JP2004343480A

JP2004343480A - Ofdm receiving device

Info

Publication number: JP2004343480A
Application number: JP2003138396A
Authority: JP
Inventors: Ryosuke Watanabe; 亮介渡辺
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-05-16
Filing date: 2003-05-16
Publication date: 2004-12-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an OFDM receiving device which realizes the acquisition of transmission path frequency response data with regard to all the carriers with a simple hardware and is capable of reducing the size of the hardware. <P>SOLUTION: In a zero insertion part 18, two 0s are inserted in the transmission path frequency response data outputted from a symbol direction interpolation processing part 13. In a complex multiplication part 20, an output of the zero insertion part 18 is multiplied by a complex sine wave signal outputted from a complex sine wave signal generation part 19, and band shift is performed. In a real number band filter 21, filter processing is performed to an output of the complex multiplication part 20. In a complex multiplication part 25, an output of the real number band filter 21 is multiplied by the complex sign wave signal outputted from a complex sine wave signal generating part 24 and the band shift in an opposite direction to the complex multiplication part 20 is performed. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＶＢ−ＴやＩＳＤＢ−Ｔ等の地上デジタル放送における伝送方式では、同期変調方式にＳＰ（ｓｃａｔｔｅｒｅｄｐｉｌｏｔ：分散パイロット）信号と呼ばれる送信時の振幅及び位相が既知の信号が用いられる。
【０００３】
ＳＰ信号は所定のサブキャリアに挿入され、受信装置はＳＰ信号を用いて伝送路の周波数応答データを得ることができる。得られた伝送路の周波数応答データは等化処理に用いられ、受信信号データからマルチパス等による影響を取り除くことができる。
【０００４】
ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＳＰ信号は、図７に示すように、１シンボルあたり１２サブキャリアに１つの割合で、かつ、１シンボル毎に３サブキャリア分、位置がシフトし、４シンボルで元の位置に戻るように挿入される。
【０００５】
したがって、受信装置は、ＳＰ信号をシンボル方向に補間処理することで、３サブキャリアに１つの割合で伝送路周波数応答データを得ることができ、更に、この伝送路周波数応答データをキャリア方向に補間処理することで、最終的には全キャリアに対する伝送路周波数応答データを得ることができる。
【０００６】
図８は従来のＯＦＤＭ受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。図８中、１はシンボル方向補間処理部からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入してサンプリングレートを３倍に変換する０挿入部である。
【０００７】
２は０挿入部１から出力される伝送路周波数応答データに対して通過帯域を制限してフィルタ処理を行う複素帯域フィルタ、３はフィルタ係数選択信号に制御されてガードインターバルの長さに応じたフィルタ係数を複素帯域フィルタ２に供給するフィルタ係数選択部である。
【０００８】
ここで、０挿入部１での０挿入処理前の伝送路周波数応答データは３サブキャリアに１つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答は、図９に示すように、１シンボル期間Ｔの１／３の幅で、前後１／６の伝送路遅延情報が含まれている。
【０００９】
したがって、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データに２個の０挿入を行うと、図１０に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は３倍になり、元の−Ｔ／６からＴ／６の区間のインパルス応答データが、−Ｔ／２から−Ｔ／６の区間と、Ｔ／６からＴ／２の区間にコピーされる。
【００１０】
図８に示すキャリア方向補間処理部では、０挿入部１で０挿入処理がされた伝送路周波数応答データが複素帯域フィルタ２によりフィルタ処理され、必要な区間が抜き出されるが、複素帯域フィルタ２により抜き出される区間はマルチパスによる遅延波の存在範囲によって決まる。
【００１１】
ＩＳＤＢ−Ｔでは、遅延波によって起こるシンボル間干渉を防ぐため、ガードインターバルと呼ばれる区間が送信シンボル間に挿入される。ガードインターバルの長さとして、シンボル長の１／３２、１／１６、１／８、１／４が規定されている。
【００１２】
