JP2004320358A - アクティブバラン回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】入力端子1をソース接地の電界効果トランジスタ6のゲートとゲート接地の電界効果トランジスタ4のソースに共通接続してアクティブバラン回路を構成するとき、ゲート接地のトランジスタ4の次段にゲート接地のトランジスタ5を直列接続する。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミキサや増幅器に用いられるアクティブバラン回路(平衡/不平衡変換回路)の構成に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、入力信号を同相と逆相の出力信号に変換し、その出力信号をバランス型ミキサに入力する回路としては、例えば図7に示すような非特許文献1に記述されているRing(Rat−Race)ハイブリッド回路がある。図7中、61、62、63は入出力端子、64、65、66は電気長λ/4の伝送線路、67は電気長3λ/4の伝送線路である。この回路は、入出力端子61を伝送線路64の一端および伝送線路65の一端に接続し、伝送線路65の他端を伝送線路66の一端および入出力端子63に接続し、伝送線路66の他端を伝送線路67の一端に接続するとともに接地し、伝送線路67の他端を入出力端子62および伝送線路64の他端に接続し、入出力端子61に入力した高周波信号を入出力端子62および入出力端子63から180度の位相差の高周波信号として出力する構成である。
【0003】
しかしながら、この構成では、λ/4の伝送線路を3本および3λ/4の伝送線路を1本使用するため、10GHzより低い周波数帯では回路規模が大きくなり、MMIC化には適さないという問題点を有していた。
【0004】
MMIC化に適した回路として、例えば図8に示すような非特許文献2に記述されているアクティブバラン回路がある。図8中、71は入力端子、72、73は出力端子、74、75は電界効果トランジスタ、76、77は負荷素子、78、79はバイアス端子である。このアクティブバラン回路は、入力端子71を電界効果トランジスタ74のソース端子および電界効果トランジスタ75のゲート端子に接続し、電界効果トランジスタ74のドレイン端子を出力端子72および負荷素子76の一端に接続し、電界効果トランジスタ74のゲート端子を接地し、負荷素子76の他端をバイアス端子78に接続し、電界効果トランジスタ75のドレイン端子を出力端子73および負荷素子77の一端に接続し、電界効果トランジスタ75のソース端子を接地し、負荷素子77の他端をバイアス端子79に接続した構成である。このアクティブバラン回路は、ゲート接地の電界効果トランジスタ74とソース接地の電界効果トランジスタ75の出力位相差がおおよそ180度となることを利用している。
【0005】
ここで、高周波信号を入力した場合の動作を、図9および図10を用いて説明する。図9は従来のアクティブバラン回路を構成するゲート接地の電界効果トランジスタ(CGF:common−gate FET)74を簡略化した等価回路図である。同図において81はゲート・ソース間容量、82はゲート・ソース間容量に印加される電圧を相互コンダクタンス倍した値をもつ電流源である。一方、図10は従来のアクティブバラン回路を構成するソース接地の電界効果トランジスタ(CSF:common−source FET)75を簡略化した等価回路図である。同図において83はゲート・ソース間容量、84はゲート・ソース間容量に印加される電圧を相互コンダクタンス倍した値をもつ電流源である。
【0006】
入出力のインピーダンスをZ0とすると、図9の等価回路のアドミッタンス行列[YCGF]は、ゲート・ソース間容量Cgsと相互コンダクタンスgmを用い、次のように表すことが出来る。
よって、通過特性を表すSパラメータ(S21)CGFとその通過位相特性(∠S21)CGFは、次のように表すことが出来る。
【0007】
また、図10の等価回路のアドミッタンス行列[YCSF]は、ゲート・ソース間容量Cgsと相互コンダクタンスgmを用い、次のように表すことが出来る。
