JP2004297616A - 受信機の直交検波回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】直交検波用のアナログ回路のVCOを不要にして調整の手間を減らす。
【解決手段】ディジタル変調方式の被変調波を受信した中間周波信号をA/D変換器30でディジタル化し、DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)31に入力する。DSP31では、ヒルベルト変換部32によりディジタル中間周波信号をディジタル複素中間周波信号に変換し、同期信号発生部36で発生させたディジタル複素中間周波搬送波と乗算部37で乗算させてディジタル複素受信ベースバンド信号を復調する。周波数オフセット推定部38はディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸方向のアレーデータを作成しESPRIT法を用いて周波数オフセットを推定し、補正部39がディジタル複素受信ベースバンド信号に対し当該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正する。
【選択図】図1
【解決手段】ディジタル変調方式の被変調波を受信した中間周波信号をA/D変換器30でディジタル化し、DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)31に入力する。DSP31では、ヒルベルト変換部32によりディジタル中間周波信号をディジタル複素中間周波信号に変換し、同期信号発生部36で発生させたディジタル複素中間周波搬送波と乗算部37で乗算させてディジタル複素受信ベースバンド信号を復調する。周波数オフセット推定部38はディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸方向のアレーデータを作成しESPRIT法を用いて周波数オフセットを推定し、補正部39がディジタル複素受信ベースバンド信号に対し当該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正する。
【選択図】図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機の直交検波回路に係り、とくに受信信号の周波数オフセットをキャンセルすることのできる受信機の直交検波回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
QPSK、QAM等のディジタル変調方式で変調された被変調波を受信する受信機では、中間周波信号に対し同期搬送波を乗じて直交検波を行い複素受信ベースバンド信号を復調する。複素受信ベースバンド信号をA/D変換後、シンボルタイミングを推定し、シンボルタイミングでの複素受信ベースバンド信号の値(シンボルサンプリングデータ)を検出し、シンボル判定して受信シンボルを得るようになっている。
【0003】
ところで、複素受信ベースバンド信号をA/D変換するサンプルクロックの周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動すると、A/D変換後の複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。また移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによっても複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。このため、従来の直交検波回路では同期搬送波の周波数を可変とし、A/D変換後の複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを検出して同期搬送波の周波数を増減するようにしている。
【0004】
図4に従来のPLL同期検波式の直交検波回路の構成例を示す。ディジタル変調方式の変調波を受信、周波数変換した中間周波信号IFは2系統に分けられ、一方の系統はVCO1から直接出力された周波数fIFの同期搬送波Pcos と乗算器2で乗算されたのちLPF3を通して受信ベースバンド信号のI成分が抽出される。他方の系統はVCO1から90°移相器4を介して入力された周波数fIFの同期搬送波Psin と乗算器5で乗算されたのちLPF6を通して受信ベースバンド信号のQ成分が抽出される。
【0005】
I、Q信号は各々サンプラ7、8でA/D変換されたのち、DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)10に入力される。DSP10では複素信号作成部11がディジタル化されたI、Q信号からディジタル複素受信ベースバンド信号を作成し、シンボルタイミング推定部12がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部13がシンボルタイミングでのディジタル複素受信ベースバンド信号の値(シンボルサンプリングデータ)から複素受信シンボルを判定して出力する。搬送波位相誤差推定部14は複素受信シンボル列中の同期パターン部分を既知の同期パターンと比較するなどして中間周波信号IFに乗っている搬送波成分と同期搬送波Pcos 、Psin との位相誤差分を推定する。推定された位相誤差データはD/A変換器20でD/A変換され、LPF21で積分されたあとVCO1へ周波数制御信号として出力される。VCO1は位相誤差を打ち消すように発振周波数を可変する(参考文献:藤野忠著「ディジタル移動通信」127頁株式会社昭晃堂2000年6月10日発行)。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図4の例ではアナログ回路であるVCO1を用いるために、アナログ受動部品の特性をそろえる必要がある。設計や実装にかかる回路コストがかさむ、組み立て時に特性の調整作業が必要となるという問題があった。