したがって、複素帯域フィルタ２は、ガードインターバル長までの遅延波の範囲は通過し、それ以外の範囲は遮断するという特性に設定され、この特性の複素帯域フィルタ２でフィルタ処理を行うと、遅延波のみの伝送路情報に基づく伝送路周波数応答データが得られる。
【００１３】
図１１はガードインターバル長をシンボル長の１／４とする場合の複素帯域フィルタ２の特性を示しており、図１２は図１１に示す特性の複素帯域フィルタ２で図１０に示すインパルス応答を示す伝送路周波数応答データのフィルタ処理を行った場合の伝送路のインパルス応答を示している。
【００１４】
【特許文献１】特開２００３−６０６０６号公報
【特許文献２】特開２００２−６４４６４号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
図１１に示すような特性の複素帯域フィルタ２は、中心に対して非対称な通過帯域特性を有しているため、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限応答）フィルタや、ＩＩＲ（ｉｎｆｉｎｉｔｅｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ：無限応答）フィルタ等のデジタルフィルタとして実装する場合、係数を複素数にする必要があるが、複素帯域フィルタは、実数帯域フィルタに比べてハードウエア化した場合の複雑度が増加するという問題点がある。
【００１６】
本発明は、かかる点に鑑み、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現し、ハードウエア量を削減することができるようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ受信装置は、高速フーリエ変換部の出力に含まれるＳＰキャリアから得られる伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行うシンボル方向補間処理部と、該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有するというものである。
【００１８】
本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。図１中、４はアンテナ、５はチューナ部である。アンテナ４が受信した信号はチューナ部５で中間周波数信号に変換される。
【００２０】
６はＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部、７は直交復調部である。チューナ部５から出力される中間周波数信号はＡ／Ｄ変換部６でアナログ信号からデジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部６から出力される中間周波数信号は直交復調部７でベースバンド信号に変換される。
【００２１】
８はガードインターバル除去部である。ガードインターバル除去部８は、直交復調部７から出力されるベースバンド信号からガードインターバル期間の信号を取り除き、シンボルデータを抽出する。
【００２２】
９はＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）部である。ガードインターバル除去部８で抽出されたシンボルデータは、ＦＦＴ部９で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、各サブキャリアデータが取り出される。
【００２３】
１０はキャリア選択部である。キャリア選択部１０は、ＦＦＴ部９から各サブキャリアデータを入力して、データキャリアとＳＰキャリアとを識別し、これらの振り分けを行う。
【００２４】
１１は遅延メモリ、１２は等化処理部である。キャリア選択部１０から出力されるデータキャリアは遅延メモリ１１に送られ、ＳＰ信号補間に必要なシンボル分の遅延処理を行った後に等化処理部１２に送られる。
【００２５】
１３はシンボル方向補間処理部、１４はＳＰキャリア保存メモリである。キャリア選択部１０から出力されるＳＰキャリアは、シンボル方向補間処理部１３とＳＰキャリア保存メモリ１４に送られる。
【００２６】
シンボル方向補間処理部１３は、現シンボルのＳＰキャリアとＳＰキャリア保存メモリ１４に保存されている前シンボルのＳＰキャリアを入力して伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行う。
【００２７】
１５はキャリア方向補間処理部、１６は複素正弦波信号周波数設定部、１７はフィルタ係数選択信号生成部である。キャリア方向補間処理部１５は、複素正弦波信号周波数設定部１６及びフィルタ係数選択信号生成部１７の出力信号を入力し、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を行う。
【００２８】
キャリア方向補間処理部１５が出力する全キャリアの伝送路周波数応答データは等化処理部１２に送られ、等化処理部１２においてデータキャリアに対する等化処理が行われる。
【００２９】
図２はキャリア方向補間処理部１５の構成を示す回路図である。図２中、１８はシンボル方向補間処理部１３からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに２個の０を挿入してサンプリングレートを３倍に変換する０挿入部である。
【００３０】
１９は複素正弦波信号周波数設定部１６から出力される複素正弦波信号設定周波数と同一周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、２０は０挿入部１８から出力される伝送路周波数応答データに複素正弦波信号発生部１８から出力される複素正弦波信号を乗じて帯域のシフトを行う複素乗算部である。
【００３１】
２１は複素乗算部２０での複素乗算後のデータに対してフィルタ処理を行う実数帯域フィルタ、２２はフィルタ係数選択信号生成部１７から与えられるフィルタ係数選択信号に制御されて実数帯域フィルタ２１にガードインターバル長に応じたフィルタ係数を与えるフィルタ係数選択部である。
【００３２】
２３は複素正弦波信号周波数設定部１６から出力される複素正弦波信号設定周波数を−１倍する−１倍部、２４は−１倍部２３から出力される周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、２５は実数帯域フィルタ２１の出力に複素正弦波信号発生部２４から出力される複素正弦波信号を乗じ、複素乗算部２０とは逆方向の帯域シフトを行う複素乗算部である。