よって、通過特性を表すSパラメータ(S21)CSFとその通過位相特性(∠S21)CSFは、次のように表すことが出来る。
【0008】
以上の結果、図8に示す回路の出力位相差(∠S21)CSF−(∠S21)CGFは次のように表すことが出来る。
このとき、
である。よって
となる周波数帯において、(7)式は単調減少の関数であり、周波数が高くなるに従い180度からのずれが大きくなる。
【0009】
ソース接地の電界効果トランジスタ75およびゲート接地の電界効果トランジスタ74として、ゲート幅150μm、ゲート長0.3μmの一般的なGaAsFET(gm:29.5mS、Cgs:0.24pF)を用いた場合、(8)式が成立する周波数帯は約20GHz以下である。そのときの5GHzでの位相差(∠S21)CGF−(∠S21)CSFは(6)式より約12度となり、アクティブバランを使用する10GHz以下の周波数帯では(6)式は180度から大きくずれることがわかる。従って、従来のアクティブバラン回路は、その出力位相差(∠S21)CGF−(∠S21)CSFが、周波数が高くなると180度から大きくずれ、位相誤差が劣化することがわかる。
【0010】
図11は図8に示したアクティブバラン回路の具体例である。図11中、91は入力端子、92、93は出力端子、94、95は電界効果トランジスタ、96、97、98、99、100は容量素子、101はインダクタ、102、103、104、105、106、107、108は抵抗素子、109、110、111はバイアス端子である。このアクティブバラン回路は、入力端子91を容量素子96の一端に接続し、電界効果トランジスタ94のソース端子をインダクタ101の一端および容量素子96の他端および容量素子98の一端に接続し、インダクタ101の他端を接地し、電界効果トランジスタ94のゲート端子を接地し、電界効果トランジスタ94のドレイン端子を抵抗素子102の一端および抵抗素子103の一端および容量素子97の一端に接続し、抵抗素子103の他端を接地し、容量素子97の他端を出力端子92に接続し、電界効果トランジスタ95のソース端子を接地し、電界効果トランジスタ95のゲート端子を容量素子98の他端および抵抗素子104の一端および抵抗素子105の一端および抵抗素子108の一端に接続し、抵抗素子105の他端を接地し、電界効果トランジスタ95のドレイン端子を抵抗素子106の一端および抵抗素子107の一端および容量素子99の一端および容量素子100の一端に接続し、抵抗素子107の他端を接地し、容量素子99の他端を出力端子93に接続し、容量素子100の他端を抵抗素子108の他端に接続し、抵抗素子102の他端をバイアス端子109に接続し、抵抗素子104の他端をバイアス端子110に接続し、抵抗素子106の他端をバイアス端子111に接続した構成である。
【0011】
等振幅出力を得るためソース接地の電界効果トランジスタ95に対し、抵抗素子108を使用し負帰還をかけるとともに、出力整合を実現するため、抵抗素子103および107を挿入している。
【0012】
図12は図11に示した従来のアクティブバラン回路の具体例の振幅誤差および位相差のシミュレーション結果を示したものである。図11中の電界効果トランジスタ94のゲート長は0.3μm、ゲート幅は70μm、電界効果トランジスタ95のゲート長は0.3μm、ゲート幅は100μm、容量素子96、97、98、99、100の容量値は10pF、インダクタ43のインダクタンス値は10nH、抵抗素子102、106の抵抗値は180Ω、抵抗素子103、107の抵抗値は500Ω、抵抗素子104、105の抵抗値は1000Ω、抵抗素子108の抵抗値は1700Ω、入出力のインピーダンスは50Ωである。図中、●は振幅誤差、○は位相差を示している。このシミュレーション結果より、従来のアクティブバラン回路の位相差は、周波数が高くなると180度から大きくずれ、位相差が180±2度となる周波数範囲は700MHzから2.2GHzと非常に狭い帯域であることがわかる。
【0013】
【非特許文献1】ステファンAマース著、「マイクロ波ミキサ」、アーテックハウス、1993年、244頁(Stephen A. Mass“Microwave Mixers”Artech House 1993 p.244)
【非特許文献2】IDロバートソンおよびSルシシェン編、「RFICとMMICの設計と技術」、インスティチューション オブ エレクトリカル エンジニア、2001年、314頁(I.D.Robertson and S.Lucyszen ed.“RFIC and MMIC design and technology”The Institution of Electrical Engineers 2001 p.314)。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、図8に示したアクティブバラン回路では、通過位相差に大きな周波数特性を有するため、周波数が高くなると、180度位相差からおおきくずれ、位相誤差が劣化するという問題点を有していた。
【0015】
本発明の目的は、広い周波数領域にわたって180度位相差からの誤差を低く抑えることのできるアクティブバラン回路を提供することである。
【0016】
【課題を解決するための手段】
請求項1にかかる発明は、入力端子を第1の電界効果トランジスタのソース端子および第3の電界効果トランジスタのゲート端子に接続し、前記第1の電界効果トランジスタのゲート端子を接地し、前記第1の電界効果トランジスタのドレイン端子を第2の電界効果トランジスタのソース端子に接続し、該第2の電界効果トランジスタのゲート端子を容量素子の一端および第1のバイアス端子に接続し、該容量素子の他端を接地し、前記第2の電界効果トランジスタのドレイン端子を第1の出力端子および第1の負荷素子の一端に接続し、該第1の負荷端子の他端を第2のバイアス端子に接続し、前記第3の電界効果トランジスタのソース端子を接地し、前記第3の電界効果トランジスタのドレイン端子を第2の出力端子および第2の負荷素子の一端に接続し、該第2の負荷素子の他端を第3のバイアス端子に接続し、前記入力端子に入力した高周波信号が、前記第1の出力端子および前記第2の出力端子から広帯域において180度の位相差を持つ高周波信号として出力することを特徴とするアクティブバラン回路とした。
【0017】
請求項2にかかる発明は、請求項1に記載のアクティブバラン回路において、前記第1、第2および第3の電界効果トランジスタを第1、第2および第3のバイポーラトランジスタと置き換え、前記ゲート端子をベース端子に、前記ドレイン端子をコレクタ端子に、前記ソース端子をエミッタ端子に、それぞれ置き換えたことを特徴とするアクティブバラン回路とした。
【0018】
請求項3にかかる発明は、請求項1に記載のアクティブバラン回路において、前記第1および第2の電界効果トランジスタを1個のデュアルゲート型電界効果トランジスタと置き換えたことを特徴とするアクティブバラン回路とした。
【0019】
請求項4にかかる発明は、請求項2に記載のアクティブバラン回路において、前記第1および第2のバイポーラトランジスタを1個のデュアルベース型バイポーラトランジスタと置き換えたことを特徴とするアクティブバラン回路とした。
【0020】
【発明の実施の形態】
本発明では、従来のアクティブバラン回路における1つのゲート接地あるいはベース接地のトランジスタを使用する代わりに、2つの直列接続したゲート接地あるいはベース接地のトランジスタを使用し、又はゲート接地あるいはベース接地のデュアルゲートあるいはデュアルベースのトランジスタを使用することで、位相誤差の改善を図る。その結果、等しい位相誤差を有する帯域で従来のアクティブバラン回路と比較し広帯域化を図ることが出来る。そのため、このアクティブバラン回路を使用することにより、広帯域で高いバランス性を有したバランス型ミキサや高いイメージ抑圧比を有したイメージ抑圧型ミキサを実現でき、無線通信装置や測定装置など、高精度かつ広帯域なミキサが必要な分野に広く適用できるという利点がある。
【0021】
[第1の実施の形態]
