域特性を有しているため、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限応答）フィルタや、ＩＩＲ（ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ：無限応答）フィルタ等のデジタルフィルタとして実装する場合、係数を複素数にする必要があるが、複素帯域フィルタは、実数帯域フィルタに比べてハードウエア化した場合の複雑度が増加するという問題点がある。
【００１６】
本発明は、かかる点に鑑み、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現し、ハードウエア量を削減することができるようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、高速フーリエ変換部の出力に含まれるＳＰキャリアから得られる伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行うシンボル方向補間処理部と、該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有するというものである。
【００１８】
本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。図１中、４はアンテナ、５はチューナ部である。アンテナ４が受信した信号はチューナ部５で中間周波数信号に変換される。
【００２０】
６はＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部、７は直交復調部である。チューナ部５から出力される中間周波数信号はＡ／Ｄ変換部６でアナログ信号からデジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部６から出力される中間周波数信号は直交復調部７でベースバンド信号に変換される。
【００２１】
８はガードインターバル除去部である。ガードインターバル除去部８は、直交復調部７から出力されるベースバンド信号からガードインターバル期間の信号を取り除き、シンボルデータを抽出する。
【００２２】
９はＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部である。ガードインターバル除去部８で抽出されたシンボルデータは、ＦＦＴ部９で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、各サブキャリアデータが取り出される。
【００２３】
１０はキャリア選択部である。キャリア選択部１０は、ＦＦＴ部９から各サブキャリアデータを入力して、データキャリアとＳＰキャリアとを識別し、これらの振り分けを行う。
【００２４】
１１は遅延メモリ、１２は等化処理部である。キャリア選択部１０から出力されるデータキャリアは遅延メモリ１１に送られ、ＳＰ信号補間に必要なシンボル分の遅延処理を行った後に等化処理部１２に送られる。
【００２５】
１３はシンボル方向補間処理部、１４はＳＰキャリア保存メモリである。キャリア選択部１０から出力されるＳＰキャリアは、シンボル方向補間処理部１３とＳＰキャリア保存メモリ１４に送られる。
【００２６】
シンボル方向補間処理部１３は、現シンボルのＳＰキャリアとＳＰキャリア保存メモリ１４に保存されている前シンボルのＳＰキャリアを入力して伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行う。
【００２７】
１５はキャリア方向補間処理部、１６は複素正弦波信号周波数設定部、１７はフィルタ係数選択信号生成部である。キャリア方向補間処理部１５は、複素正弦波信号周波数設定部１６及びフィルタ係数選択信号生成部１７の出力信号を入力し、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を行う。
【００２８】
キャリア方向補間処理部１５が出力する全キャリアの伝送路周波数応答データは等化処理部１２に送られ、等化処理部１２においてデータキャリアに対する等化処理が行われる。
【００２９】
図２はキャリア方向補間処理部１５の構成を示す回路図である。図２中、１８はシンボル方向補間処理部１３からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入してサンプリングレートを３倍に変換する０挿入部である。
【００３０】
１９は複素正弦波信号周波数設定部１６から出力される複素正弦波信号設定周波数と同一周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、２０は０挿入部１８から出力される伝送路周波数応答データに複素正弦波信号発生部１８から出力される複素正弦波信号を乗じて帯域のシフトを行う複素乗算部である。
【００３１】
２１は複素乗算部２０での複素乗算後のデータに対してフィルタ処理を行う実数帯域フィルタ、２２はフィルタ係数選択信号生成部１７から与えられるフィルタ係数選択信号に制御されて実数帯域フィルタ２１にガードインターバル長に応じたフィルタ係数を与えるフィルタ係数選択部である。
【００３２】
２３は複素正弦波信号周波数設定部１６から出力される複素正弦波信号設定周波数を−１倍する−１倍部、２４は−１倍部２３から出力される周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、２５は実数帯域フィルタ２１の出力に複素正弦波信号発生部２４から出力される複素正弦波信号を乗じ、複素乗算部２０とは逆方向の帯域シフトを行う複素乗算部である。
【００３３】
本実施形態においては、複素正弦波信号発生部１９と複素乗算部２０とで第１の帯域シフト部が構成され、−１倍部２３と複素正弦波信号発生部２４と複素乗算部２５とで第２の帯域シフト部が構成されている。
【００３４】
ここで、０挿入部１８での０挿入処理前の伝送路周波数応答データは、３サブキャリアに１つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答データは、図９に示すように、１シンボル期間Ｔの１／３の幅で、前後１／６の伝送路遅延情報が含まれている。
【００３５】
この伝送路周波数応答データに対して２個の０挿入を行うと、図１０に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は３倍になり、元の−Ｔ／６からＴ／６の区間のインパルス応答データが、−Ｔ／２から−Ｔ／６の区間と、Ｔ／６からＴ／２の区間にコピーされる。
【００３６】
ここで、例えば、Ｔ／８のシフトを行う場合には、複素正弦波信号発生部１９からａｎ＝ｅｊ（ π ／８）ｎの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部２０において、０挿入部１８から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図１０に示す０挿入後の伝送路のインパルス応答データは、図３に示すように、全体がＴ／８分だけ左にシフトする。
【００３７】
そこで、本例では、実数帯域フィルタ２１を図４に示すような特性（中心に対して±Ｔ／８の幅を通過帯域とする特性）に設定し、複素乗算部２０から出力される伝送路周波数応答データに対してフィルタ処理を行う。このようにすると、実数帯域フィルタ２１から出力される伝送路周波数応答データに対応するインパルス応答は、図５に示すようになる。
【００３８】