【００３３】
本実施形態においては、複素正弦波信号発生部１９と複素乗算部２０とで第１の帯域シフト部が構成され、−１倍部２３と複素正弦波信号発生部２４と複素乗算部２５とで第２の帯域シフト部が構成されている。
【００３４】
ここで、０挿入部１８での０挿入処理前の伝送路周波数応答データは、３サブキャリアに１つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答データは、図９に示すように、１シンボル期間Ｔの１／３の幅で、前後１／６の伝送路遅延情報が含まれている。
【００３５】
この伝送路周波数応答データに対して２個の０挿入を行うと、図１０に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は３倍になり、元の−Ｔ／６からＴ／６の区間のインパルス応答データが、−Ｔ／２から−Ｔ／６の区間と、Ｔ／６からＴ／２の区間にコピーされる。
【００３６】
ここで、例えば、Ｔ／８のシフトを行う場合には、複素正弦波信号発生部１９からａ_ｎ＝ｅ^ｊ（ ^π ^／８）ｎの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部２０において、０挿入部１８から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図１０に示す０挿入後の伝送路のインパルス応答データは、図３に示すように、全体がＴ／８分だけ左にシフトする。
【００３７】
そこで、本例では、実数帯域フィルタ２１を図４に示すような特性（中心に対して±Ｔ／８の幅を通過帯域とする特性）に設定し、複素乗算部２０から出力される伝送路周波数応答データに対してフィルタ処理を行う。このようにすると、実数帯域フィルタ２１から出力される伝送路周波数応答データに対応するインパルス応答は、図５に示すようになる。
【００３８】
そして、本例では、複素正弦波信号発生部２４からｂ_ｎ＝ｅ^−ｊ（ ^π ^／８）ｎの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部２５において、実数帯域フィルタ２１から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図５に示す実数帯域フィルタ２１によるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答データは、図６に示すように、全体がＴ／８分だけ右にシフトし、図１２に示す場合と同一となる。
【００３９】
なお、ガードインターバル長が有効シンボル長の１／８、１／１６、１／３２の場合も、複素正弦波信号の周波数とフィルタ係数を選択することで、複素フィルタを設ける場合と同等の処理を行うことが可能となる。
【００４０】
以上のように、本実施形態によれば、キャリア方向補間処理部１５は、シンボル方向補間処理部１３から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタ２１を用いて行うように構成されているので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。したがって、ハードウエア量を削減することができる。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うとしたことにより、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができるので、ハードウエア量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施形態が備える第１の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態が備える第２の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図７】ＩＳＤＢ−ＴにおけるＳＰ信号の挿入位置を示す図である。
【図８】従来のＯＦＤＭ受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図９】シンボル方向補間処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１０】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える０挿入部による０挿入後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図１１】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図１２】図８に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【符号の説明】
１…０挿入部
２…複素帯域フィルタ
３…フィルタ係数選択部
４…アンテナ
５…チューナ部
６…Ａ／Ｄ変換部
７…直交復調部
８…ガードインターバル除去部
９…ＦＦＴ部
１０…キャリア選択部
１１…遅延メモリ
１２…等化処理部
１３…シンボル方向補間処理部
１４…ＳＰキャリア保存メモリ
１５…キャリア方向補間処理部
１６…複素正弦波信号周波数設定部
１７…フィルタ係数選択信号生成部
１８…０挿入部
１９…複素正弦波信号発生部
２０…複素乗算部
２１…実数帯域フィルタ
２２…フィルタ係数選択部
２３…−１倍部
２４…複素正弦波信号発生部
２５…複素乗算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) receiving apparatus.
[0002]
[Prior art]
In a transmission system for digital terrestrial broadcasting such as DVB-T or ISDB-T, a signal having a known amplitude and phase at the time of transmission called a scattered pilot (SP) signal is used as a synchronous modulation system.