本発明は上記した問題に鑑み、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することのできる受信機の直交検波回路を提供することを、その目的としている。
【0007】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、推定手段で推定された周波数オフセット情報に基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し時間軸伸縮補正を施す時間軸補正手段と、を備えたことを特徴としている。
【0008】
請求項3記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、を備え、信号発生手段は推定手段で推定された周波数オフセットをキャンセルするように複素中間周波搬送波の周波数を補正するようにしたことを特徴としている。
【0009】
請求項1または3において、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔(Δt)ずつずれた一定時間長(T0 )分ずつのアレーデータを抽出し、ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしても良い。
【0010】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の一つの実施の形態に係るQPSK変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
空中搬送周波数fC の下にQPSK変調方式で変調されたディジタル変調波を受信機で受信し、所定の中間周波数fIFに周波数変換された中間周波信号(IF信号)はA/D変換器30により周期Ts のサンプルクロックCKに従いディジタル信号に変換されDSP(ディジタルシグナルプロセッサ)31に入力される。DSP31ではまずディジタル化されたディジタル中間周波信号IFD からヒルベルト変換部32によりディジタル複素中間周波信号が作成される。このヒルベルト変換部32はIFD を2つの系統に分け、一方をヒルベルト変換フィルタ部33に通し、ヒルベルト変換を施す。他方はヒルベルト変換フィルタ部33での要処理時間分だけ遅延部34で信号遅延させる。ヒルベルト変換フィルタ部33はインパルス応答がh(t)=1/πtに設定されており、位相を90°遅らせる働きをする。遅延部34とヒルベルト変換フィルタ部33の出力IIFとQIFから複素信号作成部35によりディジタル複素中間周波信号(IIF+jQIF)が作成される。36は周波数がfIFで実部と虚部の直交するディジタル複素中間周波搬送波を生成する同期信号発生部であり、乗算部37でディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部の各々がディジタル複素中間周波信号の実部と虚部と乗算されることでディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)が復調される(なお、ヒルベルト変換を利用した直交検波については「Interface 2002年9月号」165 〜175 頁(CQ出版社2002年9月1日発行)に詳述されている)。
【0011】
A/D変換器30のサンプルクロックCKは周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動することがあり、この場合、ディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)に周波数オフセットが生じてしまう。移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによってもディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)に周波数オフセットが生じてしまう。周波数オフセットが生じたままのディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)を図4のシンボルタイミング推定部12、シンボル判定部13へ出力した場合、シンボルタイミングの推定誤差やシンボル判定誤差が大きくなってしまう。この実施の形態では周波数オフセットを検出し、ディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)を時間軸上で伸縮して補正するようにしている。
【0012】
38は周波数オフセットの推定を行う周波数オフセット推定部、39は推定された周波数オフセットに基づき該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮を行う補正部である。周波数オフセット推定部38はアレーアンテナ用信号処理技術のとくにESPRIT法を利用してディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する。以下、原理説明を行う(なお、ESPRIT法については菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」269 〜290 頁株式会社科学技術出版1998年11月25日発行に詳しい)。
【0013】
