JP2004343480A - Ofdm receiving device - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、OFDM(orthogonal frequency division multiplex:直交周波数分割多重)受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
DVB−TやISDB−T等の地上デジタル放送における伝送方式では、同期変調方式にSP(scattered pilot:分散パイロット)信号と呼ばれる送信時の振幅及び位相が既知の信号が用いられる。
【0003】
SP信号は所定のサブキャリアに挿入され、受信装置はSP信号を用いて伝送路の周波数応答データを得ることができる。得られた伝送路の周波数応答データは等化処理に用いられ、受信信号データからマルチパス等による影響を取り除くことができる。
【0004】
ISDB−Tでは、SP信号は、図7に示すように、1シンボルあたり12サブキャリアに1つの割合で、かつ、1シンボル毎に3サブキャリア分、位置がシフトし、4シンボルで元の位置に戻るように挿入される。
【0005】
したがって、受信装置は、SP信号をシンボル方向に補間処理することで、3サブキャリアに1つの割合で伝送路周波数応答データを得ることができ、更に、この伝送路周波数応答データをキャリア方向に補間処理することで、最終的には全キャリアに対する伝送路周波数応答データを得ることができる。
【0006】
図8は従来のOFDM受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。図8中、1はシンボル方向補間処理部からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに2個の0を挿入してサンプリングレートを3倍に変換する0挿入部である。
【0007】
2は0挿入部1から出力される伝送路周波数応答データに対して通過帯域を制限してフィルタ処理を行う複素帯域フィルタ、3はフィルタ係数選択信号に制御されてガードインターバルの長さに応じたフィルタ係数を複素帯域フィルタ2に供給するフィルタ係数選択部である。
【0008】
ここで、0挿入部1での0挿入処理前の伝送路周波数応答データは3サブキャリアに1つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答は、図9に示すように、1シンボル期間Tの1/3の幅で、前後1/6の伝送路遅延情報が含まれている。
【0009】
したがって、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データに2個の0挿入を行うと、図10に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は3倍になり、元の−T/6からT/6の区間のインパルス応答データが、−T/2から−T/6の区間と、T/6からT/2の区間にコピーされる。
【0010】
図8に示すキャリア方向補間処理部では、0挿入部1で0挿入処理がされた伝送路周波数応答データが複素帯域フィルタ2によりフィルタ処理され、必要な区間が抜き出されるが、複素帯域フィルタ2により抜き出される区間はマルチパスによる遅延波の存在範囲によって決まる。
【0011】
ISDB−Tでは、遅延波によって起こるシンボル間干渉を防ぐため、ガードインターバルと呼ばれる区間が送信シンボル間に挿入される。ガードインターバルの長さとして、シンボル長の1/32、1/16、1/8、1/4が規定されている。
【0012】
したがって、複素帯域フィルタ2は、ガードインターバル長までの遅延波の範囲は通過し、それ以外の範囲は遮断するという特性に設定され、この特性の複素帯域フィルタ2でフィルタ処理を行うと、遅延波のみの伝送路情報に基づく伝送路周波数応答データが得られる。
【0013】
図11はガードインターバル長をシンボル長の1/4とする場合の複素帯域フィルタ2の特性を示しており、図12は図11に示す特性の複素帯域フィルタ2で図10に示すインパルス応答を示す伝送路周波数応答データのフィルタ処理を行った場合の伝送路のインパルス応答を示している。
【0014】
【特許文献1】特開2003−60606号公報
【特許文献2】特開2002−64464号公報
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
図11に示すような特性の複素帯域フィルタ2は、中心に対して非対称な通過帯域特性を有しているため、FIR(finite impulse response:有限応答)フィルタや、IIR(infinite impulse response:無限応答)フィルタ等のデジタルフィルタとして実装する場合、係数を複素数にする必要があるが、複素帯域フィルタは、実数帯域フィルタに比べてハードウエア化した場合の複雑度が増加するという問題点がある。
【0016】
本発明は、かかる点に鑑み、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現し、ハードウエア量を削減することができるようにしたOFDM受信装置を提供することを目的とする。
【0017】
【課題を解決するための手段】
本発明のOFDM受信装置は、高速フーリエ変換部の出力に含まれるSPキャリアから得られる伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行うシンボル方向補間処理部と、該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有するというものである。
【0018】
本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。図1中、4はアンテナ、5はチューナ部である。アンテナ4が受信した信号はチューナ部5で中間周波数信号に変換される。