[0003]
The SP signal is inserted into a predetermined subcarrier, and the receiving apparatus can use the SP signal to obtain frequency response data of the transmission path. The obtained frequency response data of the transmission path is used for equalization processing, and the influence of multipath or the like can be removed from the received signal data.
[0004]
In ISDB-T, as shown in FIG. 7, the SP signal is shifted in position by one for every 12 subcarriers per symbol and by 3 subcarriers per symbol, and the original position is shifted by 4 symbols. Inserted back to.
[0005]
Therefore, the receiving apparatus can obtain transmission line frequency response data at a rate of one for three subcarriers by interpolating the SP signal in the symbol direction, and further interpolate the transmission line frequency response data in the carrier direction. By performing the processing, transmission line frequency response data for all carriers can be finally obtained.
[0006]
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a carrier direction interpolation processing unit included in an example of a conventional OFDM receiver. In FIG. 8, reference numeral 1 denotes a 0 insertion unit that inserts two 0s into the transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit in ascending order of the carrier number and converts the sampling rate to three times.
[0007]
Reference numeral 2 denotes a complex bandpass filter that performs a filtering process by restricting a pass band to the transmission line frequency response data output from the 0 insertion unit 1 and 3 is controlled by a filter coefficient selection signal and corresponds to the length of a guard interval. A filter coefficient selection unit that supplies the filter coefficients to the complex band filter 2.
[0008]
Here, the transmission line frequency response data before the 0 insertion processing in the 0 insertion unit 1 is transmission line frequency response data at a ratio of one for every three subcarriers. As shown in FIG. 9, the impulse response has a width of 1/3 of one symbol period T and includes transmission path delay information of 1/6 before and after.
[0009]
Therefore, when two zeros are inserted into the transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit, the section of the impulse response of the transmission line is tripled as shown in FIG. The impulse response data in the section from / 6 to T / 6 is copied to the section from -T / 2 to -T / 6 and the section from T / 6 to T / 2.
[0010]
In the carrier direction interpolation processing unit shown in FIG. 8, the transmission line frequency response data subjected to the zero insertion processing by the zero insertion unit 1 is filtered by the complex bandpass filter 2 to extract necessary sections. Is determined by the existence range of the delay wave due to the multipath.
[0011]
In ISDB-T, a section called a guard interval is inserted between transmission symbols in order to prevent intersymbol interference caused by a delayed wave. As the length of the guard interval, 1/32, 1/16, 1/8, and 1/4 of the symbol length are defined.
[0012]
Accordingly, the complex bandpass filter 2 is set to have such a characteristic that the range of the delayed wave up to the guard interval length is passed and the other range is cut off. Transmission line frequency response data based on only the transmission line information is obtained.
[0013]
FIG. 11 shows the characteristics of the complex bandpass filter 2 when the guard interval length is 1/4 of the symbol length, and FIG. 12 shows the impulse response shown in FIG. 10 with the complex bandpass filter 2 having the characteristics shown in FIG. 7 shows an impulse response of a transmission line when filtering processing of transmission line frequency response data is performed.
[0014]
[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-60606 [Patent Document 2] Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-64464
[Problems to be solved by the invention]
Since the complex bandpass filter 2 having a characteristic as shown in FIG. 11 has a passband characteristic that is asymmetric with respect to the center, a FIR (finite impulse response) filter or an IIR (infinite impulse response: infinite response) ) When implemented as a digital filter such as a filter, the coefficients need to be complex numbers. However, the complex bandpass filter has a problem that the complexity when implemented in hardware increases as compared with the real bandpass filter.
[0016]
In view of the above, an object of the present invention is to provide an OFDM receiving apparatus that can acquire transmission line frequency response data for all carriers by using simple hardware and reduce the amount of hardware. And
[0017]
[Means for Solving the Problems]
An OFDM receiving apparatus according to the present invention includes a symbol direction interpolation processing section that performs interpolation processing in the symbol direction of transmission path frequency response data obtained from SP carriers included in an output of a fast Fourier transform section, and an output from the symbol direction interpolation processing section. And a carrier direction interpolation processing unit for performing interpolation processing in the carrier direction of the transmission path frequency response data using a real number band filter.
