JP2004229198A

JP2004229198A - Ｏｆｄｍ復調方法及びｏｆｄｍ復調装置

Info

Publication number: JP2004229198A
Application number: JP2003017429A
Authority: JP
Inventors: Tokusho Suzuki; 徳祥鈴木
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2003-01-27
Filing date: 2003-01-27
Publication date: 2004-08-12
Anticipated expiration: 2023-01-27
Also published as: JP4055587B2

Abstract

【課題】ガードインターバルを越える遅延波の影響を受けないＯＦＤＭ復調装置
【解決手段】受信信号からＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出し、欠けたＮ−Ｍ個の複素信号を加えてＮ個の複素信号とする。ＦＦＴ１２で処理し、ヌルキャリアでないサブキャリア番号のＬ個を選択する。これをシンボル仮判定部２０で仮判定し、ヌルキャリア挿入部３１において、Ｌ個の複素信号に対し、ヌルキャリアの番号に対応してＮ−Ｌ個の０を挿入する。ＩＦＦＴ３２ののちＭ個のシンボルを抽出し、残りのＮ−Ｍ個に対しては０とする。これを高速フーリエ変換器３４、キャリア選択部３５で処理すると、Ｌ個の複素数からなる、整合フィルタ部１０の出力とは若干異なるレプリカができあがる。ここからシンボル仮判定部２０の出力を減算器３６で減算して各サブキャリアの干渉成分を求め、これを減算器４０で整合フィルタ部１０の出力から減じると、整合フィルタ部１０の出力よりも確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ復調方法及びＯＦＤＭ復調装置に関する。本発明は遅延波の影響の大きい場所でのＯＦＤＭ受信に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加している。このガードインターバルは、例えば有効シンボルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍として、ガードインターバル長以下の遅延時間の遅延波に対しては復調時に影響を受けないようにするものである。この際、有効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効シンボル長分の波形が復調に用いられる。
【０００３】
しかしマルチパスの影響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問題がある。このような場合、ガードインターバル長を大きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこととなり、通信効率を落とす結果となる。
【０００４】
ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等のヌルキャリアを多数有することが多い。そこで出願人は特願２００１−２９８０７８を基礎とする特願２００２−２８１８６８において、ヌルキャリアを有するＯＦＤＭ通信において、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調できることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調することで、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来するマルチパスの影響下でも誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置を開示した。本発明者らはこれを投稿し、発表した。
【０００５】
【非特許文献１】
Ｎ．Ｓｕｚｕｋｉ，ｅｔａｌ．，ＩＥＩＣＥＴｒａｎｓ．Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ，Ｖｏｌ．Ｅ８５−Ａ，Ｎｏ．１２Ｄｅｃ．２００２，ｐ．２８５９
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はそれを更に発展させ、計算量を抑制することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する為、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するＯＦＤＭ復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて整合フィルタを形成し、Ｌ本のサブキャリアを分離する工程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。
【０００８】
