JP2004312949A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004312949A JP2004312949A JP2003106180A JP2003106180A JP2004312949A JP 2004312949 A JP2004312949 A JP 2004312949A JP 2003106180 A JP2003106180 A JP 2003106180A JP 2003106180 A JP2003106180 A JP 2003106180A JP 2004312949 A JP2004312949 A JP 2004312949A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch
- voltage
- capacitor
- inductor
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
【課題】高力率で平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さいスイッチング電源を提供する。
【解決手段】交流電圧を整流する整流回路ＤＢ１と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とからなる直列スイッチ回路と、第１スイッチがオンオフし第２スイッチが第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、第１スイッチと第２スイッチとの接続点と平滑コンデンサＣ１の一方の端子との間に接続されるトランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、正極と一次巻線の中間タップとの間に第１磁性素子Ｌ２を備えると共に、共振コンデンサＣ２は第１と第２スイッチとの接続点に接続し、一次巻線は平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
【選択図】 図１
【解決手段】交流電圧を整流する整流回路ＤＢ１と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とからなる直列スイッチ回路と、第１スイッチがオンオフし第２スイッチが第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、第１スイッチと第２スイッチとの接続点と平滑コンデンサＣ１の一方の端子との間に接続されるトランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、正極と一次巻線の中間タップとの間に第１磁性素子Ｌ２を備えると共に、共振コンデンサＣ２は第１と第２スイッチとの接続点に接続し、一次巻線は平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を入力し所定の出力に変換し、特に、高力率及び高効率で電力を変換するスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源は、直流入力電源を備えるものであり、高力率を得ることが困難である（例えば、特許文献１参照。）。その詳細について図１７を用いて説明する。図１７は、従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【０００３】
同図において、共通電位ＣＯＭ及び共通電位ＧＮＤをスイッチング電源の共通電位とする。また、交流電圧Ｖａｃは整流回路ＤＢ１に接続する。そして、整流回路ＤＢ１は交流電圧Ｖａｃを整流する。
【０００４】
さらに、整流回路ＤＢ１は平滑コンデンサＣ１に接続する。そして、平滑コンデンサＣ１は整流回路ＤＢ１の出力を平滑し、直流入力電源となる電圧ＶＣ１を生成する。
【０００５】
また、平滑コンデンサＣ１の両極間に、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とからなる直列スイッチ回路を備える。さらに、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点と平滑コンデンサＣ１の一方の端子（負極）との間に、インダクタＬ４１とトランスＴ４１の一次巻線Ｎ４１と共振コンデンサＣ１１とからなる直列回路を備える。
【０００６】
トランスＴ４１の二次巻線Ｎ４２及び二次巻線Ｎ４３は、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２に接続し、さらにその後にインダクタＬ３及びコンデンサＣ３に接続し、さらにまたその後に負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０００７】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ４１の二次巻線Ｎ４２及び二次巻線Ｎ４３に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１及びダイオードＤ２で整流され、さらにインダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【０００８】
このようにして、図１７の従来例は、交流電圧Ｖａｃから直流入力電源を生成し、直流入力電源を出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
また、入力電流Ｉｉｎには、パルス状の電流が流れる。
【０００９】
さらに、従来のスイッチング電源は、平滑コンデンサＣ１とスイッチングレギュレータ回路（第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、共振コンデンサＣ２、トランスＴ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ３）との間に逆流阻止用ダイオードＤａを備えるものである（例えば、特許文献２。）。
【００１０】
その詳細について図１８を用いて説明する。図１８は、他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。なお、図１７の従来例と同等の要素には同等の符号を付し、説明を省略する。
【００１１】
図１８の従来例において、逆流阻止用ダイオードＤａのアノードに平滑コンデンサＣ１の正極を接続する。また、逆流阻止用ダイオードＤａのカソードに第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とからなる直列スイッチ回路を接続する。
さらに、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
また、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１ａの一端は逆流阻止用ダイオードＤａのカソード及び第２スイッチのドレインに接続する。即ち、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１ａの一端を直接に平滑コンデンサＣ１の正極に接続しない。
さらに、共振コンデンサＣ２の他端はトランスＴ１の一次巻線Ｎ１ｂの一端に接続する。
さらに、一次巻線Ｎ１ａの他端は一次巻線Ｎ１ｂの他端に接続する。
【００１２】
また、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３は、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【００１３】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２で整流され、さらにコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【００１４】
即ち、第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、共振コンデンサＣ２、トランスＴ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ３は、スイッチングレギュレータ回路（第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、共振コンデンサＣ２、トランスＴ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ３）を形成する。
【００１５】
このような図１８の従来例は、交流電圧Ｖａｃを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。そして、入力電流Ｉｉｎの高調波成分は抑制される。
【００１６】
また、図１９は、他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。なお、図１７の従来例及び図１８の従来例と同等の要素には同等の符号を付し、説明を省略する。
【００１７】
図１９の従来例において、共振コンデンサＣ１１の一端は、図１７の従来例と同様に、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。
また、トランスＴ４１の一次巻線Ｎ４１の一端は、図１７の従来例と同様に、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに共振コンデンサＣ１１の他端は一次巻線Ｎ４１の他端に接続する。
【００１８】
このような図１９の従来例は、図１７の従来例及び図１８の従来例と同様に、交流電圧Ｖａｃを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
そして、入力電流Ｉｉｎの高調波成分は抑制される。
【００１９】
【特許文献１】
特許第２７５１９６１号明細書
【特許文献２】
特許第３３６７５３９号明細書
【特許文献３】
特開平８−１８２３３２号公報
【特許文献４】
特開平８−１８６９８１号公報
【特許文献５】
米国特許第５６７３１８４号明細書
【特許文献６】
米国特許第５７９０３８９号明細書
【特許文献７】
米国特許第６００５７８０号明細書
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７の従来例及び図１８の従来例は重負荷で高い力率が得られないという課題がある。
【００２１】
また、図１９の従来例は、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが大きいという課題がある。
【００２２】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、高力率で平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さい交流／直流のスイッチング電源を提供することにある。
また、本発明の目的は、スイッチの電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適なスイッチング電源を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記交流電圧を整流して得られる正極と前記一次巻線の中間タップとの間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
（２）前記整流回路から得られる正極と前記平滑コンデンサとを接続する第２磁性素子を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
（３）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記交流電圧を整流して得られる正極と、前記一次巻線と前記共振コンデンサとの接続点との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
（４）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記交流電圧を整流して得られる正極と、前記スイッチング電源内の高周波交流電圧源との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
（５）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記スイッチング電源内の高周波交流電圧源と、前記交流電圧を整流して得られる負極との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの負極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図１７の従来例から図１９の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００２５】
図１の実施例の第１の特徴は、第１磁性素子であるインダクタＬ２を備える点にある。
【００２６】
詳しくは、インダクタＬ２の一端は、整流回路ＤＢ１を介し、交流電圧Ｖａｃに接続する。
また、インダクタＬ２の他端はダイオードＤ３を介して、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ａ，Ｎ０１ｂの中間タップに接続する。
【００２７】
そして、インダクタＬ２と整流回路ＤＢ１との接続点の電圧は電圧ＶＣｆであり、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極である。そしてまた、一次巻線Ｎ０１ａ，Ｎ０１ｂの中間タップの電圧は電圧ＶＮＢである。
よって、インダクタＬ２の一端は電圧ＶＣｆであり、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極に接続される。
【００２８】
また、図１の実施例のインダクタＬ２とダイオードＤ３との配置を逆に変形する場合、即ちインダクタＬ２の一端がダイオードＤ３を介して整流回路ＤＢ１に接続する場合では、整流回路ＤＢ１及びダイオードＤ３とインダクタＬ２との接続点は、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極となる。
【００２９】
さらにまた、前述とは別に、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極は、整流回路ＤＢ１以外のダイオードの出力から得ることも可能である。詳しくは、後述の図１５の実施例で説明する。
【００３０】
また、一次巻線Ｎ０１ａ，Ｎ０１ｂの中間タップは、一次巻線Ｎ０１ａと一次巻線Ｎ０１ｂとの接続点であり、高周波交流電圧源でもある。
【００３１】
さらに、図１の実施例の第２の特徴は、共振コンデンサＣ２及びトランスＴ０１の配置にある。
【００３２】
詳しくは、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