[0018]
According to the present invention, the carrier direction interpolation processing section performs the carrier direction interpolation processing of the transmission path frequency response data output from the symbol direction interpolation processing section using a real band filter, so that the transmission path frequency for all carriers is Acquisition of response data can be realized by simple hardware.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of one embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 4 denotes an antenna, and reference numeral 5 denotes a tuner unit. The signal received by the antenna 4 is converted by the tuner unit 5 into an intermediate frequency signal.
[0020]
Reference numeral 6 denotes an A / D (analog / digital) converter, and reference numeral 7 denotes a quadrature demodulator. The intermediate frequency signal output from the tuner unit 5 is converted from an analog signal to a digital signal by an A / D converter 6, and the intermediate frequency signal output from the A / D converter 6 is converted into a baseband signal by a quadrature demodulator 7. Is converted.
[0021]
8 is a guard interval removing unit. The guard interval remover 8 removes a signal in the guard interval period from the baseband signal output from the quadrature demodulator 7 and extracts symbol data.
[0022]
Reference numeral 9 denotes an FFT (Fast Fourier Transform) unit. The symbol data extracted by the guard interval removing unit 8 is converted from a time domain signal to a frequency domain signal by the FFT unit 9, and each subcarrier data is extracted.
[0023]
Reference numeral 10 denotes a carrier selection unit. The carrier selection unit 10 receives each subcarrier data from the FFT unit 9, identifies a data carrier and an SP carrier, and sorts them.
[0024]
11, a delay memory; and 12, an equalization processing unit. The data carrier output from the carrier selection unit 10 is sent to the delay memory 11, and is sent to the equalization processing unit 12 after performing delay processing for the symbols required for SP signal interpolation.
[0025]
13 is a symbol direction interpolation processing unit, and 14 is an SP carrier storage memory. The SP carrier output from the carrier selection unit 10 is sent to the symbol direction interpolation processing unit 13 and the SP carrier storage memory 14.
[0026]
The symbol direction interpolation processing unit 13 inputs the SP carrier of the current symbol and the SP carrier of the previous symbol stored in the SP carrier storage memory 14 and performs interpolation processing in the symbol direction of the transmission line frequency response data.
[0027]
Reference numeral 15 denotes a carrier direction interpolation processing unit, 16 denotes a complex sine wave signal frequency setting unit, and 17 denotes a filter coefficient selection signal generation unit. The carrier direction interpolation processing section 15 receives the output signals of the complex sine wave signal frequency setting section 16 and the filter coefficient selection signal generation section 17 and outputs the carrier frequency response data of the transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing section 13 in the carrier direction. Performs interpolation processing.
[0028]
The transmission line frequency response data of all carriers output by the carrier direction interpolation processing unit 15 is sent to the equalization processing unit 12, and the equalization processing unit 12 performs equalization processing on the data carrier.
[0029]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the carrier direction interpolation processing unit 15. In FIG. 2, reference numeral 18 denotes a zero insertion unit that inserts two zeros into the transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit 13 in ascending order of the carrier number and converts the sampling rate to three times.
[0030]
Reference numeral 19 denotes a complex sine wave signal generating unit that generates a complex sine wave signal having the same frequency as the complex sine wave signal setting frequency output from the complex sine wave signal frequency setting unit 16, and 20 denotes a transmission line output from the zero insertion unit 18 This is a complex multiplication unit that performs a band shift by multiplying the frequency response data by the complex sine wave signal output from the complex sine wave signal generation unit 18.
[0031]
Reference numeral 21 denotes a real band-pass filter that performs a filtering process on the data after complex multiplication by the complex multiplication unit 20. Reference numeral 22 denotes a filter controlled by the filter coefficient selection signal supplied from the filter coefficient selection signal generation unit 17 and guards the real band-pass filter 21. This is a filter coefficient selection unit that provides a filter coefficient according to the interval length.
[0032]
Reference numeral 23 denotes a -1 time unit for multiplying the set frequency of the complex sine wave signal output from the complex sine wave signal frequency setting unit -1 by 1, and 24 generates a complex sine wave signal having the frequency output from the -1 time unit 23. A complex sine wave signal generator 25 multiplies the output of the real number band-pass filter 21 by the complex sine wave signal output from the complex sine wave signal generator 24 and performs a band shift in the opposite direction to the complex multiplier 20. It is.