図1は本発明の第1の実施形態のアクティブバラン回路の構成を示す回路図であって、請求項1の発明に対応する。図1中、1は入力端子、2、3は出力端子、4、5、6は電界効果トランジスタ、7は容量素子、8、9は負荷素子、10、11、12はバイアス端子である。このアクティブバラン回路は、入力端子1を電界効果トランジスタ4のソース端子および電界効果トランジスタ6のゲート端子に接続し、電界効果トランジスタ4のゲート端子を接地し、電界効果トランジスタ4のドレイン端子を電界効果トランジスタ5のソース端子に接続し、電界効果トランジスタ5のゲート端子を容量素子7の一端およびバイアス端子10に接続し、容量端子7の他端を接地し、電界効果トランジスタ5のドレイン端子を出力端子2および負荷素子8の一端に接続し、負荷端子8の他端をバイアス端子11に接続し、電界効果トランジスタ6のソース端子を接地し、電界効果トランジスタ6のドレイン端子を出力端子3および負荷素子9の一端に接続し、負荷素子9の他端をバイアス端子12に接続し、入力端子1に入力した高周波信号が、出力端子2および出力端子3から広帯域において180度の位相差を持つ高周波信号として出力することを特徴としている。
【0022】
ここで、高周波信号を入力した場合の動作を図2および図3を用いて説明する。図2は直列接続した2つのゲート接地の電界効果トランジスタ(CGF:common−gate FET)4、5を簡略化した等価回路図である。同図において21、22はゲート・ソース間容量、23、24はゲート・ソース間容量に印加される電圧を相互コンダクタンス倍した値をもつ電流源である。一方、図3はソース接地の電界効果トランジスタ(CSF:common−source FET)6を簡略化した等価回路図である。同図において25はゲート・ソース間容量、26はゲート・ソース間容量に印加される電圧を相互コンダクタンス倍した値をもつ電流源である。
【0023】
それぞれの入出力インピーダンスをZ0とすると、図2の等価回路のアドミッタンス行列[YCGF2]は、ゲート・ソース間容量Cgsと相互コンダクタgmを用い、次のように表すことが出来る。
よって、通過特性を表すSパラメータ(S21)CGF2とその通過位相特性(∠S21)CGF2は、次のように表すことが出来る。
【0024】
また、図3の等価回路のアドミッタンス行列[YCSF]は、ゲート・ソース間容量Cgsと相互コンダクタンスgmを用い、次のように表すことが出来る。
よって、通過特性を表すSパラメータ(S21)CSFとその通過位相特性(∠S21)CSFは、次のように表すことが出来る。
【0025】
その結果、図1に示す回路の出力位相差(∠S21)CSF−(∠S21)CGF2は次のように表すことが出来る。
一方、図8に示した従来のアクティブバラン回路の出力位相差(∠S21)CSF−(∠S21)CGFは(6)式より、
である。ここで、
のとき、
すなわち、
となり、本発明によるアクティブバラン回路の出力位相誤差は、従来回路の出力位相誤差より小さくなるため、位相特性を改善することができる。
【0026】
図4に、ソース接地の電界効果トランジスタおよびゲート接地の電界効果トランジスタとして、ゲート幅150μm、ゲート長0.3μmの一般的なGaAsFETを用いた場合の通過位相特性および出力位相差のシミュレーション結果を示す。GaAsFETのgmは29.5mS、Cgsは0.24pF、入出力のインピーダンスZ0は50Ωで計算を行った。同図より、シミュレーションを行った0.1〜10GHzにおいて、従来回路の出力位相差(●印)が180±25度であるのに対し、本発明回路の出力位相差(○印)は180±10度であり、出力位相特性が改善されていることが分かる。また、(17)式が成立する周波数帯は0・9THz以下となるため、アクティブバラン回路を使用する周波数帯(GHz帯)では(18)式は常に成立する。
【0027】
図5は本発明の第1の実施形態に基づくアクティブバラン回路の具体例を示す回路図である。同図において、31は入力端子、32、33は出力端子、34、35、36は電界効果トランジスタ、37、38、39、40、41、42は容量素子、43はインダクタ、44、45、46、47、48、49、50、51は抵抗素子、52、53、54、55はバイアス端子である。