また、共振コンデンサＣ２の他端は、インダクタＬ０１Ｂを介して、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ｂの一端に接続する。
【００３３】
さらに、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ａの一端は、インダクタＬ０１Ａを介して、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
また、一次巻線Ｎ０１ａの他端は一次巻線Ｎ０１ｂの他端に接続する。
【００３４】
さらに、共振コンデンサＣ２と第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点の電圧を電圧ＶＱ１とする。また、共振コンデンサＣ２の電圧を電圧ＶＣ２とし、平滑コンデンサＣ１の電圧を電圧ＶＣ１とする。
【００３５】
さらに、インダクタＬ０１Ａ及びインダクタＬ０１ＢはトランスＴ０１の漏れインダクタンスであってもよい。また、外付けの素子であってもよい。さらにまた、インダクタＬ０１ＡまたはインダクタＬ０１Ｂを省略してもよい。
また、インダクタＬ２はトランスＴ０１の漏れインダクタンスであってもよい。
【００３６】
さらに、図１の実施例において、平滑コンデンサＣ１は、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、トランスＴ０１、インダクタＬ０１Ａを介して、整流回路ＤＢ１に接続され、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。
【００３７】
また、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は直列に接続され、直列スイッチ回路を形成する。そして、平滑コンデンサＣ１の両極間に直接に直列スイッチ回路を接続する。
【００３８】
即ち、平滑コンデンサＣ１の正極と第２スイッチＱ２の一端（ドレイン）とを接続し、平滑コンデンサＣ１の負極と第１スイッチＱ１の一端（ソース）とを接続し、第２スイッチＱ２の他端（ソース）と第１スイッチＱ１の他端（ドレイン）とを接続する。
【００３９】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし、第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ０１の二次巻線に出力となる電圧が誘起する。
【００４０】
さらに、トランスＴ０１の二次巻線及び整流平滑回路である出力回路３０がスイッチング電源の二次側に配置される。また、出力回路３０には、コンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄが接続される。
【００４１】
ここで、出力回路３０について説明する。図２は出力回路３０の一実施例を示す構成図である。同図において、（ａ）はフォワード型であり、（ｂ）はフライバック型であり、（ｃ）はＺｅｔａ型であり、（ｄ）はフライ・フォワード型であり、（ｅ）はセンタタップ型であり、（ｆ）はブリッジ型であり、（ｇ）はインダクタレスセンタタップ型であり、（ｈ）はカレントダブラ型である。また、これら等を組み合わせた変形も可能である。
【００４２】
そして、出力回路３０は、トランスＴ０１の二次巻線に誘起する電圧を整流し、平滑し、出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【００４３】
このような図１の実施例の特性について図３を用いて説明する。図３は図１の実施例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００４４】
図３の等価回路において、電圧ＶＣｆは電圧源ＶＣｆとなり、平滑コンデンサＣ１は直流電圧源ＶＣ１となり、コンデンサＣ２は直流電圧源ＶＣ２となり、第１スイッチＱ１はショートとなり、第２スイッチＱ２はオープンとなる。
【００４５】
このとき、インダクタＬ２は、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ｂ，インダクタＬ０１Ｂ，直流電圧源ＶＣ２（コンデンサＣ２）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路と、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ａ，インダクタＬ０１Ａ，直流電圧源ＶＣ１（平滑コンデンサＣ１）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路とで励磁される。
そして、直流電圧源ＶＣ２（コンデンサＣ２）は、インダクタＬ２の励磁を抑制する極性となっている。
【００４６】
また、インダクタＬ２で励磁され、蓄積されたエネルギーは、第１スイッチＱ１がオフ，第２スイッチＱ２がオンのとき（図示せず）に、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ａ，インダクタＬ０１Ａ，平滑コンデンサＣ１（直流電圧源ＶＣ１）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路で放電し、平滑コンデンサＣ１を充電する。
【００４７】
したがって、インダクタＬ２の励磁を抑制すれば平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスを抑制できる。よって、図１の実施例はコンデンサＣ２（直流電圧源ＶＣ２）により、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが抑制される。
【００４８】
具体的には、図３の等価回路において、インダクタＬ２に印加される電圧ＶＬ２は以下の式となる。
【００４９】
また、上述の効果について図４を用いて説明する。図４は図１の実施例の効果を説明する参考例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００５０】
図４の参考例の特徴は、共振コンデンサＣ１０及びトランスＴ０１の配置が異なる点にある。
【００５１】
詳しくは、共振コンデンサＣ１０の一端は平滑コンデンサＣ１の正極及び第２スイッチの一端に接続する。
また、共振コンデンサＣ１０の他端はインダクタＬ０１Ａを介してトランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ａの一端に接続する。
【００５２】
さらにまた、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ｂの一端は、インダクタＬ０１Ｂを介して、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
また、一次巻線Ｎ０１ａの他端は一次巻線Ｎ０１ｂの他端及びダイオードＤ３に接続する。
【００５３】
このような図４の参考例の特性について図５を用いて説明する。図５は図４の実施例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。なお、図４の実施例及び図３の等価回路と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００５４】
このとき、インダクタＬ２は、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ｂ，インダクタＬ０１Ｂ並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路と、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ａ，インダクタＬ０１Ａ，直流電圧源ＶＣ１（平滑コンデンサＣ１）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路とで励磁される。
そして、直流電圧源ＶＣ２（コンデンサＣ２）は、インダクタＬ２の励磁を抑制する極性とはなっていない。
【００５５】
具体的には、図５の等価回路において、インダクタＬ２に印加される電圧ＶＬ２’は以下の式となる。
【００５６】
したがって、電圧ＶＬ２＜電圧ＶＬ２’であり、図４の参考例のインダクタＬ２の励磁の程度は、図１の実施例のインダクタＬ２の励磁の程度よりも大きい。
よって、図４の参考例における平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスは、図１の実施例における平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスよりも大きくなる。
【００５７】
このような、図１の実施例の特性と図４の参考例の特性との違いは、交流電圧を整流して得られる正極とトランスＴ０１の一次巻線の中間タップとの間に接続するインダクタＬ２（第１磁性素子）に起因している。
即ち、交流／直流のスイッチング電源に特有の意外性のある特徴である。
【００５８】
例えば、図１７の従来例の場合（共振コンデンサＣ１１の一端が平滑コンデンサＣ１の負極及び第１スイッチＱ１の一端（ソース）に接続し、一次巻線Ｎ４１の一端が第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続し、共振コンデンサＣ１１の他端が一次巻線Ｎ４１の他端に接続する場合）と、図１７の従来例の変形において、共振コンデンサＣ１１の一端が第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続し、一次巻線Ｎ４１の一端が平滑コンデンサＣ１の負極に接続し、共振コンデンサＣ１１の他端が一次巻線Ｎ４１の他端に接続する場合（図示せず）とは等価であり、特性は等しい。
【００５９】
また、図６は本発明に係るスイッチング電源の第２の実施例を示す構成図である。図１と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。そして、図６の実施例は図１の実施例をより具体化した一例である。
【００６０】
図６の実施例の構成を説明する。
交流電圧Ｖａｃと整流回路ＤＢ１との間にフィルタ回路４０を備える。また、整流回路ＤＢ１の出力にコンデンサＣｆを備える。さらに、整流回路ＤＢ１と平滑コンデンサＣ１とを接続するブロッキングダイオードＤ４を備える。また、第１スイッチＱ１の一端（ソース端）と平滑コンデンサＣ１の負極及び共通電位ＣＯＭとの間に抵抗Ｒｓｅｎを備える。
【００６１】
そして、ブロッキングダイオードＤ４のアノードは、整流回路ＤＢ１から得られる正極に接続され、ブロッキングダイオードＤ４のカソードは平滑コンデンサＣ１の正極に接続される。
【００６２】
さらに、制御回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔ及び抵抗Ｒｓｅｎに発生する電圧ＩＳを入力し、第１主スイッチＱ１の駆動信号Ｖｇ１、第２主スイッチＱ２の駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）を出力する。
【００６３】
また、駆動信号Ｖｇ１は第１主スイッチＱ１のゲート・ソース間に印加し、駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）は第２主スイッチＱ２のゲート・ソース間に印加する。
【００６４】
このような制御回路２０の内部の構成を説明する。
出力電圧Ｖｏｕｔは誤差信号検出増幅回路１０に入力される。さらに、誤差信号検出増幅回路１０の出力の信号Ｂと、抵抗Ｒｓｅｎに発生する電圧の信号ＩＳと、クロック回路１２の出力の信号ＡとはカレントモードＰＷＭ制御回路１１に入力される。
【００６５】
また、カレントモードＰＷＭ制御回路１１の出力の信号Ｃは、遅延回路１３、アンド回路１４及びノア回路１５に入力される。さらに、遅延回路１３の出力の信号Ｄは、アンド回路１４及びノア回路１５に入力される。
【００６６】
また、アンド回路１４の出力の信号Ｅはドライブ回路１６に入力され、ノア回路１５の出力の信号Ｆはドライブ回路１７に入力される。そして、ドライブ回路１６は駆動信号Ｖｇ１を出力し、ドライブ回路１７は駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）を出力する。
【００６７】
したがって、駆動信号Ｖｇ１と、駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）とは相補的であり、第１主スイッチＱ１と第２主スイッチＱ２とは相補的にオンオフする。
【００６８】
さらに、第１主スイッチＱ１と第２主スイッチＱ２とは共にオフとなる期間を介して相補的にオンオフする。詳しくは、本願出願人による特願２００３−０１４２８４等の記載と同様であるため、説明を省略する。
【００６９】
また、図６の実施例のインダクタＬ１Ａ、インダクタＬ１Ｂ、一次巻線Ｎ１ａ及び一次巻線Ｎ１ｂは、図１の実施例のインダクタＬ０１Ａ、インダクタＬ０１Ｂ、一次巻線Ｎ０１ａ及び一次巻線Ｎ０１ｂと等価であり、同様の構成である。
【００７０】
さらに、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３は、図１７の従来例のトランスＴ４１の二次巻線Ｎ４２及び二次巻線Ｎ４３と同様に、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２に接続し、さらにその後にインダクタＬ３及びコンデンサＣ３に接続し、さらにまたその後に負荷Ｌｏａｄに接続する。
【００７１】
このような、図６の実施例における、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のオンオフの周波数領域での動作を図７から図９を用いて説明する。図７は図６の実施例の各期間の動作模式図である。同図において、動作状態は期間１から期間５まで順に遷移した後、再び期間１となる動作を繰り返す。また、図８から図９は、図６の実施例の各部の動作波形である。
【００７２】
図８（ａ）において、電流ＩＬ２はインダクタＬ２の電流である。同図より、電流ＩＬ２は不連続になっている。即ち、スイッチング電源はインダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作する。
また、図８（ｂ）において、電流ＩＮ１ａは一次巻線Ｎ１ａの電流であり、電流ＩＮ１ｂは一次巻線Ｎ１ｂの電流である。
【００７３】
同図より、電流ＩＬ２は緩やかに変化するため、ダイオードＤ３はソフトスイッチング動作となり、リカバリ及びサージが発生しない。したがって、低ノイズ・低損失となる。
【００７４】
さらに、図８（ｃ）において、電圧ＶＮＢは一次巻線Ｎ１ａと一次巻線Ｎ１ｂとダイオードＤ３との接続点の電圧であり、電圧ＶＣｆは整流回路ＤＢ１とインダクタＬ２とブロッキングダイオードＤ４との接続点の電圧であり、電圧ＶＣ１は平滑コンデンサＣ１の電圧である。
【００７５】
同図より、電圧ＶＮＢは高周波交流電圧源となっている。
【００７６】