また、請求項２に記載の手段によれば、請求項１のＯＦＤＭ復調方法において、干渉成分は、仮判定したＬ個のシンボルとＮ−Ｌ個のヌルシンボルとのＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換し、その結果から前記使用シンボル部分Ｍ点に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換えたのちＮ点高速フーリエ変換してサブキャリアに相当するＬ個を選択し、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差から求めることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項３に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するＯＦＤＭ復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて整合フィルタを形成し、Ｌ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定部と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項４に記載の手段によれば、請求項３のＯＦＤＭ復調装置において、干渉成分推定部は、仮判定したＬ個のシンボルにＮ−Ｌ個のヌルシンボルを付加するヌルキャリア挿入器と、ヌルキャリア挿入器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、逆高速フーリエ変換器の出力から、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換える有効シンボル区間抽出ウインドウ器と、有効シンボル区間抽出ウインドウ器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器と、高速フーリエ変換器の出力からサブキャリアに相当するＬ個を選択するキャリア選択器と、キャリア選択器の出力するＬ個の複素ディジタル信号と、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差を求める減算器とからなることを特徴とする。
【００１１】
【作用及び発明の効果】
本願発明のＯＦＤＭ復調方法、ＯＦＤＭ復調装置は、１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号を用いず、Ｎ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を計算する。ここで整合フィルタは、１有効シンボル長の各サブキャリアの波形との相互相関演算をするのではなく、当該一部欠けた時間軸上の信号波形と、各サブキャリアの同じく一部欠けた波形と相互相関演算をすることにより周波数軸上の信号を概算する働きをする。即ち、Ｌ本の各サブキャリアの１有効シンボル長から一部欠けた時間軸上の波形に対応するＬ個の整合フィルタを１個の行列演算により実現する。まずこれについて説明する。尚、欠けた部分を有効シンボル長の先頭として説明する。
【００１２】
Ｎ点フーリエ逆変換、Ｎ点フーリエ変換を用いるＯＦＤＭ通信方式において、Ｎ点フーリエ変換を行列ＦとおくとＮ点フーリエ逆変換の行列は（１／Ｎ）Ｆ^＊とおくことができる。ただし、行列Ｆ^＊は行列Ｆの共役転置行列を示し、且つＮ点フーリエ変換の行列Ｆは対称行列であって、行列Ｆのｋ＋１行ｎ＋１列は次の通りである。
【数１】

【００１３】
以下、煩雑さを避けるため、行列の定数倍、ベクトルの定数倍については適宜省略し、例えばＮ点フーリエ逆変換の行列を単にＦ^＊などと示す。送信側において、Ｎ個のサブキャリアの複素信号（ヌルキャリアに対応するものは０）をＸ（ｋ）（ｋは０からＮ−１までの整数）とおくと、有効シンボル長の離散波形ｘ（ｎ）（ｎは０からＮ−１までの整数）は次の通りとなる。
【数２】

【００１４】
ここで、Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ^＊の要素を、第１列、第２列、第ｎ＋１列ごとに縦ベクトルｆ_０、ｆ_１、…、ｆ_Ｎ−１とおくと、各縦ベクトルｆ_０、ｆ_１、…、ｆ_Ｎ−１に対応する横ベクトル^ｔｆ_０、^ｔｆ_１、…、^ｔｆ_Ｎ−１は、各々第０、第１、第Ｎ−１のサブキャリアの波形になっている。Ｎ点フーリエ逆変換の行列Ｆ^＊の共役転置行列Ｆは、当該横ベクトル^ｔｆ_０、^ｔｆ_１、…、^ｔｆ_Ｎ−１の複素共役を第１行、第２行、…、第Ｎ−１行に有するものである。有効シンボル長の離散波形ｘ（ｎ）（ｎは０からＮ−１までの整数）をＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗ずることは、Ｎ本のサブキャリアの整合フィルタを形成することと同様である。
【００１５】
ここにおいて、本願においては、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けた、Ｍ個の複素ディジタル信号に整合フィルタの処理を施す。これは各横ベクトル^ｔｆ_０、^ｔｆ_１、…、^ｔｆ_Ｎ−１の複素共役について、左からＮ−Ｍ個の欠けたＭ次の横ベクトルを乗ずることで達成できることは明らかである。そこで本願発明においては、Ｎ点フーリエ変換の行列Ｆを用い、有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号の先頭にＮ−Ｍ個の０を加えたＮ次のベクトルとしてＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じて、必要なＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号を取り出す。
【００１６】