[0033]
In the present embodiment, a first band shift unit is configured by the complex sine wave signal generation unit 19 and the complex multiplication unit 20, and the -1 multiplier 23, the complex sine wave signal generation unit 24, and the complex multiplication unit 25 A second band shift unit is configured.
[0034]
Here, the transmission line frequency response data before the 0 insertion processing in the 0 insertion unit 18 is transmission line frequency response data at a rate of one for every three subcarriers. As shown in FIG. 9, the impulse response data has a width of 1/3 of one symbol period T and includes transmission path delay information of 1/6 before and after.
[0035]
When two 0's are inserted into the transmission line frequency response data, as shown in FIG. 10, the section of the impulse response of the transmission path is tripled, and the section from -T / 6 to T / 6 is changed. Is copied to a section from -T / 2 to -T / 6 and a section from T / 6 to T / 2.
[0036]
Here, for example, when performing a shift of T / 8 from the complex sine wave signal generating section _{^{^{19 a n = e j (π}}} / 8) to generate a complex sinusoidal signal ^n, which complex multiplier 20 , Multiplies the transmission line frequency response data output from the 0 insertion unit 18. In this way, the impulse response data of the transmission line after the insertion of 0 shown in FIG. 10 is shifted to the left by T / 8 as a whole, as shown in FIG.
[0037]
Therefore, in this example, the real number bandpass filter 21 is set to the characteristics as shown in FIG. 4 (characteristics having a width of ± T / 8 with respect to the center as a passband), and the transmission line output from the complex multiplier 20 is set. Filter processing is performed on the frequency response data. By doing so, the impulse response corresponding to the transmission line frequency response data output from the real number bandpass filter 21 is as shown in FIG.
[0038]
In the present example, a complex sine wave signal of b _n = e− ^{j (} ^π ^{/ 8) n} is generated from the complex sine wave signal generator 24, and this is output from the real number bandpass filter 21 in the complex multiplier 25. Multiply by the transmission line frequency response data. In this manner, the impulse response data of the transmission path after the filtering process by the real number band-pass filter 21 shown in FIG. 5 is entirely shifted rightward by T / 8 as shown in FIG. Is the same as
[0039]
Even when the guard interval length is 1/8, 1/16, and 1/32 of the effective symbol length, the same processing as in the case of providing a complex filter can be performed by selecting the frequency of the complex sine wave signal and the filter coefficient. It is possible to do.
[0040]
As described above, according to the present embodiment, the carrier direction interpolation processing unit 15 performs the carrier direction interpolation processing of the transmission path frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit 13 using the real band filter 21. With such a configuration, acquisition of transmission line frequency response data for all carriers can be realized by simple hardware. Therefore, the amount of hardware can be reduced.
[0041]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the carrier direction interpolation processing section performs the carrier direction interpolation processing of the transmission path frequency response data output from the symbol direction interpolation processing section using a real number band filter. Since the acquisition of transmission line frequency response data for all carriers can be realized by simple hardware, the amount of hardware can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a carrier direction interpolation processing unit included in an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after multiplication by a first complex multiplication unit included in an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating characteristics set for a real number band filter included in an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after filtering by a real number band filter included in an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after multiplication by a second complex multiplication unit included in an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing an insertion position of an SP signal in ISDB-T.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a configuration of a carrier direction interpolation processing unit included in an example of a conventional OFDM receiver.
FIG. 9 is a diagram showing an impulse response of a transmission line after symbol direction interpolation processing.
FIG. 10 is a diagram showing an impulse response of a transmission path after zero insertion by a zero insertion unit included in the conventional carrier direction interpolation processing unit shown in FIG.
FIG. 11 is a diagram showing characteristics set in a complex bandpass filter provided in the conventional carrier direction interpolation processing unit shown in FIG.
FIG. 12 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after filtering processing by a complex band-pass filter included in the conventional carrier direction interpolation processing unit illustrated in FIG.
[Explanation of symbols]
1 0 insertion unit 2 complex bandpass filter 3 filter coefficient selection unit 4 antenna 5 tuner unit 6 A / D conversion unit 7 orthogonal demodulation unit 8 guard interval removal unit 9 FFT unit 10 carrier selection unit 11 delay memory 12 equalization processing unit 13 symbol direction interpolation processing unit 14 SP carrier storage memory 15 carrier direction interpolation processing unit 16 complex sine wave signal frequency setting unit 17 filter coefficient selection signal generation unit 18 0 Insertion unit 19: complex sine wave signal generation unit 20: complex multiplication unit 21: real number band filter 22: filter coefficient selection unit 23: -1 time unit 24: complex sine wave signal generation unit 25: complex multiplication unit

Claims

高速フーリエ変換部の出力に含まれるＳＰキャリアから得られる伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行うシンボル方向補間処理部と、
該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。A symbol direction interpolation processing unit that performs interpolation processing in the symbol direction of transmission path frequency response data obtained from the SP carrier included in the output of the fast Fourier transform unit;
An OFDM receiving apparatus comprising: a carrier direction interpolation processing unit that performs a carrier direction interpolation process of transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit using a real number band filter.

前記キャリア方向補間処理部は、前記シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データに０を挿入する０挿入部と、該０挿入部から出力される伝送路周波数応答データの帯域シフトを行う第１の帯域シフト部と、該第１の帯域シフト部から出力される伝送路周波数応答データをフィルタ処理する前記実数帯域フィルタと、該実数帯域フィルタから出力される伝送路周波数応答データの前記第１の帯域シフト部とは逆方向の帯域シフトを行う第２の帯域シフト部を有することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。The carrier direction interpolation processing unit includes: a 0 insertion unit that inserts 0 into transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit; and a band shift of transmission line frequency response data output from the 0 insertion unit. A first band shift unit for performing the processing, the real band filter for filtering the transmission line frequency response data output from the first band shift unit, and the transmission band frequency response data output from the real band filter. 2. The OFDM receiver according to claim 1, further comprising a second band shift unit that performs a band shift in a direction opposite to the first band shift unit.

前記第１の帯域シフト部は、第１の複素正弦波信号を発生する第１の複素正弦波信号発生部と、前記０挿入部から出力される伝送路周波数応答データに前記第１の複素正弦波信号を乗じる第１の複素乗算部を有し、
前記第２の帯域シフト部は、前記第１の複素正弦波信号と共役関係にある第２の複素正弦波信号を発生する第２の複素正弦波信号発生部と、前記実数帯域フィルタから出力される伝送路周波数応答データに前記第２の複素正弦波信号を乗じる第２の複素乗算部を有することを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。The first band shift unit includes a first complex sine wave signal generation unit that generates a first complex sine wave signal, and a first complex sine wave signal that is output from the zero insertion unit. A first complex multiplier for multiplying the wave signal,
A second complex sine wave signal generating unit configured to generate a second complex sine wave signal having a conjugate relationship with the first complex sine wave signal; 3. The OFDM receiver according to claim 2, further comprising a second complex multiplier for multiplying the transmission path frequency response data by the second complex sine wave signal.

前記第１の複素正弦波信号に設定すべき周波数を出力する複素正弦波信号周波数設定部と、
該複素正弦波信号周波数設定部から出力される周波数を−１倍する−１倍部を有し、
前記第１の複素正弦波信号発生部は、前記複素正弦波信号設定部から出力される周波数の前記第１の複素正弦波信号を発生し、
前記第２の複素正弦波信号発生部は、前記−１倍部から出力される周波数の前記第２の複素正弦波信号を発生することを特徴とする請求項３記載のＯＦＤＭ受信装置。A complex sine wave signal frequency setting unit that outputs a frequency to be set to the first complex sine wave signal;
A -1 time unit for multiplying the frequency output from the complex sine wave signal frequency setting unit by -1;
The first complex sine wave signal generation unit generates the first complex sine wave signal having a frequency output from the complex sine wave signal setting unit,
4. The OFDM receiving apparatus according to claim 3, wherein the second complex sine wave signal generator generates the second complex sine wave signal having a frequency output from the -1 multiplier.

フィルタ係数選択部を有し、
前記実数帯域フィルタは、前記フィルタ係数選択部から供給されるフィルタ係数に基づいてフィルタ特性を可変することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。A filter coefficient selection unit,
The OFDM receiver according to claim 1, wherein the real number band filter changes a filter characteristic based on a filter coefficient supplied from the filter coefficient selection unit.