また、図８（ｄ）において、電圧ＶＱ１は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２と共振コンデンサＣ２との接続点の電圧であり、電圧ＶＣ２は共振コンデンサＣ２とインダクタＬ１Ｂとの接続点の電圧であり、電圧Ｖｔ２はインダクタＬ１Ｂと一次巻線Ｎ１ｂとの接続点の電圧である。
【００７７】
さらに、図９（ａ）において、電圧Ｖｇ１は第１スイッチＱ１の駆動信号であり、電圧（Ｖｇ２−ＶＱ１）は第２スイッチＱ２の駆動信号である。
また、図９（ｂ）において、電圧（Ｖｔ２−Ｖｔ１）は一次巻線Ｎ１ａの電圧と一次巻線Ｎ１ｂの電圧との和の電圧である。
【００７８】
さらに、図９（ｃ）において、電流ＩＱ２は第２スイッチＱ２の電流である。
また、図９（ｄ）において、電流ＩＱ１は第１スイッチＱ１の電流である。
さらに、図９（ｅ）において、電流ＩＮ２は二次巻線Ｎ２の電流であり、電流ＩＮ３は二次巻線Ｎ３の電流である。
【００７９】
以下に、期間１から期間７について、順に説明する。
期間１では図７（ａ）のようになり、第１スイッチＱ１はオン、第２スイッチＱ２はオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオフ、ダイオードＤ３はオンとなる。
【００８０】
このとき、インダクタＬ２、トランスＴ１、インダクタＬ３は励磁する。そして、第１スイッチＱ１をオフとすると期間１が終了し期間２へ遷移する。
【００８１】
期間２では図７（ｂ）のようになり、第１スイッチＱ１はオフとし、第２スイッチＱ２はそのボディーダイオードが順方向にバイアスされオンとなり、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオンとなる。
【００８２】
このとき、電流ＩＮ１ｂ、電流ＩＱ２の逆方向電流及び電流ＩＮ２は減少する。また、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサＣ１を充電する。そして、電流ＩＮ１ｂ、電流ＩＱ２の逆方向電流及び電流ＩＮ２がゼロとなると期間２が終了し期間３へ遷移する。
【００８３】
さらに、期間２の間に、駆動電圧（Ｖｇ２−ＶＱ２）をハイレベルとすれば、第２スイッチＱ２は低ノイズ・低損失でターンオンする。
【００８４】
期間３では図７（ｃ）のようになり、第１スイッチＱ１はオフ、第２スイッチＱ２はオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオンとなる。
【００８５】
このとき、電流ＩＬ２は減少する。また、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサＣ１を充電する。そして、電流ＩＬ２がゼロとなると期間３が終了し期間４へ遷移する。
【００８６】
期間４では図７（ｄ）のようになり、第１スイッチＱ１はオフ、第２スイッチＱ２はオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオフとなる。
【００８７】
このとき、電流ＩＮ１ｂは第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２と共振コンデンサＣ２との接続点から共振コンデンサＣ２とインダクタＬ１Ｂとの接続点（インダクタＬ１Ｂと一次巻線Ｎ１ｂとの接続点）の方向に流れる。そして、第２スイッチＱ２をオフとすると期間４が終了し期間５へ遷移する。
【００８８】
期間５では図７（ｅ）のようになり、第２スイッチＱ２はオフとし、第１スイッチＱ１はそのボディーダイオードが順方向にバイアスされオンとなり、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオフとなる。
【００８９】
このとき、第１スイッチＱ１には逆方向の電流が流れ、電流ＩＮ３は減少する。そして、電流ＩＮ３がゼロとなると期間５が終了し期間１へ遷移する。
【００９０】
さらに、期間５の間に、駆動電圧Ｖｇ１をハイレベルとすれば、第１スイッチＱ１は低ノイズ・低損失でターンオンする。
【００９１】
また、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２で整流され、さらにインダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００９２】
このようにして、図６の実施例は交流電圧Ｖａｃを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
【００９３】
このような、図６の実施例における、交流電圧Ｖａｃの周波数領域の動作について図１０を用いて説明する。図１０は図６の実施例の各部の動作波形である。
【００９４】
図１０（ａ）において、電圧ＶＣｆはコンデンサＣｆの電圧であり、電圧ＶＣ１はコンデンサＶＣ１の電圧である。
また、図１０（ｂ）において、電流ＩＬ２はインダクタＬ２の電流である。
さらに、図１０（ｃ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖａｃは交流電圧Ｖａｃである。
【００９５】
同図より、電流Ｉｉｎの波形により、図６の実施例は高い力率で電力を変換する。また、電流ＩＬ２より、スイッチング電源はインダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作する。
そして、電圧ＶＣ１は、過大に昇圧されることなく、好適な特性となる。
【００９６】
このようにして、図６の実施例は、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【００９７】
また、ブロッキングダイオードＤ４は、スイッチング電源の起動のとき及び過渡変動のときに平滑コンデンサＣ１の充電を促進する作用がある。
【００９８】
さらに、図１１は本発明に係るスイッチング電源の第３の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００９９】
図１１の実施例の特徴は、トランスＴ２を備える点にある。
【０１００】
トランスＴ２の構成を詳しく説明する。
トランスＴ２の巻線Ｎｓｅｔの一端とトランスＴ２の巻線Ｎｒｅｓｅｔの一端とは、共に整流回路ＤＢ１及びフィルタ回路４０を介し、交流電圧Ｖａｃに接続する。
また、巻線Ｎｓｅｔの他端は、ダイオードＤ３を介し、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂの中間タップに接続する。
さらに、巻線Ｎｒｅｓｅｔの他端は、ブロッキングダイオードＤ４を介し、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
【０１０１】
即ち、図１１の実施例において、トランスＴ２の巻線Ｎｓｅｔは、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極と一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂの中間タップとの間に接続する第１磁性素子に相当する。
また、トランスＴ２の巻線Ｎｒｅｓｅｔは、整流回路ＤＢ１から得られる正極と平滑コンデンサＣ１の正極とを接続する第２磁性素子に相当する。
【０１０２】
そして、図１１の実施例は、巻線Ｎｓｅｔ（第１磁性素子）と巻線Ｎｒｅｓｅｔ（第２磁性素子）とが磁気結合を有する場合に相当する。
【０１０３】
また、図１１の実施例は、図１８の従来例と同様に、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３は、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１０４】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２で整流され、さらにコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【０１０５】
このような図１１の実施例は、巻線Ｎｓｅｔと巻線Ｎｒｅｓｅｔとが疎結合のときに、インダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）のみならず、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）においても好適な特性を示す。その詳細の説明は米国特許第６２８２１０３号に記載があるため、省略する。
【０１０６】
さらに、トランスＴ２は、エネルギーを蓄積できるため、平滑コンデンサＣ１のストレスを低減できる。具体的には、平滑コンデンサＣ１の容量を小さくできる。
【０１０７】
このような、図１１の実施例における、交流電圧Ｖａｃの周波数領域の動作について図１２を用いて説明する。図１２は図１１の実施例の各部の動作波形である。
【０１０８】
図１２（ａ）において、電圧ＶＣｆはコンデンサＣｆの電圧であり、電圧ＶＣ１はコンデンサＶＣ１の電圧である。
また、図１２（ｂ）において、電流（Ｉｓｅｔ＋Ｉｒｅｓｅｔ）はトランスＴ２の巻線Ｎｓｅｔの電流とトランスＴ２の巻線Ｎｒｅｓｅｔの電流の和である。
さらに、図１２（ｃ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖａｃは交流電圧Ｖａｃである。
【０１０９】
同図より、電流Ｉｉｎの波形により、図１１の実施例は高い力率で電力を変換する。また、電流ＩＬ２より、スイッチング電源はインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作する。
そして、電圧ＶＣ１は過大に昇圧されることないため、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１１０】
また、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）は、フィルタ回路４０のストレスが小さい。したがって、図１１の実施例は低損失・小型化に好適となる。
【０１１１】
また、図１３は本発明に係るスイッチング電源の第４の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１１２】
図１３の実施例の特徴は、トランスＴ１１の構成にある。
【０１１３】
図１３の実施例の構成を詳しく説明する。
トランスＴ１１は補助巻線Ｎ１１ｃを備える。
また、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに、一次巻線Ｎ１１ｄの一端はインダクタＬ１１Ａを介して平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
また、共振コンデンサＣ２の他端はインダクタＬ１１Ｂを介して一次巻線Ｎ１１ｄの他端及び補助巻線Ｎ１１ｃに接続する。
【０１１４】
そして、一次巻線Ｎ１１ｄとインダクタＬ１１Ｂ（共振コンデンサＣ２）と補助巻線Ｎ１１ｃとの接続点は、高周波交流電圧源となる。また、ダイオードＤ３と補助巻線Ｎ１１ｃとの接続点も高周波交流電圧源となる。
【０１１５】
なお、インダクタＬ１１Ａ及びインダクタＬ１１Ｂは、図１の実施例と同様に、トランスＴ１１の漏れインダクタンスであってもよい。また、外付けの素子であってもよい。さらにまた、インダクタＬ１１ＡまたはインダクタＬ１１Ｂを省略してもよい。
【０１１６】
また、インダクタＬ２の一端は整流回路ＤＢ１及びフィルタ回路４０を介して交流電圧Ｖａｃに接続する。
さらに、インダクタＬ２の他端は、ダイオードＤ３及びトランスＴ１１の補助巻線Ｎ１１ｃを介して、トランスＴ１１の一次巻線Ｎ１１ｄとインダクタＬ１１Ｂ（共振コンデンサＣ２）との接続点に接続する。
さらにまた、インダクタＬ２の他端は、インダクタＬ３及びブロッキングダイオードＤ４を介して平滑コンデンサＣ１に接続する。
【０１１７】
そして、図１３の実施例において、インダクタＬ２は、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極と一次巻線Ｎ１１ｄとインダクタＬ１１Ｂ（共振コンデンサＣ２）と補助巻線Ｎ１１ｃとの接続点との間に接続する第１磁性素子に相当する。
また、インダクタＬ２及びインダクタＬ３は、整流回路ＤＢ１から得られる正極と平滑コンデンサＣ１の正極とを接続する第２磁性素子に相当する。
【０１１８】
さらに、図１３の実施例は、トランスＴ１１の二次巻線Ｎ１２及び二次巻線Ｎ１３は、図１１の実施例と同様に、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１１９】
このような図１３の実施例は、図１１の実施例と同様に、インダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）のみならず、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）においても好適な特性を示す。
【０１２０】
このような、図１３の実施例における、交流電圧Ｖａｃの周波数領域の動作について図１４を用いて説明する。図１４は図１３の実施例の各部の動作波形である。
【０１２１】
図１４（ａ）において、電圧ＶＣｆはコンデンサＣｆの電圧であり、電圧ＶＣ１はコンデンサＶＣ１の電圧である。
また、図１４（ｂ）において、電流ＩＬ２はインダクタＬ２の電流である。
さらに、図１４（ｃ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖａｃは交流電圧Ｖａｃである。
【０１２２】
同図より、電流Ｉｉｎの波形により、図１３の実施例は高い力率で電力を変換する。また、電流ＩＬ２より、スイッチング電源はインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作する。
そして、電圧ＶＣ１は、過大に昇圧されることなく、好適な特性となる。
【０１２３】
そして、図１３の実施例は、図１１の実施例と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１２４】
さらに、図１３の実施例は、図１１の実施例と同様に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）において、フィルタ回路４０のストレスが小さくできる。また、図１３の実施例は、インダクタＬ２およびインダクタＬ３がエネルギーを蓄積できるため、平滑コンデンサＣ１の容量を小さくできる。
【０１２５】
また、図１５は本発明に係るスイッチング電源の第５の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１２６】
図７の実施例の特徴は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６を備える点にある。
【０１２７】
詳しくは、インダクタＬ４（第１磁性素子）の一端は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６を介して、交流電圧Ｖａｃに接続する。