１有効シンボル長のＮ個の複素ディジタル信号からなるベクトルをＮ点フーリエ変換の行列Ｆの右から乗じた場合は、各キャリア間の干渉が生じず、得られるＮ個の複素信号はヌルキャリアを含めたＮ本のサブキャリアのシンボルである。しかし、本願は有効シンボル長から先頭のＮ−Ｍ個の欠けたＭ個の複素ディジタル信号に対して整合フィルタ処理を施しているので、各サブキャリア間の直交性がくずれるため、出力されるＬ個の複素信号はキャリア間干渉を有する。そこで次のようにしてキャリア間干渉を除去していく。
【００１７】
まず、整合フィルタの出力であるＬ本のサブキャリア番号に対応する複素信号をＬ次のベクトルＸ_０で示す。まず、仮判定により、Ｌ次のベクトルＸ_０からＬ次のベクトルＸ_１を仮判定する。即ち、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭその他の変調方式に適合した信号点を示す複素信号のいずれかに当てはめる。この時、Ｌ次のベクトルＸ_０はキャリア間干渉を有するのでＬ次のベクトルＸ_１は送信されたＬ本のサブキャリアの複素信号とは一部異なっている可能性が高い。そこで仮判定されたＬ次のベクトルＸ_１から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成し、当該Ｎ次のベクトルが送受信された上、Ｎ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えてＮ点フーリエ変換した後、変換後のＮ個の複素信号のうち、Ｌ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択する。これは行列Ｒを用いてＲＸ_１とおくことができる。
【００１８】
前記仮判定されたＬ次のベクトルＸ_１に対し、Ｌ次のベクトルＲＸ_１がえられたので、これらに差があれば、その差ＲＸ_１−Ｘ_１は、上記整合フィルタの出力Ｘ_０の有するキャリア間干渉成分である可能性が高い。そこで、整合フィルタの出力Ｘ_０から、ＲＸ_１−Ｘ_１を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ_２を仮判定する。仮判定されたＬ次のベクトルＸ_２は、一段前の仮判定されたＬ次のベクトルＸ_１よりもキャリア間干渉が減っていることが下記実施例のシミュレーションで確かめられている。そこで同様に、仮判定されたＬ次のベクトルＸ_２から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成し、当該Ｎ次のベクトルが送受信された上、Ｎ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えてＮ点フーリエ変換して出力ＲＸ_２を求め、整合フィルタの出力Ｘ_０からＲＸ_２−Ｘ_２を減じ、その結果をもとにＬ次のベクトルＸ_３を仮判定する。このように、Ｌ本のサブキャリアの複素信号を順次仮判定し、整合フィルタにおけるキャリア間干渉を見積もってＬ個の複素信号をＬ本のサブキャリアの複素信号に近づけていくことができる。
【００１９】
本願発明の復調方法又は復調方式は、ヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号は常に正確に得られるものではないが、後述する通り、通信方式として十分有効性のあるエラービットレートに押えることができる。これは復調に用いる時間軸上のシンボル長を短くすることができることを意味し、ガードインターバルを越える遅延波が到来しても、当該遅延波にあわせた、本来の有効シンボル長よりも短い時間軸上の離散波形からヌルキャリアでないＬ本のサブキャリアの複素信号を得ることが可能となる。
【００２０】
上記の通り、Ｌ次のベクトルＸ_１から、ヌルキャリア番号の位置を０とおいたＮ次のベクトルを構成し、当該Ｎ次のベクトルが送受信された上、Ｎ個の時間軸上の複素ディジタル信号先頭のＮ−Ｍ個を０と置き換えてＮ点フーリエ変換してＬ本のサブキャリアに対応するＬ個の複素信号を選択することは、予め行列Ｒを求めておき、行列Ｒを用いてＲＸ_１と計算することと等価である。
【００２１】
本発明は非特許文献１における、整合フィルタの行列演算を高速フーリエ変換に置き換えたもの（請求項１、請求項３）、更には各段の干渉成分除去部の行列演算を高速フーリエ逆変換と高速フーリエ変換に置き換えたもの（請求項２、請求項４）であり、非特許文献１の技術に比較し、格段に計算速度が向上したものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明は遅延波の電力が小さい場合はそのまま有効であるが、遅延波の電力が大きい場合はプリアンブル信号の通常の復調による周波数軸上の周波数伝搬特性を解析して逐次複素信号を修正する必要がある。そこで各実施例においては当該周波数伝搬特性による複素信号を修正する部分を省略してまず説明し、シミュレーションで用いた構成は別途示すものとする。
【００２３】
〔実施例〕
図１は本願の具体的な第１の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装置１００は、直交復調部１、有効シンボル抽出部２、マルチパス伝搬環境推定部３、整合フィルタ部１０、シンボル仮判定部２０、干渉成分推定部３０、減算器４０、シンボル判定部５１及び並直列変換器（Ｐ／Ｓ）５２からなる。このうち、整合フィルタ部１０は、サンプル数調整部１１、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１２、及びキャリア選択部１３からなる。また、干渉成分推定部３０は、ヌルキャリア挿入部３１、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）３２、有効シンボル区間抽出ウインドウ部３３、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３４、キャリア選択部３５及び減算器３６からなる。本実施例は請求項１乃至４の具体的な実施例に当たる。シンボル仮判定部２０が仮判定器に、干渉成分推定部３０が干渉成分推定器に、減算器４０が干渉成分減算器に、シンボル仮判定部２０、干渉成分推定部３０及び減算器４０を合わせたものが干渉成分除去部に当たる。また、直交復調部１が直交復調及びサンプリング部に、マルチパス伝搬環境推定部３が遅延時間差推定部に、有効シンボル抽出部２が使用シンボル抽出部に当たる。
【００２４】
以下、本実施例ではガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調するものとする。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。
【００２５】
ＯＦＤＭ復調装置１００においては、受信信号が直交復調部１でいわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑの信号列が形成されたのち、有効シンボル抽出部２において、シンボルタイミングと、マルチパス伝搬環境推定部３の出力する有効シンボル長に基づき、Ｍ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号が抽出される。ここでは本来抽出すべきＮ個の複素ディジタル信号のうち、先頭のＮ−Ｍ個が遅延波の前シンボルの影響を受けたものとする。次にＭ個の複素ディジタル信号が整合フィルタ部１０のサンプル数調整部１１に出力される。尚、マルチパス伝搬環境推定部３の出力する有効シンボル長はスライディング相関により所望波又は最先の到達波のガードインターバル開始位置と、遅延波又は最後の到達波のガードインターバル開始位置とを求めてその開始位置の差から求める。尚、のちに示すシミュレーションではマルチパス伝搬環境推定部３は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によりプリアンブル信号を解析し、周波数歪みを求めるものを用いる。
【００２６】
整合フィルタ部１０においては、まずサンプル数調整部１１でＭ個の複素ディジタル信号の先頭に、Ｎ−Ｍ個の０を加えてＮ個の複素信号とする。次にＦＦＴ１２により、高速フーリエ変換を行う。この出力の内、ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するものが、上述の整合フィルタ部１０の出力となるものである。そこでサブキャリア選択部１３において、ヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するＬ個を選択する。ＯＦＤＭ復調装置１００の整合フィルタ部１０の出力であるＬ個の複素信号は、各サブキャリアに整合したフィルタ（受信波形の複素信号と各サブキャリアの波形との相互相関積分演算を行うもの）により分離したものであるが、１シンボル長での積分演算ではないので、他のサブキャリアからの干渉成分（キャリア間干渉）を含んでいる。
【００２７】
整合フィルタ部１０で分離された各サブキャリアの信号は、シンボル仮判定部２０にて仮判定が行われる。次に、ヌルキャリア挿入部３１において、Ｌ個の複素信号に対し、ヌルキャリアの番号に対応してＮ−Ｌ個の０が挿入され、Ｎ個のサブキャリア信号が形成される。これは、受信信号とは若干異なるレプリカであり、上述の通り、キャリア間干渉成分による影響が含まれている。これをＩＦＦＴ３２で逆高速フーリエ変換してＮ個の時間軸上の複素信号を得る。次にマルチパス伝搬環境推定部３の出力する有効シンボル長に基づき、有効シンボル区間抽出ウインドウ部３３で先頭のＮ−Ｍ個の複素信号を０に置換したＮ個の複素信号とする。これを高速フーリエ変換器３４で処理して周波数軸上のＮ個の複素信号を得て、キャリア選択部３５でヌルキャリアでないサブキャリア番号に対応するＬ個を選択する。この出力は、Ｌ個の複素数からなり、整合フィルタ部１０の出力とは若干異なるレプリカである。ここからＬ個の複素数であるシンボル仮判定部２０の出力を減算器３６で減算すると、Ｌ個のサブキャリア各々のキャリア間干渉成分を概算することができる。このＬ個の干渉成分を減算器４０でＬ個の複素数からなる整合フィルタ部１０の出力から減じると、整合フィルタ部１０の出力よりもより確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【００２８】
確度の高くなった各サブキャリアの信号は、シンボル判定部５１、並直列変換器５２にて順に処理されても良いが、キャリア間干渉除去部を構成するシンボル仮判定部２０、干渉成分推定部３０及び減算器４０を多段に組んでより確度を高めることも可能である。この場合、第ｉ段（ｉ≧２）においては、シンボル仮判定部２０−ｉへの入力は前段である第ｉ−１段の減算器４０−（ｉ−１）の出力であり、減算器４０−ｉにおいては、整合フィルタ部１０の出力から減算器３６−ｉの出力を減じるものとする。最終段の減算器４０−ｌａｓｔの出力は、シンボル判定部５１、並直列変換器５２にて順に処理される。
【００２９】
図２に当該仮判定部と干渉成分推定部、キャリア間干渉減算部を１段乃至３段に組んだＯＦＤＭ復調装置のシミュレーションを示す。シミュレーション条件は。ＤＣキャリアをヌルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、Ｔ_ＧＩ＝Ｔ／４、サブキャリア変調をＱＰＳＫとして、遅延波と所望波を等電力とし、ビット当り受信信号電力／雑音電力密度を３０ｄＢ、移動によるドップラー周波数とシンボル長の積を０．００００３２とした。ここにおいて、遅延波による周波数伝搬特性が無視できないため、伝搬路の周波数特性をプリアンブル信号により解析し、シンボル仮判定部２０とヌルキャリア挿入部において、伝搬路の周波数特性で各キャリアに対応する複素信号を修正した上、周波数軸上の仮判定を行い、周波数上の複素信号とした。即ち、既知のデータ（プリアンブル）の現実の受信信号の周波数ωの成分Ｒ_０（ω）と既知のデータの周波数ωの成分Ｓ_０（ω）との比Ｒ_０（ω）／Ｓ_０（ω）により伝送路の伝達関数Ｚ（ω）を求め、任意データの受信信号の周波数成分Ｒ（ω）を伝達関数Ｚ（ω）で割ることが「搬路の周波数特性で各キャリアに対応する複素信号を修正」にあたり、こののちに周波数軸上の仮判定を行う。また、逆にヌルキャリアを挿入したのち伝達関数Ｚ（ω）を乗じてＩＦＦＴ３２に出力することが、周波数上の複素信号とすることに当たる。上述の多段の場合は各段で行う。本願発明によれば、ガードインターバルをＴ／４程度近く越える遅延波が（合計Ｔ／２）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００３０】
〔第１の変形例〕
図３は、図１のＯＦＤＭ復調装置１００を一部変形した、第１の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１１０の構成を示すブロック図である。図３のＯＦＤＭ復調装置１１０においては、図１のＯＦＤＭ復調装置１００の有効シンボル抽出部２と整合フィルタ部１０の構成を、有効シンボル区間抽出ウインドウ部１６と整合フィルタ部１５に置き換えたほかは全く同様の構成である。また、当該置き換えも、図１のＯＦＤＭ復調装置１００の有効シンボル抽出部２と、整合フィルタ部１０の構成要素であったサンプル数調整部１１とを一体化したものに留まる。このような構成の図３のＯＦＤＭ復調装置１１０も、図１のＯＦＤＭ復調装置１００と全く同一の作用を有する。図３のＯＦＤＭ復調装置１１０も本願発明に包含される。
【００３１】
〔第２の変形例〕
図４は、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０を一部変形した、第２の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１２０の構成を示すブロック図である。本変形例は、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０における減算器３６と減算器４０の順序を変更したものと言える。このため、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０における干渉成分推定部３０から減算器３６を除いた構成の整合フィルタレプリカ生成部３９とし、その出力は減算器３７において整合フィルタ部１５の出力から減算される。この出力をシンボル仮判定値更新部４１にて、シンボル仮判定部２０の出力と加算する。こののちシンボル判定部５１にて処理される。このような構成の図４のＯＦＤＭ復調装置１２０も、図１のＯＦＤＭ復調装置１００、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０と全く同一の作用を有する。図４のＯＦＤＭ復調装置１２０も本願発明に包含される。
【００３２】
〔第３の変形例〕
図５は、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０を一部変形した、第３の変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１３０の構成を示すブロック図である。本変形例は、図１、図４のＯＦＤＭ復調装置１００、１３０が周波数軸上においてキャリア間干渉を除去していたものを、時間軸上で行うとするものである。即ち、図１、図４の構成において、逐次近似していく際の基準となる信号を整合フィルタ部の出力としていたものを、図５のＯＦＤＭ復調装置１３０は、有効シンボル区間抽出ウインドウ部１６の出力とするものである。そのため、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０の整合フィルタレプリカ生成部３９に当たる部分を２段に分け、受信信号レプリカ生成部３０１と誤差信号修正部３０２に分離する。
【００３３】
次に、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０と同様に、シンボル仮判定部２０のによりシンボルが仮判定される。次にヌルキャリア挿入部、ＩＦＦＴ３２、有効シンボル区間抽出ウインドウ部３３からなる受信信号レプリカ生成部３０１にて、Ｍ個の複素信号からなる受信信号のレプリカが生成される。次に減算器３０３にて、有効シンボル区間抽出ウインドウ部１６の出力から受信信号レプリカ生成部３０１にて生成した受信信号のレプリカを減じると、各サブキャリアについての誤差信号のみが出力されることとなる。これをＦＦＴ３４、キャリア選択部３５からなる誤差信号修正部３０２において処理すると、誤差信号による各サブキャリアへの影響部分のみが出力できることとなる。これをシンボル仮判定値更新部４１ににてシンボル仮判定部２０の出力と加算する。こののちシンボル判定部５１にて処理される。このような構成の図５のＯＦＤＭ復調装置１３０も、図１のＯＦＤＭ復調装置１００、図３のＯＦＤＭ復調装置１１０、図４のＯＦＤＭ復調装置１２０と同様の作用を有する。図５のＯＦＤＭ復調装置１３０も本願発明に包含される。