周波数オフセット推定部38は図2に示す如くK段のシフトレジスタ部40、転送部41、k個の連続した信号データをM列分記憶可能なバッファメモリ部42、演算処理部43から成る。ディジタル複素ベースバンド信号は周期Ts でシフトレジスタ部40に転送されており、該シフトレジスタ部40には最新のK個×Ts の時間長分の信号データが蓄積される。演算処理部43は定期的(例えば、5秒周期、10秒周期など)に周波数オフセット推定を行う。このとき、転送部41に指示してまずシフトレジスタ部40の内、1段目からk段目まで一定時間長T0 (=kTs )分の信号データをバッファメモリ部40の1列目に格納し、(1+p)段目から(k+p)段目まで一定時間長T0 分の信号データをバッファメモリ部40の2列目に格納し、(1+2p)段目から(k+2p)段目まで一定時間長T0 分の信号データをバッファメモリ部40の3列目に格納し、・・、(1+(M−1)p)段目から(k+(M−1)p)=K段目まで一定時間長T0 分の信号データをバッファメモリ部40のM列目に格納する。なお、pTs =Δtとする。また、ここではΔt<T0 であるとする。
【0014】
空中搬送波周波数fC の下にQPSK変調方式で変調されたディジタル変調波の受信波がマルチパスの影響でW個(但し、1≦W<M)有ったとし、バッファメモリ部40の1列目の信号データをX1 (t)として、この中のw番目の受信波の複素振幅成分をFw (t) とすると、
【数1】
但し、N1 (t)は内部雑音成分
と表すことができる。w番目の受信波の周波数オフセットをΔfw 、バッファメモリ部40の2列目〜M列目の信号データをX2 (t)、X3 (t)、・・XM (t)とすると、
【数2】
但し、Ni (t)は内部雑音成分
と表すことができる。
【0015】
X1 (t)〜XM (t)は1次元の等間隔リニアアレーデータである。(1.1)〜(1.M)の式をベクトル表記すると、
【数3】
【数4】
但し、
【数5】
と表される。
【0016】
(2)式は受信波の到来方向推定におけるリニアアレーの信号ベクトルと同形であり、到来方向推定で利用されるESPRIT法の適用が可能となる。
信号ベクトルXの相関行列Rxxは、Ni (t)が平均0、分散σ2 (雑音電力)の互いに独立な複素ガウス過程であるとして、
【数6】
と表される。行列SはW個の受信波間の相関関係を表す信号相関行列であり成分表示すると、
【数7】
である。
【0017】
次に相関行列Rxxの固有値λi と固有ベクトルei を求めると、固有値に関しては
【数8】
という関係があるので、内部雑音電力σ2 より大きい固有値の数から到来波数Wを推定することができる。
ESPRITの基本原理である回転不変式は次のように表される。
【数9】
ここにΦはW次の対角行列を表す。また、行列J1 とJ2 は(M−1)×Mの行列で、式(5)においてそれぞれ行列Aの1行目から(M−1)行目までを抽出する操作、行列Aの2行目からM行目までを抽出する操作を意味している。
つまり、次式の関係がある。
【数10】
次にRxxの固有値展開後の処理を説明する。なおアルゴリズムはTLS(Total−Least−Squares )−ESPRITである(なお、TLS−ESPRIT法についてはB.Ottersten, M.Viberg and T.Kailath : ”Performance Analysis of the Total Least Squares ESPRIT Algorithm”, IEEE Trans. On Signal Processing,vol.SP−39, No.5, pp.1135(May 1991)に詳しい)。到来波数Wを推定した後、信号部分空間
【数11】
に属する固有ベクトル
【数12】
から行列EX =J1 ES ,EY =J2 ES を作る。この行列ES は行列Aと同じ空間を張るので
【数13】
と表される。ここにTはW次の正則行列である。したがって
【数14】
であるので、
【数15】
が成り立つ。
TLS法を用いて、式(10)のEY =EX ΨをΨについて解く。これには、まず行列
【数16】
但し、行列EH は2W×2W次の非負定値エルミート行列でありランクWの固有値展開をし、ゼロに等しいW個の固有値に属する固有ベクトルvw+1 , …, v2Wから行列
【数17】
を構成する。行列VN は2W×W次である。そして,行列VN の上半分のW次正方行列をVN1=GX 、下半分のW次正方行列をVN2=GY とすると
【数18】
として解Ψが得られる(詳細は前記した菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」211 〜245 頁を参照)。
(12)式で得られた行列Ψは
【数19】
という構造をもつので、ΦとTを求める問題は、Ψの固有値問題となる。したがってΨの固有値展開をして得られる固有値
【数20】
はΦの対角成分に等しいので
【数21】
より周波数オフセットΔfw ( w=1, 2, …, W) の推定値が得られる。
【0018】
この内、Ψの最大固有値に対応する受信波成分が後段での復調に最も強い影響を及ぼすものであり、通常それ以外の受信波成分の影響は小さい。ここではΨの最大固有値がw=1の受信波に対応していたとすると、
【数22】
が求める周波数オフセットとなる。
周波数オフセット推定部38は推定した周波数オフセットΔf1 を周波数オフセット情報として補正部39へ出力し、補正部39は周波数オフセットに基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し、当該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮をして出力する。これにより、温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因するディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットがキャンセルされて、後段のシンボルタイミング推定部12がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部13がシンボルタイミングでのディジタル受信ベースバンド信号の値(シンボルサンプリングデータ)から受信シンボルを判定して出力する。
【0019】
この実施の形態によれば、ヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因する周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しESPRIT法を用いて周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のVCOを不要にしてアナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【0020】
なお、図1を図3の如く変形し、補正部を省略するとともに同期信号発生部36Aの出力するディジタル複素中間周波搬送波の周波数を、周波数オフセット推定部38で推定した周波数オフセットに基づき、該周波数オフセットをキャンセルするように可変可能としても、直交検波用のアナログ回路のVCOを用いることなくディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを無くすことができる。
また、ディジタル被変調波はQPSK変調に限定されず、QAM変調など他のディジタル変調方式にも同様に適用することができる。
【0021】
【発明の効果】
この発明によれば、ディジタル中間周波信号からヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しESPRIT法を用いて当該周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するか、ディジタル複素中間周波搬送波の周波数を可変させるようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のVCOを不要にして、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は本発明の一つの実施の形態に係るQPSK変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図2】図1中の周波数オフセット推定部の構成を示すブロック図である。
【図3】本発明の変形例に係る直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図4】従来のPLL同期検波式の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
30 A/D変換器
31 DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)
32 ヒルベルト変換部 33 ヒルベルト変換フィルタ部
34 遅延部 35 複素信号作成部
36、36A 同期信号発生部 37 乗算部
38 周波数オフセット推定部 39 補正部
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機の直交検波回路に係り、とくに受信信号の周波数オフセットをキャンセルすることのできる受信機の直交検波回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
QPSK、QAM等のディジタル変調方式で変調された被変調波を受信する受信機では、中間周波信号に対し同期搬送波を乗じて直交検波を行い複素受信ベースバンド信号を復調する。複素受信ベースバンド信号をA/D変換後、シンボルタイミングを推定し、シンボルタイミングでの複素受信ベースバンド信号の値(シンボルサンプリングデータ)を検出し、シンボル判定して受信シンボルを得るようになっている。
【0003】
ところで、複素受信ベースバンド信号をA/D変換するサンプルクロックの周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動すると、A/D変換後の複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。また移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによっても複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。このため、従来の直交検波回路では同期搬送波の周波数を可変とし、A/D変換後の複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを検出して同期搬送波の周波数を増減するようにしている。
【0004】
図4に従来のPLL同期検波式の直交検波回路の構成例を示す。ディジタル変調方式の変調波を受信、周波数変換した中間周波信号IFは2系統に分けられ、一方の系統はVCO1から直接出力された周波数fIFの同期搬送波Pcos と乗算器2で乗算されたのちLPF3を通して受信ベースバンド信号のI成分が抽出される。他方の系統はVCO1から90°移相器4を介して入力された周波数fIFの同期搬送波Psin と乗算器5で乗算されたのちLPF6を通して受信ベースバンド信号のQ成分が抽出される。
【0005】
I、Q信号は各々サンプラ7、8でA/D変換されたのち、DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)10に入力される。DSP10では複素信号作成部11がディジタル化されたI、Q信号からディジタル複素受信ベースバンド信号を作成し、シンボルタイミング推定部12がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部13がシンボルタイミングでのディジタル複素受信ベースバンド信号の値(シンボルサンプリングデータ)から複素受信シンボルを判定して出力する。搬送波位相誤差推定部14は複素受信シンボル列中の同期パターン部分を既知の同期パターンと比較するなどして中間周波信号IFに乗っている搬送波成分と同期搬送波Pcos 、Psin との位相誤差分を推定する。推定された位相誤差データはD/A変換器20でD/A変換され、LPF21で積分されたあとVCO1へ周波数制御信号として出力される。VCO1は位相誤差を打ち消すように発振周波数を可変する(参考文献:藤野忠著「ディジタル移動通信」127頁株式会社昭晃堂2000年6月10日発行)。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図4の例ではアナログ回路であるVCO1を用いるために、アナログ受動部品の特性をそろえる必要がある。設計や実装にかかる回路コストがかさむ、組み立て時に特性の調整作業が必要となるという問題があった。
本発明は上記した問題に鑑み、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することのできる受信機の直交検波回路を提供することを、その目的としている。
【0007】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、推定手段で推定された周波数オフセット情報に基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し時間軸伸縮補正を施す時間軸補正手段と、を備えたことを特徴としている。
【0008】
請求項3記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、を備え、信号発生手段は推定手段で推定された周波数オフセットをキャンセルするように複素中間周波搬送波の周波数を補正するようにしたことを特徴としている。
【0009】
請求項1または3において、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔(Δt)ずつずれた一定時間長(T0 )分ずつのアレーデータを抽出し、ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしても良い。
【0010】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の一つの実施の形態に係るQPSK変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
空中搬送周波数fC の下にQPSK変調方式で変調されたディジタル変調波を受信機で受信し、所定の中間周波数fIFに周波数変換された中間周波信号(IF信号)はA/D変換器30により周期Ts のサンプルクロックCKに従いディジタル信号に変換されDSP(ディジタルシグナルプロセッサ)31に入力される。DSP31ではまずディジタル化されたディジタル中間周波信号IFD からヒルベルト変換部32によりディジタル複素中間周波信号が作成される。このヒルベルト変換部32はIFD を2つの系統に分け、一方をヒルベルト変換フィルタ部33に通し、ヒルベルト変換を施す。他方はヒルベルト変換フィルタ部33での要処理時間分だけ遅延部34で信号遅延させる。ヒルベルト変換フィルタ部33はインパルス応答がh(t)=1/πtに設定されており、位相を90°遅らせる働きをする。遅延部34とヒルベルト変換フィルタ部33の出力IIFとQIFから複素信号作成部35によりディジタル複素中間周波信号(IIF+jQIF)が作成される。36は周波数がfIFで実部と虚部の直交するディジタル複素中間周波搬送波を生成する同期信号発生部であり、乗算部37でディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部の各々がディジタル複素中間周波信号の実部と虚部と乗算されることでディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)が復調される(なお、ヒルベルト変換を利用した直交検波については「Interface 2002年9月号」165 〜175 頁(CQ出版社2002年9月1日発行)に詳述されている)。
【0011】
A/D変換器30のサンプルクロックCKは周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動することがあり、この場合、ディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)に周波数オフセットが生じてしまう。移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによってもディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)に周波数オフセットが生じてしまう。周波数オフセットが生じたままのディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)を図4のシンボルタイミング推定部12、シンボル判定部13へ出力した場合、シンボルタイミングの推定誤差やシンボル判定誤差が大きくなってしまう。この実施の形態では周波数オフセットを検出し、ディジタル複素受信ベースバンド信号s(t)を時間軸上で伸縮して補正するようにしている。
【0012】
38は周波数オフセットの推定を行う周波数オフセット推定部、39は推定された周波数オフセットに基づき該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮を行う補正部である。周波数オフセット推定部38はアレーアンテナ用信号処理技術のとくにESPRIT法を利用してディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する。以下、原理説明を行う(なお、ESPRIT法については菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」269 〜290 頁株式会社科学技術出版1998年11月25日発行に詳しい)。
【0013】
周波数オフセット推定部38は図2に示す如くK段のシフトレジスタ部40、転送部41、k個の連続した信号データをM列分記憶可能なバッファメモリ部42、演算処理部43から成る。ディジタル複素ベースバンド信号は周期Ts でシフトレジスタ部40に転送されており、該シフトレジスタ部40には最新のK個×Ts の時間長分の信号データが蓄積される。演算処理部43は定期的(例えば、5秒周期、10秒周期など)に周波数オフセット推定を行う。このとき、転送部41に指示してまずシフトレジスタ部40の内、1段目からk段目まで一定時間長T0 (=kTs )分の信号データをバッファメモリ部40の1列目に格納し、(1+p)段目から(k+p)段目まで一定時間長T0 分の信号データをバッファメモリ部40の2列目に格納し、(1+2p)段目から(k+2p)段目まで一定時間長T0 分の信号データをバッファメモリ部40の3列目に格納し、・・、(1+(M−1)p)段目から(k+(M−1)p)=K段目まで一定時間長T0 分の信号データをバッファメモリ部40のM列目に格納する。なお、pTs =Δtとする。また、ここではΔt<T0 であるとする。
【0014】
空中搬送波周波数fC の下にQPSK変調方式で変調されたディジタル変調波の受信波がマルチパスの影響でW個(但し、1≦W<M)有ったとし、バッファメモリ部40の1列目の信号データをX1 (t)として、この中のw番目の受信波の複素振幅成分をFw (t) とすると、
【数1】
但し、N1 (t)は内部雑音成分
と表すことができる。w番目の受信波の周波数オフセットをΔfw 、バッファメモリ部40の2列目〜M列目の信号データをX2 (t)、X3 (t)、・・XM (t)とすると、
【数2】
但し、Ni (t)は内部雑音成分
と表すことができる。
【0015】
X1 (t)〜XM (t)は1次元の等間隔リニアアレーデータである。(1.1)〜(1.M)の式をベクトル表記すると、
【数3】
【数4】
但し、
【数5】
と表される。
【0016】
(2)式は受信波の到来方向推定におけるリニアアレーの信号ベクトルと同形であり、到来方向推定で利用されるESPRIT法の適用が可能となる。
信号ベクトルXの相関行列Rxxは、Ni (t)が平均0、分散σ2 (雑音電力)の互いに独立な複素ガウス過程であるとして、
【数6】
と表される。行列SはW個の受信波間の相関関係を表す信号相関行列であり成分表示すると、
【数7】
である。
【0017】
次に相関行列Rxxの固有値λi と固有ベクトルei を求めると、固有値に関しては
【数8】
という関係があるので、内部雑音電力σ2 より大きい固有値の数から到来波数Wを推定することができる。
ESPRITの基本原理である回転不変式は次のように表される。
【数9】
ここにΦはW次の対角行列を表す。また、行列J1 とJ2 は(M−1)×Mの行列で、式(5)においてそれぞれ行列Aの1行目から(M−1)行目までを抽出する操作、行列Aの2行目からM行目までを抽出する操作を意味している。
つまり、次式の関係がある。
【数10】
次にRxxの固有値展開後の処理を説明する。なおアルゴリズムはTLS(Total−Least−Squares )−ESPRITである(なお、TLS−ESPRIT法についてはB.Ottersten, M.Viberg and T.Kailath : ”Performance Analysis of the Total Least Squares ESPRIT Algorithm”, IEEE Trans. On Signal Processing,vol.SP−39, No.5, pp.1135(May 1991)に詳しい)。到来波数Wを推定した後、信号部分空間
【数11】
に属する固有ベクトル
【数12】
から行列EX =J1 ES ,EY =J2 ES を作る。この行列ES は行列Aと同じ空間を張るので
【数13】
と表される。ここにTはW次の正則行列である。したがって
【数14】
であるので、
【数15】
が成り立つ。
TLS法を用いて、式(10)のEY =EX ΨをΨについて解く。これには、まず行列
【数16】
但し、行列EH は2W×2W次の非負定値エルミート行列でありランクWの固有値展開をし、ゼロに等しいW個の固有値に属する固有ベクトルvw+1 , …, v2Wから行列
【数17】
を構成する。行列VN は2W×W次である。そして,行列VN の上半分のW次正方行列をVN1=GX 、下半分のW次正方行列をVN2=GY とすると
【数18】
として解Ψが得られる(詳細は前記した菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」211 〜245 頁を参照)。
(12)式で得られた行列Ψは
【数19】
という構造をもつので、ΦとTを求める問題は、Ψの固有値問題となる。したがってΨの固有値展開をして得られる固有値
【数20】
はΦの対角成分に等しいので
【数21】
より周波数オフセットΔfw ( w=1, 2, …, W) の推定値が得られる。
【0018】
この内、Ψの最大固有値に対応する受信波成分が後段での復調に最も強い影響を及ぼすものであり、通常それ以外の受信波成分の影響は小さい。ここではΨの最大固有値がw=1の受信波に対応していたとすると、
【数22】
が求める周波数オフセットとなる。