そして、インダクタＬ４とダイオードＤ５及びダイオードＤ６との接続点は交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極となる。
【０１２８】
また、インダクタＬ４の他端は、共振コンデンサＣ２とトランスＴ２１の一次巻線Ｎ２１との接続点に接続する。
そして、共振コンデンサＣ２と一次巻線Ｎ２１との接続点は高周波交流電圧源となる。
【０１２９】
さらに、インダクタＬ５（第２磁性素子）の一端は整流回路ＤＢ１から得られる正極に接続する。また、インダクタＬ５の他端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
即ち、図１５の実施例の整流回路ＤＢ１内のダイオードは、図６の実施例のブロッキングダイオードＤ４の作用を代用する。
【０１３０】
また、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに、トランスＴ２１の一次巻線Ｎ２１の一端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
また、共振コンデンサＣ２の他端は一次巻線Ｎ２１の他端及びインダクタＬ４に接続する。
【０１３１】
また、図１５の実施例は、トランスＴ２１の二次巻線Ｎ２５は、スイッチＱ３及びスイッチＱ４に接続し、さらにその後にインダクタＬ３及びコンデンサＣ３に接続し、さらにまたその後に負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１３２】
また、トランスＴ２１の補助巻線Ｎ２６は制御回路３１を介してスイッチＱ３の制御端子（ゲート）に接続し、トランスＴ２１の補助巻線Ｎ２７は制御回路３２を介してスイッチＱ４の制御端子（ゲート）に接続する。
【０１３３】
このような図１５の実施例は、図６の実施例及び図１３の実施例と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１３４】
また、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６の電流は整流回路ＤＢ１を流れないため、順方向電圧降下による損失が小さく高い変換効率が得られる。
【０１３５】
さらに、スイッチＱ３及びスイッチＱ４は順方向電圧降下が小さい整流器として動作する。そして、補助巻線２６及び補助巻線２７には好適な駆動信号が発生する。したがって、図１５の実施例は好適な整流ができるため、損失が少なく高い変換効率が得られる。
【０１３６】
また、図１６は本発明に係るスイッチング電源の第６の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１３７】
図７の実施例の特徴は、インダクタＬ６（第１磁性素子）の配置と、コンデンサＣ５を備える点にある。
【０１３８】
詳しくは、インダクタＬ６の一端は整流回路ＤＢ１に接続し、他端はコンデンサＣ５を介して、トランスＴ３１の一次巻線Ｎ３１ａ，Ｎ３１ｂの中間タップに接続する。
【０１３９】
そして、インダクタＬ６と整流回路ＤＢ１との接続点の電圧は交流電圧Ｖａｃを整流して得られる負極である。そしてまた、一次巻線Ｎ１ａと一次巻線Ｎ１ｂとの接続点は高周波交流電圧源であり、インダクタＬ６とコンデンサＣ５との接続点も高周波交流電圧源である。
【０１４０】
即ち、図１６の実施例におけるインダクタＬ６と図６の実施例におけるインダクタＬ２とは正極と負極とを置換した関係である。
【０１４１】
また、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに、トランスＴ３１の一次巻線Ｎ３１ｂの一端はインダクタＬ３１Ａを介して平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。
一次巻線Ｎ３１ｂの他端はトランスＴ３１の一次巻線Ｎ３１ａの一端及びコンデンサＣ５に接続する。
一次巻線Ｎ３１ａの他端はインダクタＬ３１Ｂを介してコンデンサＣ２の他端に接続する。
【０１４２】
さらに、インダクタＬ３１Ａ及びインダクタＬ３１Ｂは、図６の実施例のインダクタＬ０１Ａ及びインダクタＬ１Ｂと同様に、トランスＴ１３の漏れインダクタンスであってもよい。また、外付けの素子であってもよい。さらにまた、インダクタＬ０１ＡまたはインダクタＬ１Ｂを省略してもよい。
また、インダクタＬ６は、図６の実施例のインダクタＬ２と同様に、トランスＴ３１の漏れインダクタンスであってもよい。
【０１４３】
さらにまた、トランスＴ３１の二次巻線Ｎ３４は、ダイオードＤ１３に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１４４】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ３１の二次巻線Ｎ３４に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１３で整流され、さらにコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【０１４５】
さらに、平滑コンデンサＣ１の正極と第２スイッチＱ２のドレインとの間に電流検出回路２１を備える。そして、電流検出回路２１は第２スイッチＱ２の電流に基づく電圧ＩＳを出力する。
【０１４６】
このような、図１６の実施例は、図６の実施例と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１４７】
【発明の効果】
以上のことにより、本発明によれば、高力率で平滑コンデンサの電圧ストレスが小さい交流／直流のスイッチング電源を提供できる。
【０１４８】
また、本発明によれば、スイッチの電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適なスイッチング電源を提供できる。
【０１４９】
さらに、第１スイッチ及び第２スイッチは低ノイズ・低損失でターンオンできる。
【０１５０】
また、図６の実施例等において、インダクタ不連続モード（ＤＣＭ）で動作する場合は、交流電圧と高周波交流電圧源との間のダイオードのリカバリ及びサージを抑制できるため、低ノイズ・低損失となる。
【０１５１】
さらに、図１１の実施例、図１３の実施例及び図１５の実施例等において、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作する場合は、フィルタ回路のストレス及び平滑コンデンサのストレスを低減できるため、小形化に好適となる。
【０１５２】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】出力回路の実施例を示す構成図である。
【図３】図１の実施例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。
【図４】図１の実施例の効果を説明する参考例を示す構成図である。
【図５】図４の参考例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。
【図６】本発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図７】図６の実施例の各期間の動作模式図である。
【図８】図６の実施例の各部の動作波形である。
【図９】図６の実施例の各部の動作波形である。
【図１０】図６の実施例の各部の動作波形である。
【図１１】本発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図１２】図１１の実施例の各部の動作波形である。
【図１３】本発明の第４の実施例を示す構成図である。
【図１４】図１３の実施例の各部の動作波形である。
【図１５】本発明の第５の実施例を示す構成図である。
【図１６】本発明の第６の実施例を示す構成図である。
【図１７】従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【図１８】他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【図１９】他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【符号の説明】
Ｔ１，Ｔ０１，Ｔ１１，Ｔ２１，Ｔ３１ トランス
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＤＢ１ 整流回路
Ｑ１ 第１スイッチ
Ｑ２ 第２スイッチ
Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６ インダクタンス（第１磁性素子）
Ｌ５ インダクタンス（第２磁性素子）
Ｌ３ インダクタンス
Ｔ２ トランス
Ｃ５ コンデンサ
Ｄ３，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｄ４ ブロッキングダイオード
Ｌ１Ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ０１Ａ，Ｌ０１Ｂ，Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ，Ｌ３１Ａ，Ｌ３１Ｂ インダクタンス
Ｖａｃ 交流電圧
Ｉｉｎ 入力電流
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ＣＯＭ，ＧＮＤ 共通電位
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を入力し所定の出力に変換し、特に、高力率及び高効率で電力を変換するスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源は、直流入力電源を備えるものであり、高力率を得ることが困難である（例えば、特許文献１参照。）。その詳細について図１７を用いて説明する。図１７は、従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【０００３】
同図において、共通電位ＣＯＭ及び共通電位ＧＮＤをスイッチング電源の共通電位とする。また、交流電圧Ｖａｃは整流回路ＤＢ１に接続する。そして、整流回路ＤＢ１は交流電圧Ｖａｃを整流する。
【０００４】
さらに、整流回路ＤＢ１は平滑コンデンサＣ１に接続する。そして、平滑コンデンサＣ１は整流回路ＤＢ１の出力を平滑し、直流入力電源となる電圧ＶＣ１を生成する。
【０００５】
また、平滑コンデンサＣ１の両極間に、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とからなる直列スイッチ回路を備える。さらに、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点と平滑コンデンサＣ１の一方の端子（負極）との間に、インダクタＬ４１とトランスＴ４１の一次巻線Ｎ４１と共振コンデンサＣ１１とからなる直列回路を備える。
【０００６】
トランスＴ４１の二次巻線Ｎ４２及び二次巻線Ｎ４３は、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２に接続し、さらにその後にインダクタＬ３及びコンデンサＣ３に接続し、さらにまたその後に負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０００７】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ４１の二次巻線Ｎ４２及び二次巻線Ｎ４３に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１及びダイオードＤ２で整流され、さらにインダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【０００８】
このようにして、図１７の従来例は、交流電圧Ｖａｃから直流入力電源を生成し、直流入力電源を出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
また、入力電流Ｉｉｎには、パルス状の電流が流れる。
【０００９】
さらに、従来のスイッチング電源は、平滑コンデンサＣ１とスイッチングレギュレータ回路（第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、共振コンデンサＣ２、トランスＴ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ３）との間に逆流阻止用ダイオードＤａを備えるものである（例えば、特許文献２。）。
【００１０】
その詳細について図１８を用いて説明する。図１８は、他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。なお、図１７の従来例と同等の要素には同等の符号を付し、説明を省略する。
【００１１】
図１８の従来例において、逆流阻止用ダイオードＤａのアノードに平滑コンデンサＣ１の正極を接続する。また、逆流阻止用ダイオードＤａのカソードに第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とからなる直列スイッチ回路を接続する。
さらに、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
また、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１ａの一端は逆流阻止用ダイオードＤａのカソード及び第２スイッチのドレインに接続する。即ち、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１ａの一端を直接に平滑コンデンサＣ１の正極に接続しない。
さらに、共振コンデンサＣ２の他端はトランスＴ１の一次巻線Ｎ１ｂの一端に接続する。
さらに、一次巻線Ｎ１ａの他端は一次巻線Ｎ１ｂの他端に接続する。
【００１２】
また、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３は、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【００１３】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２で整流され、さらにコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【００１４】
即ち、第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、共振コンデンサＣ２、トランスＴ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ３は、スイッチングレギュレータ回路（第１スイッチＱ１、第２スイッチＱ２、共振コンデンサＣ２、トランスＴ１、ダイオードＤ１１、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ３）を形成する。