【００３４】
上述の各実施例では、最も早い到来波と最も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到来波により同期が確立することを前提としているが、遅延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との遅延時間差が挙げられる。
【００３５】
上述の各実施例では、遅延波の有効シンボル先頭或いはガードインターバル末尾から最も早い到来波の有効シンボル末尾までを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区間の内部であれば良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置１００の構成を示すブロック図。
【図２】ＯＦＤＭ復調装置１００の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図３】変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１１０の構成を示すブロック図。
【図４】変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１２０の構成を示すブロック図。
【図５】変形例に係るＯＦＤＭ復調装置１３０の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１直交復調部
２有効シンボル抽出部
３マルチパス伝搬環境推定部
１０、１５整合フィルタ部
１１サンプル数調整部
１２、３４高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
１３、３５キャリア選択部
１６、３３有効シンボル区間抽出ウインドウ部
２０シンボル仮判定部
３０干渉成分推定部
３１ヌルキャリア挿入部
３２逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）
３６、３７、４０、３０３減算器
３９整合フィルタ出力レプリカ生成部
３０１受信信号レプリカ生成部
３０２誤差信号修正部
４１シンボル仮判定値更新部
５１シンボル判定部
５２並直列変換器（Ｐ／Ｓ）

Claims

有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するＯＦＤＭ復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて整合フィルタを形成し、Ｌ本のサブキャリアを分離する工程と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
前記干渉成分は、仮判定したＬ個のシンボルとＮ−Ｌ個のヌルシンボルとのＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換し、その結果から前記使用シンボル部分Ｍ点に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換えたのちＮ点高速フーリエ変換してサブキャリアに相当するＬ個を選択し、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差から求めることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するＯＦＤＭ復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号とＮ−Ｍ個の０とのＮ個の複素ディジタル信号を入力してＮ点高速フーリエ変換を用いて整合フィルタを形成し、Ｌ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定部と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
前記干渉成分推定部は、
仮判定したＬ個のシンボルにＮ−Ｌ個のヌルシンボルを付加するヌルキャリア挿入器と、
ヌルキャリア挿入器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換器と、
逆高速フーリエ変換器の出力から、前記使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号に相当するＭ点を選び、他のＮ−Ｍ個を０に置き換える有効シンボル区間抽出ウインドウ器と、
有効シンボル区間抽出ウインドウ器の出力するＮ個の複素ディジタル信号をＮ点高速フーリエ変換する高速フーリエ変換器と、
高速フーリエ変換器の出力からサブキャリアに相当するＬ個を選択するキャリア選択器と、
キャリア選択器の出力するＬ個の複素ディジタル信号と、前記仮判定したＬ個のシンボルとの差を求める減算器と
からなることを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置。