このアクティブバラン回路では、入力端子31を容量素子37の一端に接続し、電界効果トランジスタ34のソース端子をインダクタ43および容量素子37の他端および容量素子39の一端に接続し、インダクタ43の他端を接地し、電界効果トランジスタ34のゲート端子を接地し、電界効果トランジスタ34のドレイン端子を電界効果トランジスタ35のソース端子に接続し、電界効果トランジスタ35のゲート端子を容量素子42の一端および抵抗素子5lの一端に接続し、容量素子42の他端を接地し、電界効果トランジスタ35のドレイン端子を抵抗素子44の一端および抵抗素子45の一端および容量素子38の一端に接続し、抵抗素子45の他端を接地し、容量素子38の他端を出力端子32に接続し、電界効果トランジスタ36のソース端子を接地し、電界効果トランジスタ36のゲート端子を容量素子39の他端および抵抗素子46の一端および抵抗素子47の一端および抵抗素子50の一端に接続し、抵抗素子47の他端を接地し、電界効果トランジスタ36のドレイン端子を抵抗素子48および抵抗素子49および容量素子40の一端および容量素子41の一端に接続し、抵抗素子49の他端を接地し、容量素子40の他端を出力端子33に接続し、容量素子41の他端を抵抗素子50の他端に接続し、抵抗素子51の他端をバイアス端子52に接続し、抵抗素子44の他端をバイアス端子53に接続し、抵抗素子46の他端をバイアス端子54に接続し、抵抗素子48の他端をバイアス端子55に接続し、入力端子1に高周波信号を入力すると、出力端子32と出力端子33における出力信号の位相差が広帯域において180度となることを特徴としている。等振幅出力を得るためソース接地の電界効果トランジスタ36に対し、抵抗素子50を使用し負帰還をかけるとともに、出力整合を実現するため、抵抗素子45および49を挿入している。
【0028】
図6は図5に示すアクティブバラン回路の具体例の振幅誤差および位相差のシミュレーション結果を示したものである。図5中の電界効果トランジスタ34、35、36のゲート長は0.3μm、ゲート幅は100μm、容量素子37、38、39、40、41、42の容量値は10pF、インダクタ43のインダクタンス値は10nH、抵抗素子44、48の抵抗値は180Ω、抵抗素子45、49の抵抗値は500Ω、抵抗素子46、47、51の抵抗値は1000Ω、抵抗素子50の抵抗値は1700Ω、入出力のインピーダンスは50Ωである。図中の実線●は本発明の具体例の振幅誤差、実線○は本発明の具体例の位相差、破線▲は図11に示した従来例の振幅誤差、破線△は図11に示した従来例の位相差である。図6より、本発明では、アクティブバラン回路の位相差が改善され、位相誤差が低く抑えられていることがわかる。このとき、本発明によるアクティブバラン回路の位相差が180±2度となる周波数範囲は400MHzから8.1GHzであり、従来の構成(700MHzから2.2GHz)の約5倍の広い帯域を実現しているがわかる。
【0029】
[その他の実施形態]
なお、本実施形態ではトランジスタとして電界効果トランジスタを使用した回路を例にとって説明したが、電界効果トランジスタをバイポーラトランジスタに置き換えても同じ効果が得られることは言うまでもない。また、2つの直列接続したゲート接地あるいはベース接地のトランジスタを、デュアルゲート型の電界効果トランジスタあるいはデュアルベース型のバイポーラトランジスタに変えても同じ効果が得られることは言うまでもない。例えば、デュアルゲート型の電界効果トランジスタを使用する場合は、図1において、そのソース端子を入力端子1に、ドレイン端子を出力端子2および負荷素子8の一端に接続し、一方のゲート端子を接地し、他方のゲート端子を容量素子7の一端およびバイアス端子10に接続すればよい。
【0030】
また、以上述べた実施形態は全て本発明の実施形態を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様および変更態様で実施することができる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲およびその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【0031】
【発明の効果】
本発明によるアクティブバラン回路は、従来の1つのゲート接地あるいはベース接地のトランジスタの代わりに、2つの直列接続したゲート接地あるいはベース接地のトランジスタを使用し、又はゲート接地あるいはベース接地のデュアルゲートあるいはデュアルベースのトランジスタを使用することで、位相誤差の改善を図ることが出来る。そのため、このアクティブバラン回路を使用することにより、高いバランス性を発揮させ不要信号を除去することが可能なバランス型ミキサを実現でき、無線通信装置や測定装置など、高精度・広帯域なミキシングが必要な分野に広く適用できるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態のアクティブバラン回路の構成を示す回路図である。
【図2】本発明の第1の実施形態のアクティブバラン回路を構成するゲート接地の電界効果トランジスタを2つ直列接続した回路を簡略化した等価回路図である。
【図3】本発明の第1の実施形態のアクティブバラン回路を構成するソース接地の電界効果トランジスタを簡略化した等価回路図である。
【図4】図2および図3に示すゲート接地の電界効果トランジスタを2つ直列接続した回路を簡略化した等価回路とソース接地の電界効果トランジスタを簡略化した等価回路の通過位相特性および出力位相差のシミュレーション結果、並びに図9および図10に示すゲート接地の電界効果トランジスタを簡略化した等価回路とソース接地の電界効果トランジスタを簡略化した等価回路の通過位相特性および出力位相差のシミュレーション結果を示す図である。
【図5】本発明の第1の実施形態に基づくアクティブバラン回路の具体例を示す回路図である。
【図6】本発明の第1の実施形態に基づくアクティブバラン回路の具体例(図5)および従来のアクティブバラン回路の具体例(図11)の振幅誤差および位相差のシミュレーション結果を示す図である。
【図7】従来のバラン回路(Ringハイブリッド)を示す回路図である。
【図8】従来のアクティブバラン回路を示す回路図である。
【図9】従来のアクティブバラン回路を構成するゲート接地の電界効果トランジスタを簡略化した等価回路図である。
【図10】従来のアクティブバラン回路を構成するソース接地の電界効果トランジスタを簡略化した等価回路図である。
【図11】従来のアクティブバラン回路の具体例を示す回路図である。
【図12】従来のアクティブバラン回路の具体例(図11)の振幅誤差および位相差のシミュレーション結果を示す図である。
Claims (4)
- 入力端子を第1の電界効果トランジスタのソース端子および第3の電界効果トランジスタのゲート端子に接続し、前記第1の電界効果トランジスタのゲート端子を接地し、前記第1の電界効果トランジスタのドレイン端子を第2の電界効果トランジスタのソース端子に接続し、該第2の電界効果トランジスタのゲート端子を容量素子の一端および第1のバイアス端子に接続し、該容量素子の他端を接地し、前記第2の電界効果トランジスタのドレイン端子を第1の出力端子および第1の負荷素子の一端に接続し、該第1の負荷端子の他端を第2のバイアス端子に接続し、前記第3の電界効果トランジスタのソース端子を接地し、前記第3の電界効果トランジスタのドレイン端子を第2の出力端子および第2の負荷素子の一端に接続し、該第2の負荷素子の他端を第3のバイアス端子に接続し、前記入力端子に入力した高周波信号が、前記第1の出力端子および前記第2の出力端子から広帯域において180度の位相差を持つ高周波信号として出力することを特徴とするアクティブバラン回路。
- 請求項1に記載のアクティブバラン回路において、
前記第1、第2および第3の電界効果トランジスタを第1、第2および第3のバイポーラトランジスタと置き換え、前記ゲート端子をベース端子に、前記ドレイン端子をコレクタ端子に、前記ソース端子をエミッタ端子に、それぞれ置き換えたことを特徴とするアクティブバラン回路。 - 請求項1に記載のアクティブバラン回路において、
前記第1および第2の電界効果トランジスタを1個のデュアルゲート型電界効果トランジスタと置き換えたことを特徴とするアクティブバラン回路。 - 請求項2に記載のアクティブバラン回路において、
前記第1および第2のバイポーラトランジスタを1個のデュアルベース型バイポーラトランジスタと置き換えたことを特徴とするアクティブバラン回路。
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