そして、本例では、複素正弦波信号発生部２４からｂｎ＝ｅ−ｊ（ π ／８）ｎの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部２５において、実数帯域フィルタ２１から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図５に示す実数帯域フィルタ２１によるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答データは、図６に示すように、全体がＴ／８分だけ右にシフトし、図１２に示す場合と同一となる。
【００３９】
なお、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８、１／１６、１／３２の場合も、複素正弦波信号の周波数とフィルタ係数を選択することで、複素フィルタを設ける場合と同等の処理を行うことが可能となる。
【００４０】
以上のように、本実施形態によれば、キャリア方向補間処理部１５は、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタ２１を用いて行うように構成されているので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。したがって、ハードウエア量を削減することができる。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うとしたことにより、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができるので、ハードウエア量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態が備える第１の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態が備える第２の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図７】ＩＳＤＢ−ＴにおけるＳＰ信号の挿入位置を示す図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図９】シンボル方向補間処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１０】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える０挿入部による０挿入後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１１】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図１２】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【符号の説明】
１…０挿入部
２…複素帯域フィルタ
３…フィルタ係数選択部
４…アンテナ
５…チューナ部
６…Ａ／Ｄ変換部
７…直交復調部
８…ガードインターバル除去部
９…ＦＦＴ部
１０…キャリア選択部
１１…遅延メモリ
１２…等化処理部
１３…シンボル方向補間処理部
１４…ＳＰキャリア保存メモリ
１５…キャリア方向補間処理部
１６…複素正弦波信号周波数設定部
１７…フィルタ係数選択信号生成部
１８…０挿入部
１９…複素正弦波信号発生部
２０…複素乗算部
２１…実数帯域フィルタ
２２…フィルタ係数選択部
２３…−１倍部
２４…複素正弦波信号発生部
２５…複素乗算部
Claims (5)
- 高速フーリエ変換部の出力に含まれるＳＰキャリアから得られる伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行うシンボル方向補間処理部と、
該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 前記キャリア方向補間処理部は、前記シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データに０を挿入する０挿入部と、該０挿入部から出力される伝送路周波数応答データの帯域シフトを行う第１の帯域シフト部と、該第１の帯域シフト部から出力される伝送路周波数応答データをフィルタ処理する前記実数帯域フィルタと、該実数帯域フィルタから出力される伝送路周波数応答データの前記第１の帯域シフト部とは逆方向の帯域シフトを行う第２の帯域シフト部を有することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
- 前記第１の帯域シフト部は、第１の複素正弦波信号を発生する第１の複素正弦波信号発生部と、前記０挿入部から出力される伝送路周波数応答データに前記第１の複素正弦波信号を乗じる第１の複素乗算部を有し、
前記第２の帯域シフト部は、前記第１の複素正弦波信号と共役関係にある第２の複素正弦波信号を発生する第２の複素正弦波信号発生部と、前記実数帯域フィルタから出力される伝送路周波数応答データに前記第２の複素正弦波信号を乗じる第２の複素乗算部を有することを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記第１の複素正弦波信号に設定すべき周波数を出力する複素正弦波信号周波数設定部と、
該複素正弦波信号周波数設定部から出力される周波数を−１倍する−１倍部を有し、
前記第１の複素正弦波信号発生部は、前記複素正弦波信号設定部から出力される周波数の前記第１の複素正弦波信号を発生し、
前記第２の複素正弦波信号発生部は、前記−１倍部から出力される周波数の前記第２の複素正弦波信号を発生することを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ受信装置。 - フィルタ係数選択部を有し、
前記実数帯域フィルタは、前記フィルタ係数選択部から供給されるフィルタ係数に基づいてフィルタ特性を可変することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003138396A JP2004343480A (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003138396A JP2004343480A (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004343480A true JP2004343480A (ja) | 2004-12-02 |
Family
ID=33527775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003138396A Withdrawn JP2004343480A (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004343480A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008118390A (ja) * | 2006-11-02 | 2008-05-22 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ｏｆｄｍ信号の伝送路特性推定手段と補正手段及びそれを用いた装置 |
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-
2003
- 2003-05-16 JP JP2003138396A patent/JP2004343480A/ja not_active Withdrawn
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