【００１５】
このような図１８の従来例は、交流電圧Ｖａｃを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。そして、入力電流Ｉｉｎの高調波成分は抑制される。
【００１６】
また、図１９は、他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。なお、図１７の従来例及び図１８の従来例と同等の要素には同等の符号を付し、説明を省略する。
【００１７】
図１９の従来例において、共振コンデンサＣ１１の一端は、図１７の従来例と同様に、平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。
また、トランスＴ４１の一次巻線Ｎ４１の一端は、図１７の従来例と同様に、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに共振コンデンサＣ１１の他端は一次巻線Ｎ４１の他端に接続する。
【００１８】
このような図１９の従来例は、図１７の従来例及び図１８の従来例と同様に、交流電圧Ｖａｃを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
そして、入力電流Ｉｉｎの高調波成分は抑制される。
【００１９】
【特許文献１】
特許第２７５１９６１号明細書
【特許文献２】
特許第３３６７５３９号明細書
【特許文献３】
特開平８−１８２３３２号公報
【特許文献４】
特開平８−１８６９８１号公報
【特許文献５】
米国特許第５６７３１８４号明細書
【特許文献６】
米国特許第５７９０３８９号明細書
【特許文献７】
米国特許第６００５７８０号明細書
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１７の従来例及び図１８の従来例は重負荷で高い力率が得られないという課題がある。
【００２１】
また、図１９の従来例は、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが大きいという課題がある。
【００２２】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、高力率で平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さい交流／直流のスイッチング電源を提供することにある。
また、本発明の目的は、スイッチの電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適なスイッチング電源を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記交流電圧を整流して得られる正極と前記一次巻線の中間タップとの間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
（２）前記整流回路から得られる正極と前記平滑コンデンサとを接続する第２磁性素子を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
（３）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記交流電圧を整流して得られる正極と、前記一次巻線と前記共振コンデンサとの接続点との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
（４）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記交流電圧を整流して得られる正極と、前記スイッチング電源内の高周波交流電圧源との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
（５）交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、前記スイッチング電源内の高周波交流電圧源と、前記交流電圧を整流して得られる負極との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの負極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図１７の従来例から図１９の従来例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００２５】
図１の実施例の第１の特徴は、第１磁性素子であるインダクタＬ２を備える点にある。
【００２６】
詳しくは、インダクタＬ２の一端は、整流回路ＤＢ１を介し、交流電圧Ｖａｃに接続する。
また、インダクタＬ２の他端はダイオードＤ３を介して、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ａ，Ｎ０１ｂの中間タップに接続する。
【００２７】
そして、インダクタＬ２と整流回路ＤＢ１との接続点の電圧は電圧ＶＣｆであり、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極である。そしてまた、一次巻線Ｎ０１ａ，Ｎ０１ｂの中間タップの電圧は電圧ＶＮＢである。
よって、インダクタＬ２の一端は電圧ＶＣｆであり、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極に接続される。
【００２８】
また、図１の実施例のインダクタＬ２とダイオードＤ３との配置を逆に変形する場合、即ちインダクタＬ２の一端がダイオードＤ３を介して整流回路ＤＢ１に接続する場合では、整流回路ＤＢ１及びダイオードＤ３とインダクタＬ２との接続点は、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極となる。
【００２９】
さらにまた、前述とは別に、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極は、整流回路ＤＢ１以外のダイオードの出力から得ることも可能である。詳しくは、後述の図１５の実施例で説明する。
【００３０】
また、一次巻線Ｎ０１ａ，Ｎ０１ｂの中間タップは、一次巻線Ｎ０１ａと一次巻線Ｎ０１ｂとの接続点であり、高周波交流電圧源でもある。
【００３１】
さらに、図１の実施例の第２の特徴は、共振コンデンサＣ２及びトランスＴ０１の配置にある。
【００３２】
詳しくは、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
また、共振コンデンサＣ２の他端は、インダクタＬ０１Ｂを介して、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ｂの一端に接続する。
【００３３】
さらに、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ａの一端は、インダクタＬ０１Ａを介して、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
また、一次巻線Ｎ０１ａの他端は一次巻線Ｎ０１ｂの他端に接続する。
【００３４】
さらに、共振コンデンサＣ２と第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点の電圧を電圧ＶＱ１とする。また、共振コンデンサＣ２の電圧を電圧ＶＣ２とし、平滑コンデンサＣ１の電圧を電圧ＶＣ１とする。
【００３５】
さらに、インダクタＬ０１Ａ及びインダクタＬ０１ＢはトランスＴ０１の漏れインダクタンスであってもよい。また、外付けの素子であってもよい。さらにまた、インダクタＬ０１ＡまたはインダクタＬ０１Ｂを省略してもよい。
また、インダクタＬ２はトランスＴ０１の漏れインダクタンスであってもよい。
【００３６】
さらに、図１の実施例において、平滑コンデンサＣ１は、インダクタＬ２、ダイオードＤ３、トランスＴ０１、インダクタＬ０１Ａを介して、整流回路ＤＢ１に接続され、整流回路ＤＢ１の出力を平滑する。
【００３７】
また、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は直列に接続され、直列スイッチ回路を形成する。そして、平滑コンデンサＣ１の両極間に直接に直列スイッチ回路を接続する。
【００３８】
即ち、平滑コンデンサＣ１の正極と第２スイッチＱ２の一端（ドレイン）とを接続し、平滑コンデンサＣ１の負極と第１スイッチＱ１の一端（ソース）とを接続し、第２スイッチＱ２の他端（ソース）と第１スイッチＱ１の他端（ドレイン）とを接続する。
【００３９】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし、第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ０１の二次巻線に出力となる電圧が誘起する。
【００４０】
さらに、トランスＴ０１の二次巻線及び整流平滑回路である出力回路３０がスイッチング電源の二次側に配置される。また、出力回路３０には、コンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄが接続される。
【００４１】
ここで、出力回路３０について説明する。図２は出力回路３０の一実施例を示す構成図である。同図において、（ａ）はフォワード型であり、（ｂ）はフライバック型であり、（ｃ）はＺｅｔａ型であり、（ｄ）はフライ・フォワード型であり、（ｅ）はセンタタップ型であり、（ｆ）はブリッジ型であり、（ｇ）はインダクタレスセンタタップ型であり、（ｈ）はカレントダブラ型である。また、これら等を組み合わせた変形も可能である。
【００４２】
そして、出力回路３０は、トランスＴ０１の二次巻線に誘起する電圧を整流し、平滑し、出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【００４３】
このような図１の実施例の特性について図３を用いて説明する。図３は図１の実施例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００４４】
図３の等価回路において、電圧ＶＣｆは電圧源ＶＣｆとなり、平滑コンデンサＣ１は直流電圧源ＶＣ１となり、コンデンサＣ２は直流電圧源ＶＣ２となり、第１スイッチＱ１はショートとなり、第２スイッチＱ２はオープンとなる。
【００４５】
このとき、インダクタＬ２は、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ｂ，インダクタＬ０１Ｂ，直流電圧源ＶＣ２（コンデンサＣ２）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路と、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ａ，インダクタＬ０１Ａ，直流電圧源ＶＣ１（平滑コンデンサＣ１）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路とで励磁される。
そして、直流電圧源ＶＣ２（コンデンサＣ２）は、インダクタＬ２の励磁を抑制する極性となっている。
【００４６】
また、インダクタＬ２で励磁され、蓄積されたエネルギーは、第１スイッチＱ１がオフ，第２スイッチＱ２がオンのとき（図示せず）に、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ａ，インダクタＬ０１Ａ，平滑コンデンサＣ１（直流電圧源ＶＣ１）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路で放電し、平滑コンデンサＣ１を充電する。
【００４７】
したがって、インダクタＬ２の励磁を抑制すれば平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスを抑制できる。よって、図１の実施例はコンデンサＣ２（直流電圧源ＶＣ２）により、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが抑制される。
【００４８】
具体的には、図３の等価回路において、インダクタＬ２に印加される電圧ＶＬ２は以下の式となる。
また、上述の効果について図４を用いて説明する。図４は図１の実施例の効果を説明する参考例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００５０】
図４の参考例の特徴は、共振コンデンサＣ１０及びトランスＴ０１の配置が異なる点にある。
【００５１】
詳しくは、共振コンデンサＣ１０の一端は平滑コンデンサＣ１の正極及び第２スイッチの一端に接続する。
また、共振コンデンサＣ１０の他端はインダクタＬ０１Ａを介してトランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ａの一端に接続する。
【００５２】
さらにまた、トランスＴ０１の一次巻線Ｎ０１ｂの一端は、インダクタＬ０１Ｂを介して、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
また、一次巻線Ｎ０１ａの他端は一次巻線Ｎ０１ｂの他端及びダイオードＤ３に接続する。
【００５３】
このような図４の参考例の特性について図５を用いて説明する。図５は図４の実施例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。なお、図４の実施例及び図３の等価回路と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００５４】
このとき、インダクタＬ２は、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ｂ，インダクタＬ０１Ｂ並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路と、ダイオードＤ３，一次巻線Ｎ０１ａ，インダクタＬ０１Ａ，直流電圧源ＶＣ１（平滑コンデンサＣ１）並びに電圧源ＶＣｆ（交流電圧Ｖａｃ及び整流回路ＤＢ１）の回路とで励磁される。
そして、直流電圧源ＶＣ２（コンデンサＣ２）は、インダクタＬ２の励磁を抑制する極性とはなっていない。
【００５５】
具体的には、図５の等価回路において、インダクタＬ２に印加される電圧ＶＬ２’は以下の式となる。
したがって、電圧ＶＬ２＜電圧ＶＬ２’であり、図４の参考例のインダクタＬ２の励磁の程度は、図１の実施例のインダクタＬ２の励磁の程度よりも大きい。
よって、図４の参考例における平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスは、図１の実施例における平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスよりも大きくなる。
【００５７】
このような、図１の実施例の特性と図４の参考例の特性との違いは、交流電圧を整流して得られる正極とトランスＴ０１の一次巻線の中間タップとの間に接続するインダクタＬ２（第１磁性素子）に起因している。