周波数オフセット推定部38は推定した周波数オフセットΔf1 を周波数オフセット情報として補正部39へ出力し、補正部39は周波数オフセットに基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し、当該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮をして出力する。これにより、温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因するディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットがキャンセルされて、後段のシンボルタイミング推定部12がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部13がシンボルタイミングでのディジタル受信ベースバンド信号の値(シンボルサンプリングデータ)から受信シンボルを判定して出力する。
【0019】
この実施の形態によれば、ヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因する周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しESPRIT法を用いて周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のVCOを不要にしてアナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【0020】
なお、図1を図3の如く変形し、補正部を省略するとともに同期信号発生部36Aの出力するディジタル複素中間周波搬送波の周波数を、周波数オフセット推定部38で推定した周波数オフセットに基づき、該周波数オフセットをキャンセルするように可変可能としても、直交検波用のアナログ回路のVCOを用いることなくディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを無くすことができる。
また、ディジタル被変調波はQPSK変調に限定されず、QAM変調など他のディジタル変調方式にも同様に適用することができる。
【0021】
【発明の効果】
この発明によれば、ディジタル中間周波信号からヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しESPRIT法を用いて当該周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するか、ディジタル複素中間周波搬送波の周波数を可変させるようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のVCOを不要にして、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は本発明の一つの実施の形態に係るQPSK変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図2】図1中の周波数オフセット推定部の構成を示すブロック図である。
【図3】本発明の変形例に係る直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図4】従来のPLL同期検波式の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
30 A/D変換器
31 DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)
32 ヒルベルト変換部 33 ヒルベルト変換フィルタ部
34 遅延部 35 複素信号作成部
36、36A 同期信号発生部 37 乗算部
38 周波数オフセット推定部 39 補正部
Claims (4)
- ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、
ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、
ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、
乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、
推定手段で推定された周波数オフセット情報に基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し時間軸伸縮補正を施す時間軸補正手段と、
を備えたことを特徴とする受信機の直交検波回路。 - 推定手段は、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔(Δt)ずつずれた一定時間長(T0 )分ずつのアレーデータを抽出し、ESPRIT法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしたこと、
を特徴とする請求項1記載の受信機の直交検波回路。 - ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、
ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、
ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、
乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、
を備え、
信号発生手段は推定手段で推定された周波数オフセットをキャンセルするように複素中間周波搬送波の周波数を補正するようにしたこと、
を特徴とする受信機の直交検波回路。 - 推定手段は、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔(Δt)ずつずれた一定時間長(T0 )分ずつのアレーデータを抽出し、ESPRIT法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしたこと、
を特徴とする請求項3記載の受信機の直交検波回路。
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