【0020】
6はA/D(アナログ/デジタル)変換部、7は直交復調部である。チューナ部5から出力される中間周波数信号はA/D変換部6でアナログ信号からデジタル信号に変換され、A/D変換部6から出力される中間周波数信号は直交復調部7でベースバンド信号に変換される。
【0021】
8はガードインターバル除去部である。ガードインターバル除去部8は、直交復調部7から出力されるベースバンド信号からガードインターバル期間の信号を取り除き、シンボルデータを抽出する。
【0022】
9はFFT(Fast Fourier Transform)部である。ガードインターバル除去部8で抽出されたシンボルデータは、FFT部9で時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、各サブキャリアデータが取り出される。
【0023】
10はキャリア選択部である。キャリア選択部10は、FFT部9から各サブキャリアデータを入力して、データキャリアとSPキャリアとを識別し、これらの振り分けを行う。
【0024】
11は遅延メモリ、12は等化処理部である。キャリア選択部10から出力されるデータキャリアは遅延メモリ11に送られ、SP信号補間に必要なシンボル分の遅延処理を行った後に等化処理部12に送られる。
【0025】
13はシンボル方向補間処理部、14はSPキャリア保存メモリである。キャリア選択部10から出力されるSPキャリアは、シンボル方向補間処理部13とSPキャリア保存メモリ14に送られる。
【0026】
シンボル方向補間処理部13は、現シンボルのSPキャリアとSPキャリア保存メモリ14に保存されている前シンボルのSPキャリアを入力して伝送路周波数応答データのシンボル方向の補間処理を行う。
【0027】
15はキャリア方向補間処理部、16は複素正弦波信号周波数設定部、17はフィルタ係数選択信号生成部である。キャリア方向補間処理部15は、複素正弦波信号周波数設定部16及びフィルタ係数選択信号生成部17の出力信号を入力し、シンボル方向補間処理部13から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を行う。
【0028】
キャリア方向補間処理部15が出力する全キャリアの伝送路周波数応答データは等化処理部12に送られ、等化処理部12においてデータキャリアに対する等化処理が行われる。
【0029】
図2はキャリア方向補間処理部15の構成を示す回路図である。図2中、18はシンボル方向補間処理部13からキャリア番号の低い順に出力される伝送路周波数応答データに2個の0を挿入してサンプリングレートを3倍に変換する0挿入部である。
【0030】
19は複素正弦波信号周波数設定部16から出力される複素正弦波信号設定周波数と同一周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、20は0挿入部18から出力される伝送路周波数応答データに複素正弦波信号発生部18から出力される複素正弦波信号を乗じて帯域のシフトを行う複素乗算部である。
【0031】
21は複素乗算部20での複素乗算後のデータに対してフィルタ処理を行う実数帯域フィルタ、22はフィルタ係数選択信号生成部17から与えられるフィルタ係数選択信号に制御されて実数帯域フィルタ21にガードインターバル長に応じたフィルタ係数を与えるフィルタ係数選択部である。
【0032】
23は複素正弦波信号周波数設定部16から出力される複素正弦波信号設定周波数を−1倍する−1倍部、24は−1倍部23から出力される周波数の複素正弦波信号を発生する複素正弦波信号発生部、25は実数帯域フィルタ21の出力に複素正弦波信号発生部24から出力される複素正弦波信号を乗じ、複素乗算部20とは逆方向の帯域シフトを行う複素乗算部である。
【0033】
本実施形態においては、複素正弦波信号発生部19と複素乗算部20とで第1の帯域シフト部が構成され、−1倍部23と複素正弦波信号発生部24と複素乗算部25とで第2の帯域シフト部が構成されている。
【0034】
ここで、0挿入部18での0挿入処理前の伝送路周波数応答データは、3サブキャリアに1つの割合での伝送路周波数応答データであるから、それをフーリエ逆変換して求めた伝送路のインパルス応答データは、図9に示すように、1シンボル期間Tの1/3の幅で、前後1/6の伝送路遅延情報が含まれている。
【0035】
この伝送路周波数応答データに対して2個の0挿入を行うと、図10に示すように、伝送路のインパルス応答の区間は3倍になり、元の−T/6からT/6の区間のインパルス応答データが、−T/2から−T/6の区間と、T/6からT/2の区間にコピーされる。
【0036】
ここで、例えば、T/8のシフトを行う場合には、複素正弦波信号発生部19からan=ej( π /8)nの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部20において、0挿入部18から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図10に示す0挿入後の伝送路のインパルス応答データは、図3に示すように、全体がT/8分だけ左にシフトする。
【0037】
そこで、本例では、実数帯域フィルタ21を図4に示すような特性(中心に対して±T/8の幅を通過帯域とする特性)に設定し、複素乗算部20から出力される伝送路周波数応答データに対してフィルタ処理を行う。このようにすると、実数帯域フィルタ21から出力される伝送路周波数応答データに対応するインパルス応答は、図5に示すようになる。
【0038】
そして、本例では、複素正弦波信号発生部24からbn=e−j( π /8)nの複素正弦波信号を発生させ、これを複素乗算部25において、実数帯域フィルタ21から出力される伝送路周波数応答データに乗ずる。このようにすると、図5に示す実数帯域フィルタ21によるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答データは、図6に示すように、全体がT/8分だけ右にシフトし、図12に示す場合と同一となる。