即ち、交流／直流のスイッチング電源に特有の意外性のある特徴である。
【００５８】
例えば、図１７の従来例の場合（共振コンデンサＣ１１の一端が平滑コンデンサＣ１の負極及び第１スイッチＱ１の一端（ソース）に接続し、一次巻線Ｎ４１の一端が第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続し、共振コンデンサＣ１１の他端が一次巻線Ｎ４１の他端に接続する場合）と、図１７の従来例の変形において、共振コンデンサＣ１１の一端が第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続し、一次巻線Ｎ４１の一端が平滑コンデンサＣ１の負極に接続し、共振コンデンサＣ１１の他端が一次巻線Ｎ４１の他端に接続する場合（図示せず）とは等価であり、特性は等しい。
【００５９】
また、図６は本発明に係るスイッチング電源の第２の実施例を示す構成図である。図１と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。そして、図６の実施例は図１の実施例をより具体化した一例である。
【００６０】
図６の実施例の構成を説明する。
交流電圧Ｖａｃと整流回路ＤＢ１との間にフィルタ回路４０を備える。また、整流回路ＤＢ１の出力にコンデンサＣｆを備える。さらに、整流回路ＤＢ１と平滑コンデンサＣ１とを接続するブロッキングダイオードＤ４を備える。また、第１スイッチＱ１の一端（ソース端）と平滑コンデンサＣ１の負極及び共通電位ＣＯＭとの間に抵抗Ｒｓｅｎを備える。
【００６１】
そして、ブロッキングダイオードＤ４のアノードは、整流回路ＤＢ１から得られる正極に接続され、ブロッキングダイオードＤ４のカソードは平滑コンデンサＣ１の正極に接続される。
【００６２】
さらに、制御回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔ及び抵抗Ｒｓｅｎに発生する電圧ＩＳを入力し、第１主スイッチＱ１の駆動信号Ｖｇ１、第２主スイッチＱ２の駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）を出力する。
【００６３】
また、駆動信号Ｖｇ１は第１主スイッチＱ１のゲート・ソース間に印加し、駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）は第２主スイッチＱ２のゲート・ソース間に印加する。
【００６４】
このような制御回路２０の内部の構成を説明する。
出力電圧Ｖｏｕｔは誤差信号検出増幅回路１０に入力される。さらに、誤差信号検出増幅回路１０の出力の信号Ｂと、抵抗Ｒｓｅｎに発生する電圧の信号ＩＳと、クロック回路１２の出力の信号ＡとはカレントモードＰＷＭ制御回路１１に入力される。
【００６５】
また、カレントモードＰＷＭ制御回路１１の出力の信号Ｃは、遅延回路１３、アンド回路１４及びノア回路１５に入力される。さらに、遅延回路１３の出力の信号Ｄは、アンド回路１４及びノア回路１５に入力される。
【００６６】
また、アンド回路１４の出力の信号Ｅはドライブ回路１６に入力され、ノア回路１５の出力の信号Ｆはドライブ回路１７に入力される。そして、ドライブ回路１６は駆動信号Ｖｇ１を出力し、ドライブ回路１７は駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）を出力する。
【００６７】
したがって、駆動信号Ｖｇ１と、駆動信号（Ｖｇ２−ＶＱ１）とは相補的であり、第１主スイッチＱ１と第２主スイッチＱ２とは相補的にオンオフする。
【００６８】
さらに、第１主スイッチＱ１と第２主スイッチＱ２とは共にオフとなる期間を介して相補的にオンオフする。詳しくは、本願出願人による特願２００３−０１４２８４等の記載と同様であるため、説明を省略する。
【００６９】
また、図６の実施例のインダクタＬ１Ａ、インダクタＬ１Ｂ、一次巻線Ｎ１ａ及び一次巻線Ｎ１ｂは、図１の実施例のインダクタＬ０１Ａ、インダクタＬ０１Ｂ、一次巻線Ｎ０１ａ及び一次巻線Ｎ０１ｂと等価であり、同様の構成である。
【００７０】
さらに、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３は、図１７の従来例のトランスＴ４１の二次巻線Ｎ４２及び二次巻線Ｎ４３と同様に、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２に接続し、さらにその後にインダクタＬ３及びコンデンサＣ３に接続し、さらにまたその後に負荷Ｌｏａｄに接続する。
【００７１】
このような、図６の実施例における、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のオンオフの周波数領域での動作を図７から図９を用いて説明する。図７は図６の実施例の各期間の動作模式図である。同図において、動作状態は期間１から期間５まで順に遷移した後、再び期間１となる動作を繰り返す。また、図８から図９は、図６の実施例の各部の動作波形である。
【００７２】
図８（ａ）において、電流ＩＬ２はインダクタＬ２の電流である。同図より、電流ＩＬ２は不連続になっている。即ち、スイッチング電源はインダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作する。
また、図８（ｂ）において、電流ＩＮ１ａは一次巻線Ｎ１ａの電流であり、電流ＩＮ１ｂは一次巻線Ｎ１ｂの電流である。
【００７３】
同図より、電流ＩＬ２は緩やかに変化するため、ダイオードＤ３はソフトスイッチング動作となり、リカバリ及びサージが発生しない。したがって、低ノイズ・低損失となる。
【００７４】
さらに、図８（ｃ）において、電圧ＶＮＢは一次巻線Ｎ１ａと一次巻線Ｎ１ｂとダイオードＤ３との接続点の電圧であり、電圧ＶＣｆは整流回路ＤＢ１とインダクタＬ２とブロッキングダイオードＤ４との接続点の電圧であり、電圧ＶＣ１は平滑コンデンサＣ１の電圧である。
【００７５】
同図より、電圧ＶＮＢは高周波交流電圧源となっている。
【００７６】
また、図８（ｄ）において、電圧ＶＱ１は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２と共振コンデンサＣ２との接続点の電圧であり、電圧ＶＣ２は共振コンデンサＣ２とインダクタＬ１Ｂとの接続点の電圧であり、電圧Ｖｔ２はインダクタＬ１Ｂと一次巻線Ｎ１ｂとの接続点の電圧である。
【００７７】
さらに、図９（ａ）において、電圧Ｖｇ１は第１スイッチＱ１の駆動信号であり、電圧（Ｖｇ２−ＶＱ１）は第２スイッチＱ２の駆動信号である。
また、図９（ｂ）において、電圧（Ｖｔ２−Ｖｔ１）は一次巻線Ｎ１ａの電圧と一次巻線Ｎ１ｂの電圧との和の電圧である。
【００７８】
さらに、図９（ｃ）において、電流ＩＱ２は第２スイッチＱ２の電流である。
また、図９（ｄ）において、電流ＩＱ１は第１スイッチＱ１の電流である。
さらに、図９（ｅ）において、電流ＩＮ２は二次巻線Ｎ２の電流であり、電流ＩＮ３は二次巻線Ｎ３の電流である。
【００７９】
以下に、期間１から期間７について、順に説明する。
期間１では図７（ａ）のようになり、第１スイッチＱ１はオン、第２スイッチＱ２はオフとし、ダイオードＤ１はオン、ダイオードＤ２はオフ、ダイオードＤ３はオンとなる。
【００８０】
このとき、インダクタＬ２、トランスＴ１、インダクタＬ３は励磁する。そして、第１スイッチＱ１をオフとすると期間１が終了し期間２へ遷移する。
【００８１】
期間２では図７（ｂ）のようになり、第１スイッチＱ１はオフとし、第２スイッチＱ２はそのボディーダイオードが順方向にバイアスされオンとなり、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオンとなる。
【００８２】
このとき、電流ＩＮ１ｂ、電流ＩＱ２の逆方向電流及び電流ＩＮ２は減少する。また、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサＣ１を充電する。そして、電流ＩＮ１ｂ、電流ＩＱ２の逆方向電流及び電流ＩＮ２がゼロとなると期間２が終了し期間３へ遷移する。
【００８３】
さらに、期間２の間に、駆動電圧（Ｖｇ２−ＶＱ２）をハイレベルとすれば、第２スイッチＱ２は低ノイズ・低損失でターンオンする。
【００８４】
期間３では図７（ｃ）のようになり、第１スイッチＱ１はオフ、第２スイッチＱ２はオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオンとなる。
【００８５】
このとき、電流ＩＬ２は減少する。また、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサＣ１を充電する。そして、電流ＩＬ２がゼロとなると期間３が終了し期間４へ遷移する。
【００８６】
期間４では図７（ｄ）のようになり、第１スイッチＱ１はオフ、第２スイッチＱ２はオンとし、ダイオードＤ１はオフ、ダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオフとなる。
【００８７】
このとき、電流ＩＮ１ｂは第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２と共振コンデンサＣ２との接続点から共振コンデンサＣ２とインダクタＬ１Ｂとの接続点（インダクタＬ１Ｂと一次巻線Ｎ１ｂとの接続点）の方向に流れる。そして、第２スイッチＱ２をオフとすると期間４が終了し期間５へ遷移する。
【００８８】
期間５では図７（ｅ）のようになり、第２スイッチＱ２はオフとし、第１スイッチＱ１はそのボディーダイオードが順方向にバイアスされオンとなり、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２はオン、ダイオードＤ３はオフとなる。
【００８９】
このとき、第１スイッチＱ１には逆方向の電流が流れ、電流ＩＮ３は減少する。そして、電流ＩＮ３がゼロとなると期間５が終了し期間１へ遷移する。
【００９０】
さらに、期間５の間に、駆動電圧Ｖｇ１をハイレベルとすれば、第１スイッチＱ１は低ノイズ・低損失でターンオンする。
【００９１】
また、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２で整流され、さらにインダクタＬ３及びコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００９２】
このようにして、図６の実施例は交流電圧Ｖａｃを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
【００９３】
このような、図６の実施例における、交流電圧Ｖａｃの周波数領域の動作について図１０を用いて説明する。図１０は図６の実施例の各部の動作波形である。
【００９４】
図１０（ａ）において、電圧ＶＣｆはコンデンサＣｆの電圧であり、電圧ＶＣ１はコンデンサＶＣ１の電圧である。
また、図１０（ｂ）において、電流ＩＬ２はインダクタＬ２の電流である。
さらに、図１０（ｃ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖａｃは交流電圧Ｖａｃである。
【００９５】
同図より、電流Ｉｉｎの波形により、図６の実施例は高い力率で電力を変換する。また、電流ＩＬ２より、スイッチング電源はインダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）で動作する。
そして、電圧ＶＣ１は、過大に昇圧されることなく、好適な特性となる。
【００９６】
このようにして、図６の実施例は、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【００９７】
また、ブロッキングダイオードＤ４は、スイッチング電源の起動のとき及び過渡変動のときに平滑コンデンサＣ１の充電を促進する作用がある。
【００９８】
さらに、図１１は本発明に係るスイッチング電源の第３の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【００９９】
図１１の実施例の特徴は、トランスＴ２を備える点にある。
【０１００】
トランスＴ２の構成を詳しく説明する。
トランスＴ２の巻線Ｎｓｅｔの一端とトランスＴ２の巻線Ｎｒｅｓｅｔの一端とは、共に整流回路ＤＢ１及びフィルタ回路４０を介し、交流電圧Ｖａｃに接続する。
また、巻線Ｎｓｅｔの他端は、ダイオードＤ３を介し、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂの中間タップに接続する。
さらに、巻線Ｎｒｅｓｅｔの他端は、ブロッキングダイオードＤ４を介し、平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
【０１０１】
即ち、図１１の実施例において、トランスＴ２の巻線Ｎｓｅｔは、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極と一次巻線Ｎ１ａ，Ｎ１ｂの中間タップとの間に接続する第１磁性素子に相当する。
また、トランスＴ２の巻線Ｎｒｅｓｅｔは、整流回路ＤＢ１から得られる正極と平滑コンデンサＣ１の正極とを接続する第２磁性素子に相当する。
【０１０２】
そして、図１１の実施例は、巻線Ｎｓｅｔ（第１磁性素子）と巻線Ｎｒｅｓｅｔ（第２磁性素子）とが磁気結合を有する場合に相当する。
【０１０３】
また、図１１の実施例は、図１８の従来例と同様に、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３は、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１０４】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２及び二次巻線Ｎ３に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２で整流され、さらにコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【０１０５】
このような図１１の実施例は、巻線Ｎｓｅｔと巻線Ｎｒｅｓｅｔとが疎結合のときに、インダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）のみならず、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）においても好適な特性を示す。その詳細の説明は米国特許第６２８２１０３号に記載があるため、省略する。
【０１０６】
さらに、トランスＴ２は、エネルギーを蓄積できるため、平滑コンデンサＣ１のストレスを低減できる。具体的には、平滑コンデンサＣ１の容量を小さくできる。
【０１０７】
このような、図１１の実施例における、交流電圧Ｖａｃの周波数領域の動作について図１２を用いて説明する。図１２は図１１の実施例の各部の動作波形である。
【０１０８】
図１２（ａ）において、電圧ＶＣｆはコンデンサＣｆの電圧であり、電圧ＶＣ１はコンデンサＶＣ１の電圧である。
また、図１２（ｂ）において、電流（Ｉｓｅｔ＋Ｉｒｅｓｅｔ）はトランスＴ２の巻線Ｎｓｅｔの電流とトランスＴ２の巻線Ｎｒｅｓｅｔの電流の和である。
さらに、図１２（ｃ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖａｃは交流電圧Ｖａｃである。
【０１０９】
同図より、電流Ｉｉｎの波形により、図１１の実施例は高い力率で電力を変換する。また、電流ＩＬ２より、スイッチング電源はインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作する。
そして、電圧ＶＣ１は過大に昇圧されることないため、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１１０】
また、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）は、フィルタ回路４０のストレスが小さい。したがって、図１１の実施例は低損失・小型化に好適となる。
【０１１１】
また、図１３は本発明に係るスイッチング電源の第４の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１１２】
図１３の実施例の特徴は、トランスＴ１１の構成にある。
【０１１３】
図１３の実施例の構成を詳しく説明する。
トランスＴ１１は補助巻線Ｎ１１ｃを備える。
また、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに、一次巻線Ｎ１１ｄの一端はインダクタＬ１１Ａを介して平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
また、共振コンデンサＣ２の他端はインダクタＬ１１Ｂを介して一次巻線Ｎ１１ｄの他端及び補助巻線Ｎ１１ｃに接続する。
【０１１４】
そして、一次巻線Ｎ１１ｄとインダクタＬ１１Ｂ（共振コンデンサＣ２）と補助巻線Ｎ１１ｃとの接続点は、高周波交流電圧源となる。また、ダイオードＤ３と補助巻線Ｎ１１ｃとの接続点も高周波交流電圧源となる。
【０１１５】
なお、インダクタＬ１１Ａ及びインダクタＬ１１Ｂは、図１の実施例と同様に、トランスＴ１１の漏れインダクタンスであってもよい。また、外付けの素子であってもよい。さらにまた、インダクタＬ１１ＡまたはインダクタＬ１１Ｂを省略してもよい。
【０１１６】
また、インダクタＬ２の一端は整流回路ＤＢ１及びフィルタ回路４０を介して交流電圧Ｖａｃに接続する。
さらに、インダクタＬ２の他端は、ダイオードＤ３及びトランスＴ１１の補助巻線Ｎ１１ｃを介して、トランスＴ１１の一次巻線Ｎ１１ｄとインダクタＬ１１Ｂ（共振コンデンサＣ２）との接続点に接続する。
さらにまた、インダクタＬ２の他端は、インダクタＬ３及びブロッキングダイオードＤ４を介して平滑コンデンサＣ１に接続する。
【０１１７】
そして、図１３の実施例において、インダクタＬ２は、交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極と一次巻線Ｎ１１ｄとインダクタＬ１１Ｂ（共振コンデンサＣ２）と補助巻線Ｎ１１ｃとの接続点との間に接続する第１磁性素子に相当する。
また、インダクタＬ２及びインダクタＬ３は、整流回路ＤＢ１から得られる正極と平滑コンデンサＣ１の正極とを接続する第２磁性素子に相当する。
【０１１８】
さらに、図１３の実施例は、トランスＴ１１の二次巻線Ｎ１２及び二次巻線Ｎ１３は、図１１の実施例と同様に、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１１９】
このような図１３の実施例は、図１１の実施例と同様に、インダクタ電流不連続モード（ＤＣＭ）のみならず、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）においても好適な特性を示す。
【０１２０】
このような、図１３の実施例における、交流電圧Ｖａｃの周波数領域の動作について図１４を用いて説明する。図１４は図１３の実施例の各部の動作波形である。
【０１２１】
図１４（ａ）において、電圧ＶＣｆはコンデンサＣｆの電圧であり、電圧ＶＣ１はコンデンサＶＣ１の電圧である。
また、図１４（ｂ）において、電流ＩＬ２はインダクタＬ２の電流である。
さらに、図１４（ｃ）において、電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｉｎであり、電圧Ｖａｃは交流電圧Ｖａｃである。
【０１２２】
同図より、電流Ｉｉｎの波形により、図１３の実施例は高い力率で電力を変換する。また、電流ＩＬ２より、スイッチング電源はインダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作する。
そして、電圧ＶＣ１は、過大に昇圧されることなく、好適な特性となる。
【０１２３】
そして、図１３の実施例は、図１１の実施例と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１２４】
さらに、図１３の実施例は、図１１の実施例と同様に、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）において、フィルタ回路４０のストレスが小さくできる。また、図１３の実施例は、インダクタＬ２およびインダクタＬ３がエネルギーを蓄積できるため、平滑コンデンサＣ１の容量を小さくできる。
【０１２５】
また、図１５は本発明に係るスイッチング電源の第５の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１２６】
図７の実施例の特徴は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６を備える点にある。
【０１２７】
詳しくは、インダクタＬ４（第１磁性素子）の一端は、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６を介して、交流電圧Ｖａｃに接続する。
そして、インダクタＬ４とダイオードＤ５及びダイオードＤ６との接続点は交流電圧Ｖａｃを整流して得られる正極となる。
【０１２８】
また、インダクタＬ４の他端は、共振コンデンサＣ２とトランスＴ２１の一次巻線Ｎ２１との接続点に接続する。
そして、共振コンデンサＣ２と一次巻線Ｎ２１との接続点は高周波交流電圧源となる。
【０１２９】
さらに、インダクタＬ５（第２磁性素子）の一端は整流回路ＤＢ１から得られる正極に接続する。また、インダクタＬ５の他端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
即ち、図１５の実施例の整流回路ＤＢ１内のダイオードは、図６の実施例のブロッキングダイオードＤ４の作用を代用する。
【０１３０】
また、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに、トランスＴ２１の一次巻線Ｎ２１の一端は平滑コンデンサＣ１の正極に接続する。
また、共振コンデンサＣ２の他端は一次巻線Ｎ２１の他端及びインダクタＬ４に接続する。
【０１３１】
また、図１５の実施例は、トランスＴ２１の二次巻線Ｎ２５は、スイッチＱ３及びスイッチＱ４に接続し、さらにその後にインダクタＬ３及びコンデンサＣ３に接続し、さらにまたその後に負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１３２】
また、トランスＴ２１の補助巻線Ｎ２６は制御回路３１を介してスイッチＱ３の制御端子（ゲート）に接続し、トランスＴ２１の補助巻線Ｎ２７は制御回路３２を介してスイッチＱ４の制御端子（ゲート）に接続する。
【０１３３】
このような図１５の実施例は、図６の実施例及び図１３の実施例と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１３４】
また、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６の電流は整流回路ＤＢ１を流れないため、順方向電圧降下による損失が小さく高い変換効率が得られる。
【０１３５】
さらに、スイッチＱ３及びスイッチＱ４は順方向電圧降下が小さい整流器として動作する。そして、補助巻線２６及び補助巻線２７には好適な駆動信号が発生する。したがって、図１５の実施例は好適な整流ができるため、損失が少なく高い変換効率が得られる。
【０１３６】
また、図１６は本発明に係るスイッチング電源の第６の実施例を示す構成図である。図６と同じ要素には同一符号を付し、説明を省略する。
【０１３７】
図７の実施例の特徴は、インダクタＬ６（第１磁性素子）の配置と、コンデンサＣ５を備える点にある。
【０１３８】
詳しくは、インダクタＬ６の一端は整流回路ＤＢ１に接続し、他端はコンデンサＣ５を介して、トランスＴ３１の一次巻線Ｎ３１ａ，Ｎ３１ｂの中間タップに接続する。
【０１３９】
そして、インダクタＬ６と整流回路ＤＢ１との接続点の電圧は交流電圧Ｖａｃを整流して得られる負極である。そしてまた、一次巻線Ｎ１ａと一次巻線Ｎ１ｂとの接続点は高周波交流電圧源であり、インダクタＬ６とコンデンサＣ５との接続点も高周波交流電圧源である。
【０１４０】
即ち、図１６の実施例におけるインダクタＬ６と図６の実施例におけるインダクタＬ２とは正極と負極とを置換した関係である。
【０１４１】
また、共振コンデンサＣ２の一端は第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との接続点に接続する。
さらに、トランスＴ３１の一次巻線Ｎ３１ｂの一端はインダクタＬ３１Ａを介して平滑コンデンサＣ１の負極に接続する。
一次巻線Ｎ３１ｂの他端はトランスＴ３１の一次巻線Ｎ３１ａの一端及びコンデンサＣ５に接続する。
一次巻線Ｎ３１ａの他端はインダクタＬ３１Ｂを介してコンデンサＣ２の他端に接続する。
【０１４２】
さらに、インダクタＬ３１Ａ及びインダクタＬ３１Ｂは、図６の実施例のインダクタＬ０１Ａ及びインダクタＬ１Ｂと同様に、トランスＴ１３の漏れインダクタンスであってもよい。また、外付けの素子であってもよい。さらにまた、インダクタＬ０１ＡまたはインダクタＬ１Ｂを省略してもよい。
また、インダクタＬ６は、図６の実施例のインダクタＬ２と同様に、トランスＴ３１の漏れインダクタンスであってもよい。
【０１４３】
さらにまた、トランスＴ３１の二次巻線Ｎ３４は、ダイオードＤ１３に接続し、さらにその後にコンデンサＣ３及び負荷Ｌｏａｄに接続する。
【０１４４】
そして、第１スイッチＱ１がオンオフし第２スイッチＱ２が第１スイッチＱ１と相補的にオンオフすることにより、トランスＴ３１の二次巻線Ｎ３４に出力となる電圧が誘起する。そしてまた、その電圧はダイオードＤ１３で整流され、さらにコンデンサＣ３で平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとなり、負荷Ｌｏａｄへ電力を供給する。
【０１４５】
さらに、平滑コンデンサＣ１の正極と第２スイッチＱ２のドレインとの間に電流検出回路２１を備える。そして、電流検出回路２１は第２スイッチＱ２の電流に基づく電圧ＩＳを出力する。
【０１４６】
このような、図１６の実施例は、図６の実施例と同様に、平滑コンデンサＣ１の電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適となる。
【０１４７】
【発明の効果】
以上のことにより、本発明によれば、高力率で平滑コンデンサの電圧ストレスが小さい交流／直流のスイッチング電源を提供できる。
【０１４８】
また、本発明によれば、スイッチの電圧ストレスが小さく、低損失・小型化に好適なスイッチング電源を提供できる。
【０１４９】
さらに、第１スイッチ及び第２スイッチは低ノイズ・低損失でターンオンできる。
【０１５０】
また、図６の実施例等において、インダクタ不連続モード（ＤＣＭ）で動作する場合は、交流電圧と高周波交流電圧源との間のダイオードのリカバリ及びサージを抑制できるため、低ノイズ・低損失となる。
【０１５１】
さらに、図１１の実施例、図１３の実施例及び図１５の実施例等において、インダクタ電流連続モード（ＣＣＭ）で動作する場合は、フィルタ回路のストレス及び平滑コンデンサのストレスを低減できるため、小形化に好適となる。
【０１５２】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】出力回路の実施例を示す構成図である。
【図３】図１の実施例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。
【図４】図１の実施例の効果を説明する参考例を示す構成図である。
【図５】図４の参考例における、第１スイッチＱ１がオン，第２スイッチＱ２がオフのときの等価回路である。
【図６】本発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図７】図６の実施例の各期間の動作模式図である。
【図８】図６の実施例の各部の動作波形である。
【図９】図６の実施例の各部の動作波形である。
【図１０】図６の実施例の各部の動作波形である。
【図１１】本発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図１２】図１１の実施例の各部の動作波形である。
【図１３】本発明の第４の実施例を示す構成図である。
【図１４】図１３の実施例の各部の動作波形である。
【図１５】本発明の第５の実施例を示す構成図である。
【図１６】本発明の第６の実施例を示す構成図である。
【図１７】従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【図１８】他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【図１９】他の従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【符号の説明】
Ｔ１，Ｔ０１，Ｔ１１，Ｔ２１，Ｔ３１ トランス
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＤＢ１ 整流回路
Ｑ１ 第１スイッチ
Ｑ２ 第２スイッチ
Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６ インダクタンス（第１磁性素子）
Ｌ５ インダクタンス（第２磁性素子）
Ｌ３ インダクタンス
Ｔ２ トランス
Ｃ５ コンデンサ
Ｄ３，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｄ４ ブロッキングダイオード
Ｌ１Ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ０１Ａ，Ｌ０１Ｂ，Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ，Ｌ３１Ａ，Ｌ３１Ｂ インダクタンス
Ｖａｃ 交流電圧
Ｉｉｎ 入力電流