【0039】
なお、ガードインターバル長が有効シンボル長の1/8、1/16、1/32の場合も、複素正弦波信号の周波数とフィルタ係数を選択することで、複素フィルタを設ける場合と同等の処理を行うことが可能となる。
【0040】
以上のように、本実施形態によれば、キャリア方向補間処理部15は、シンボル方向補間処理部13から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタ21を用いて行うように構成されているので、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができる。したがって、ハードウエア量を削減することができる。
【0041】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、キャリア方向補間処理部は、シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うとしたことにより、全キャリアについての伝送路周波数応答データの取得を簡易なハードウエアにより実現することができるので、ハードウエア量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態の要部を示す回路図である。
【図2】本発明の一実施形態が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図3】本発明の一実施形態が備える第1の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図4】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図5】本発明の一実施形態が備える実数帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図6】本発明の一実施形態が備える第2の複素乗算部による乗算後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図7】ISDB−TにおけるSP信号の挿入位置を示す図である。
【図8】従来のOFDM受信装置の一例が備えるキャリア方向補間処理部の構成を示す回路図である。
【図9】シンボル方向補間処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図10】図8に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える0挿入部による0挿入後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【図11】図8に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタに設定された特性を示す図である。
【図12】図8に示す従来のキャリア方向補間処理部が備える複素帯域フィルタによるフィルタ処理後の伝送路のインパルス応答を示す図である。
【符号の説明】
1…0挿入部
2…複素帯域フィルタ
3…フィルタ係数選択部
4…アンテナ
5…チューナ部
6…A/D変換部
7…直交復調部
8…ガードインターバル除去部
9…FFT部
10…キャリア選択部
11…遅延メモリ
12…等化処理部
13…シンボル方向補間処理部
14…SPキャリア保存メモリ
15…キャリア方向補間処理部
16…複素正弦波信号周波数設定部
17…フィルタ係数選択信号生成部
18…0挿入部
19…複素正弦波信号発生部
20…複素乗算部
21…実数帯域フィルタ
22…フィルタ係数選択部
23…−1倍部
24…複素正弦波信号発生部
25…複素乗算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) receiving apparatus.
[0002]
[Prior art]
In a transmission system for digital terrestrial broadcasting such as DVB-T or ISDB-T, a signal having a known amplitude and phase at the time of transmission called a scattered pilot (SP) signal is used as a synchronous modulation system.
[0003]
The SP signal is inserted into a predetermined subcarrier, and the receiving apparatus can use the SP signal to obtain frequency response data of the transmission path. The obtained frequency response data of the transmission path is used for equalization processing, and the influence of multipath or the like can be removed from the received signal data.
[0004]
In ISDB-T, as shown in FIG. 7, the SP signal is shifted in position by one for every 12 subcarriers per symbol and by 3 subcarriers per symbol, and the original position is shifted by 4 symbols. Inserted back to.
[0005]
Therefore, the receiving apparatus can obtain transmission line frequency response data at a rate of one for three subcarriers by interpolating the SP signal in the symbol direction, and further interpolate the transmission line frequency response data in the carrier direction. By performing the processing, transmission line frequency response data for all carriers can be finally obtained.
[0006]
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a carrier direction interpolation processing unit included in an example of a conventional OFDM receiver. In FIG. 8,
[0007]
[0008]
Here, the transmission line frequency response data before the 0 insertion processing in the 0
[0009]
Therefore, when two zeros are inserted into the transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit, the section of the impulse response of the transmission line is tripled as shown in FIG. The impulse response data in the section from / 6 to T / 6 is copied to the section from -T / 2 to -T / 6 and the section from T / 6 to T / 2.
[0010]
In the carrier direction interpolation processing unit shown in FIG. 8, the transmission line frequency response data subjected to the zero insertion processing by the zero
[0011]
In ISDB-T, a section called a guard interval is inserted between transmission symbols in order to prevent intersymbol interference caused by a delayed wave. As the length of the guard interval, 1/32, 1/16, 1/8, and 1/4 of the symbol length are defined.
[0012]
Accordingly, the
[0013]
FIG. 11 shows the characteristics of the
[0014]
[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-60606 [Patent Document 2] Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-64464
[Problems to be solved by the invention]
Since the
[0016]
In view of the above, an object of the present invention is to provide an OFDM receiving apparatus that can acquire transmission line frequency response data for all carriers by using simple hardware and reduce the amount of hardware. And
[0017]
[Means for Solving the Problems]
An OFDM receiving apparatus according to the present invention includes a symbol direction interpolation processing section that performs interpolation processing in the symbol direction of transmission path frequency response data obtained from SP carriers included in an output of a fast Fourier transform section, and an output from the symbol direction interpolation processing section. And a carrier direction interpolation processing unit for performing interpolation processing in the carrier direction of the transmission path frequency response data using a real number band filter.
[0018]
According to the present invention, the carrier direction interpolation processing section performs the carrier direction interpolation processing of the transmission path frequency response data output from the symbol direction interpolation processing section using a real band filter, so that the transmission path frequency for all carriers is Acquisition of response data can be realized by simple hardware.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of one embodiment of the present invention. In FIG. 1,
[0020]
[0021]
8 is a guard interval removing unit. The
[0022]
Reference numeral 9 denotes an FFT (Fast Fourier Transform) unit. The symbol data extracted by the guard
[0023]
[0024]
11, a delay memory; and 12, an equalization processing unit. The data carrier output from the
[0025]
13 is a symbol direction interpolation processing unit, and 14 is an SP carrier storage memory. The SP carrier output from the
[0026]
The symbol direction
[0027]
[0028]
The transmission line frequency response data of all carriers output by the carrier direction
[0029]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the carrier direction
[0030]
[0031]
[0032]
Reference numeral 23 denotes a -1 time unit for multiplying the set frequency of the complex sine wave signal output from the complex sine wave signal frequency setting unit -1 by 1, and 24 generates a complex sine wave signal having the frequency output from the -1 time unit 23. A complex sine
[0033]
In the present embodiment, a first band shift unit is configured by the complex sine wave
[0034]
Here, the transmission line frequency response data before the 0 insertion processing in the 0
[0035]
When two 0's are inserted into the transmission line frequency response data, as shown in FIG. 10, the section of the impulse response of the transmission path is tripled, and the section from -T / 6 to T / 6 is changed. Is copied to a section from -T / 2 to -T / 6 and a section from T / 6 to T / 2.
[0036]
Here, for example, when performing a shift of T / 8 from the complex sine wave signal generating section 19 a n = e j (π / 8) to generate a complex sinusoidal signal n, which
[0037]
Therefore, in this example, the real
[0038]
In the present example, a complex sine wave signal of b n = e− j ( π / 8) n is generated from the complex sine
[0039]
Even when the guard interval length is 1/8, 1/16, and 1/32 of the effective symbol length, the same processing as in the case of providing a complex filter can be performed by selecting the frequency of the complex sine wave signal and the filter coefficient. It is possible to do.
[0040]
As described above, according to the present embodiment, the carrier direction
[0041]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the carrier direction interpolation processing section performs the carrier direction interpolation processing of the transmission path frequency response data output from the symbol direction interpolation processing section using a real number band filter. Since the acquisition of transmission line frequency response data for all carriers can be realized by simple hardware, the amount of hardware can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a carrier direction interpolation processing unit included in an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after multiplication by a first complex multiplication unit included in an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating characteristics set for a real number band filter included in an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after filtering by a real number band filter included in an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after multiplication by a second complex multiplication unit included in an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing an insertion position of an SP signal in ISDB-T.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a configuration of a carrier direction interpolation processing unit included in an example of a conventional OFDM receiver.
FIG. 9 is a diagram showing an impulse response of a transmission line after symbol direction interpolation processing.
FIG. 10 is a diagram showing an impulse response of a transmission path after zero insertion by a zero insertion unit included in the conventional carrier direction interpolation processing unit shown in FIG.
FIG. 11 is a diagram showing characteristics set in a complex bandpass filter provided in the conventional carrier direction interpolation processing unit shown in FIG.
FIG. 12 is a diagram illustrating an impulse response of a transmission path after filtering processing by a complex band-pass filter included in the conventional carrier direction interpolation processing unit illustrated in FIG.
[Explanation of symbols]
1 0
Claims (5)
該シンボル方向補間処理部から出力される伝送路周波数応答データのキャリア方向の補間処理を実数帯域フィルタを用いて行うキャリア方向補間処理部を有することを特徴とするOFDM受信装置。A symbol direction interpolation processing unit that performs interpolation processing in the symbol direction of transmission path frequency response data obtained from the SP carrier included in the output of the fast Fourier transform unit;
An OFDM receiving apparatus comprising: a carrier direction interpolation processing unit that performs a carrier direction interpolation process of transmission line frequency response data output from the symbol direction interpolation processing unit using a real number band filter.
前記第2の帯域シフト部は、前記第1の複素正弦波信号と共役関係にある第2の複素正弦波信号を発生する第2の複素正弦波信号発生部と、前記実数帯域フィルタから出力される伝送路周波数応答データに前記第2の複素正弦波信号を乗じる第2の複素乗算部を有することを特徴とする請求項2記載のOFDM受信装置。The first band shift unit includes a first complex sine wave signal generation unit that generates a first complex sine wave signal, and a first complex sine wave signal that is output from the zero insertion unit. A first complex multiplier for multiplying the wave signal,
A second complex sine wave signal generating unit configured to generate a second complex sine wave signal having a conjugate relationship with the first complex sine wave signal; 3. The OFDM receiver according to claim 2, further comprising a second complex multiplier for multiplying the transmission path frequency response data by the second complex sine wave signal.
該複素正弦波信号周波数設定部から出力される周波数を−1倍する−1倍部を有し、
前記第1の複素正弦波信号発生部は、前記複素正弦波信号設定部から出力される周波数の前記第1の複素正弦波信号を発生し、
前記第2の複素正弦波信号発生部は、前記−1倍部から出力される周波数の前記第2の複素正弦波信号を発生することを特徴とする請求項3記載のOFDM受信装置。A complex sine wave signal frequency setting unit that outputs a frequency to be set to the first complex sine wave signal;
A -1 time unit for multiplying the frequency output from the complex sine wave signal frequency setting unit by -1;
The first complex sine wave signal generation unit generates the first complex sine wave signal having a frequency output from the complex sine wave signal setting unit,
4. The OFDM receiving apparatus according to claim 3, wherein the second complex sine wave signal generator generates the second complex sine wave signal having a frequency output from the -1 multiplier.
前記実数帯域フィルタは、前記フィルタ係数選択部から供給されるフィルタ係数に基づいてフィルタ特性を可変することを特徴とする請求項1記載のOFDM受信装置。A filter coefficient selection unit,
The OFDM receiver according to claim 1, wherein the real number band filter changes a filter characteristic based on a filter coefficient supplied from the filter coefficient selection unit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004343480A true JP2004343480A (en) | 2004-12-02 |
Family
ID=33527775
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003138396A Withdrawn JP2004343480A (en) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ofdm receiving device |
Country Status (1)
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2003
- 2003-05-16 JP JP2003138396A patent/JP2004343480A/en not_active Withdrawn
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