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ＣＯＭ，ＧＮＤ 共通電位
Claims (5)
- 交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、
前記交流電圧を整流して得られる正極と前記一次巻線の中間タップとの間に接続する第１磁性素子を備えると共に、
前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。 - 前記整流回路から得られる正極と前記平滑コンデンサとを接続する第２磁性素子を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
- 交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、
前記交流電圧を整流して得られる正極と、前記一次巻線と前記共振コンデンサとの接続点との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、
前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。 - 交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、
前記交流電圧を整流して得られる正極と、前記スイッチング電源内の高周波交流電圧源との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、
前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの正極に接続することを特徴とするスイッチング電源。 - 交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両極間に接続する第１スイッチと第２スイッチとからなる直列スイッチ回路と、前記第１スイッチがオンオフし前記第２スイッチが前記第１スイッチと相補的にオンオフすることにより二次巻線に出力となる電圧を誘起するトランスと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一方の端子との間に接続される前記トランスの一次巻線と共振コンデンサとからなる直列回路と、を備えるスイッチング電源において、
前記スイッチング電源内の高周波交流電圧源と、前記交流電圧を整流して得られる負極との間に接続する第１磁性素子を備えると共に、
前記共振コンデンサは前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に接続し、前記一次巻線は前記平滑コンデンサの負極に接続することを特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003106180A JP4280976B2 (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | スイッチング電源 |
| US10/813,083 US6961252B2 (en) | 2003-04-10 | 2004-03-31 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003106180A JP4280976B2 (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004312949A true JP2004312949A (ja) | 2004-11-04 |
| JP4280976B2 JP4280976B2 (ja) | 2009-06-17 |
Family
ID=33156903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003106180A Expired - Fee Related JP4280976B2 (ja) | 2003-04-10 | 2003-04-10 | スイッチング電源 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6961252B2 (ja) |
| JP (1) | JP4280976B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012134201A (ja) * | 2010-12-20 | 2012-07-12 | Cosel Co Ltd | 電源用チョークコイル |
| WO2020053615A1 (ja) * | 2018-09-13 | 2020-03-19 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8476875B2 (en) | 2010-10-12 | 2013-07-02 | Allegro Microsystems, LLC. | TV set top box with an improved ability to survive a transient signal |
| GB2484971A (en) | 2010-10-28 | 2012-05-02 | Eltek Valere As | Control of a bidirectional series resonant DC/DC converter |
| US9019724B2 (en) * | 2012-07-27 | 2015-04-28 | Flextronics Ap, Llc | High power converter architecture |
| EP3940937A1 (en) | 2020-07-17 | 2022-01-19 | Goodrich Corporation | Low weight isolated integrated single-stage ac-dc led driver |
| JP2023068535A (ja) * | 2021-11-02 | 2023-05-17 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
| DE102022128819A1 (de) | 2022-10-31 | 2024-05-02 | Rolls-Royce Solutions GmbH | Wandlerschaltung, Gleichspannungswandler, Stromversorgungseinrichtung sowie Verfahren zum Vorladen eines Zwischenkreises |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5331534A (en) * | 1991-11-20 | 1994-07-19 | Tokyo Electric Co., Ltd. | Power supply apparatus |
| JP2751961B2 (ja) | 1992-08-27 | 1998-05-18 | ネミック・ラムダ株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US5673184A (en) * | 1994-09-01 | 1997-09-30 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switch mode power supply circuit with increased power factor for mains |
| JP3367539B2 (ja) | 1994-10-24 | 2003-01-14 | サンケン電気株式会社 | 直流電源装置 |
| JP3400160B2 (ja) | 1994-12-22 | 2003-04-28 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源 |
| JPH08186981A (ja) | 1994-12-29 | 1996-07-16 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US5790389A (en) * | 1996-05-31 | 1998-08-04 | Virginia Power Technologies, Inc. | Consolidated soft-switching AC/DC converters |
| US6005780A (en) * | 1997-08-29 | 1999-12-21 | Hua; Guichao | Single-stage AC/DC conversion with PFC-tapped transformers |
-
2003
- 2003-04-10 JP JP2003106180A patent/JP4280976B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-03-31 US US10/813,083 patent/US6961252B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012134201A (ja) * | 2010-12-20 | 2012-07-12 | Cosel Co Ltd | 電源用チョークコイル |
| WO2020053615A1 (ja) * | 2018-09-13 | 2020-03-19 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JPWO2020053615A1 (ja) * | 2018-09-13 | 2021-09-02 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP6994580B2 (ja) | 2018-09-13 | 2022-02-04 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| US11870355B2 (en) | 2018-09-13 | 2024-01-09 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converting device, and control method for power converting device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6961252B2 (en) | 2005-11-01 |
| JP4280976B2 (ja) | 2009-06-17 |
| US20040208021A1 (en) | 2004-10-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5088386B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US7656686B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2011019371A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2009100631A (ja) | 直流変換装置 | |
| JPH10248265A (ja) | 力率改善回路 | |
| JP4672504B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2008131793A (ja) | 直流変換装置 | |
| JP4280976B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2003070250A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US20050219869A1 (en) | Power factor correction circuit | |
| JP4352444B2 (ja) | 共振コンバータ | |
| Choi et al. | A new APWM half-bridge converter with enhanced zero-voltage-switching range in wide input voltage range | |
| JP6829220B2 (ja) | スイッチング電源装置及びその制御方法 | |
| JP5500438B2 (ja) | 負荷駆動装置 | |
| JP4305935B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| WO2024140791A1 (zh) | 交流直流变换器 | |
| US20240162809A1 (en) | Power supply circuit | |
| JP4333295B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2005192285A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4415369B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP4329451B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4415371B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2007049864A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3649039B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2002010643A (ja) | スイッチング電源 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050926 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080307 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080908 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081016 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090219 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090304 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120327 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |