CN101309248B - 适用于ofdm通信***的频率同步方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及适用于OFDM通信***的频率同步方法及装置。所述频偏同步装置包括：信号接收装置，其接收OFDM帧结构信号，该帧结构信号包括一训练码元和多个OFDM数据码元，所述训练码元是通过在频域上以固定子载波间隔调制已知数据序列后再进行IFFT变换而获得的，所述OFDM帧结构信号都包括称为CP的固定长度的循环数据；频偏估计装置，其利用CP以及训练码元准周期性来联合估计频偏；以及频偏补偿装置，其通过前反馈和后反馈在数字域上补偿频偏。本发明的频率同步方法及装置可以消除虚载波和FFT点数不是子载波间隔整数倍对时域周期性的影响。

Description

适用于OFDM通信***的频率同步方法及装置

技术领域

本发明涉及基于正交频分复用(OFDM)技术的通信***，更具体地说，涉及基于OFDM技术的通信***中采用的频率同步方法及装置，所述通信***包括但不限于移动通信***。

背景技术

在无线通信***中，频率同步是保证通信可靠性的一个重要步骤。一般来说，频率同步包括对发送机和接收机之间的频率误差进行估计和补偿。频率失步会导致接收信号的频率偏移，从而影响通信可靠性和质量。对于多载波或OFDM***而言，精确的频率同步比在单载波***中重要得多，因为频率漂移不仅会造成信噪比(SNR)损失，而且会造成载波间干扰(ICI)。

传统的OFDM码元都会包括一个保护间隔，该保护间隔由原OFDM码元的循环扩展(CP：循环前缀)组成，它可以对抗无线信道中的多径时延扩展，而且还可以用来估计频偏。但对于多径时延较长的信道，这种估计的质量并不高，因为前一个OFDM码元经多径传播后会干扰当前码元的CP，造成严重的码元间干扰。为了对抗这种信道，通常会在***中设计(除对CP外)具有时间周期性的OFDM码元(通常称为训练信号(Preamble))，来辅助频偏估计，这种“时间周期性”是通过在发射端的IFFT变换之前以固定间隔在子载波上***一些已知的码元，或者在IFFT变换之后直接***具有时间周期性的训练码元来实现的。但是，在一些实用的OFDM***(如WiMax***等)中，其训练码元是通过在频域上以子载波间隔为3***已知的伪随机序列来实现的。同时，为了降低对滤波器的限制，在频带的两边会存在“虚载波”，即没有任何信号的空载波，由于训练码元的子载波间隔为3，而FFT变换的点数通常为2的n次幂，从而导致经IFFT变换后的信号在时域中不能具有完美的周期性。因此，传统的利用时域周期性的频偏估计方法必然会带来估计偏差。

因此，需要考虑在存在“虚载波”和FFT点数不是子载波间隔整数倍的情况下，如何利用训练码元进行频偏估计，进而补偿频偏，以达到频率同步的方法。

发明内容

本发明通过设计分段相关算法来实现频偏估计(同时还利用CP相关进行平均进一步改善估计结果)，分段的原则是考虑到消除虚载波和FFT点数不是子载波间隔整数倍对时域周期性的影响。在得到频偏估计后，直接在数字域中对频偏予以补偿。

本发明可用于任何基于OFDM技术(如OFDMA***)的通信***，特别是带固定训练码元的分组传输***，该训练码元可以是直接在时域重复多次的周期信号，或者是在IFFT之前以固定间隔***已知码元的准周期训练信号。本发明主要针对后者(即，准周期训练信号)进行频偏估计方法优化。

本发明利用准周期训练码元进行频偏估计和补偿。在频偏估计阶段，完成初始时间同步后，首先利用传统的CP相关法，即利用训练码元的CP与该码元相对应位置的样点进行相关运算，然后进行平均，计算角度得到频偏估计结果(归一化到子载波间隔)；然后去除CP，分段相关，对结果进行平均，计算角度得到频偏估计结果(归一化到子载波间隔)。把两次得到的结果再次平均，得到最后的频偏估计结果。在频偏补偿阶段，利用前后反馈来实现数字域的补偿，即首先利用延迟器记录的到当前帧为至的频偏估计结果的和(按子载波间隔取模)补偿(角度旋转)当前帧信号，然后利用本发明提出的频偏估计方法估计剩余的频偏，再次补偿(角度旋转)，同时把估计结果加入到延迟器中用于下一帧补偿。

根据本发明的一个方面，提供了一种应用于OFDM通信***的频率同步方法，该频率同步方法包括以下步骤：信号接收步骤，其接收OFDM帧结构信号，该OFDM帧结构信号包括一训练码元和多个OFDM数据码元，所述训练码元是通过在频域上以固定子载波间隔调制已知数据序列后再进行IFFT变换而获得的，所述OFDM帧结构信号包括称为CP的固定长度的循环数据；频偏估计步骤，其估计信号的频偏；以及频偏补偿步骤，其利用针对当前帧信号获得的频偏估计结果对该当前帧信号进行补偿，并保持针对该当前帧信号获得的频偏估计结果加上针对前一帧信号获得的频偏估计结果所得的结果以用于对下一帧进行补偿，其中，所述频偏估计步骤包括以下步骤：第一频偏估计步骤，其通过基于所述训练码元的CP进行相关运算来计算第一频偏估计结果

第二频偏估计步骤，其对去除了CP后的所述训练码元以所述训练码元所使用的子载波的相邻子载波间隔为分段单位进行分段相关运算，对分段相关运算的结果取平均，基于取平均的结果计算角度，进而得到第二频偏估计结果

取平均步骤，其通过按下式对第一频偏估计结果

和第二频偏估计结果

取平均而获得最终的频偏估计结果

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}}{2}.$

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于在OFDM通信***中实现频偏同步的频偏同步装置，该频偏同步装置包括：信号接收装置，其接收OFDM帧结构信号并对其进行初始时间同步，该帧结构信号包括一训练码元和多个OFDM数据码元，所述训练码元是通过在频域上以固定子载波间隔调制已知数据序列后再进行IFFT变换而获得的，所述OFDM帧结构信号都包括称为CP的固定长度的循环数据；频偏估计装置，其估计信号的频偏；以及频偏补偿装置，其利用针对当前帧信号获得的频偏估计结果对该当前帧信号进行补偿，并保持针对该当前帧信号获得的频偏估计结果加上针对前一帧信号获得的频偏估计结果所得的结果以用于对下一帧进行补偿，其中，所述频偏估计装置包括：第一频偏估计部，其通过基于所述训练码元的CP进行相关运算来计算第一频偏估计结果

第二频偏估计部，其对去除了CP后的所述训练码元以所述训练码元所使用的子载波的相邻子载波间隔为分段单位进行分段相关运算，对分段相关运算的结果取平均，基于取平均的结果计算角度，进而得到第二频偏估计结果

取平均部，其通过按下式对第一频偏估计结果和第二频偏估计结果

取平均而获得最终的频偏估计结果

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}}{2}.$

附图说明

附图构成了说明书的一部分，具体例示了本发明的优选实施例及其特征和优点。在附图中：

图1是根据本发明的用于OFDM***的接收机中的码元同步装置的示意构造框图；

图2是根据本发明的码元同步装置中的频率同步单元的构造框图；

图3是例示根据本发明一实施例的频偏估计单元的详细框图；

图4是例示根据本发明一优选实施例的频偏估计单元的详细框图；

图5是例示训练码元生成装置的示意构造框图；

图6是示出子载波间隔为M的训练码元的结构的框图；以及

图7是示出子载波间隔为3的训练码元的结构的框图。

具体实施方式

下面参照附图描述本发明的OFDM***的码元频率同步的装置和方法。频偏可以利用特殊设计的相关算法，根据具有准周期性的训练码元进行估计，然后在数字域进行前后反馈补偿。

图1示出了根据本发明的用于OFDM***的接收机中的码元同步(包括时间同步和频率同步)装置10的示意构造框图。码元同步装置10包括初始时间同步单元100、频率同步单元101以及快速傅利叶变换(FFT)单元102。

首先，将接收信号输入到初始时间同步单元100中，在此进行时间同步。随后，将经时间同步后的信号输入到频率同步单元101中，在此进行频率同步。然后，将经频率同步后的信号输入到FFT单元102中，在此进行FFT变换后再输出。

如图2所示，频率同步单元101包括频偏估计单元204和频偏补偿单元(由乘法单元201和205、加法器203以及延迟器202构成)。后面将详细描述频偏补偿单元及其操作。

图3示出了根据本发明一实施例的频偏估计单元204的结构框图。

下面首先对训练码元的结构进行说明，以便在此基础上，来说明图3所示的频偏估计单元204的详细结构。

通常，基于OFDM的无线通信***都会包含用于同步的训练码元，该训练码元为带有特殊结构的OFDM码元，通常由图5所示的训练码元生成装置500产生。

训练码元生成装置500包括训练码元子载波调制模块501、快速傅利叶逆变换(IFFT)模块502、并串转换模块503以及CP添加模块504。

首先，在训练码元子载波调制模块501处，把已知的数据序列调制到固定间隔的子载波上，通常这些数据序列可以是基于BPSK、QPSK、QAM等的星座点，但不限于这些类型的复信号，为了便于用于参数估计，这些数据序列为具有良好互相关和自相关性特征的伪序列。接着，将调制后的数据序列输入到IFFT模块502，在此进行IFFT变换。然后，将变换后的信号顺序输入到并串转换模块503、CP添加模块504，最后经由RF端输入到发射机。

图6示出了在图5中的训练码元子载波调制模块501中进行的训练码元子载波调制的详细框图，这里将已知码元调制到子载波间隔为M的载波(如图中带斜纹、竖纹、横竖相间纹路的方格602所示，不同纹路的方格表示不同的调制码元)上。其他空心方格601表示空载波。在全部N个子载波中，在整个频带两端分别有A个和B个用于频谱整形的空载波。两个训练码元子载波间的(M-1)个子载波码元都是零。这种信号结构使得可以在IFFT变换后在一个码元内中形成准周期性(周期性约为N/M)。

图7示出了M＝3时的训练码元子载波调制的详细框图，这种子载波间隔在很多OFDM***(如IEEE 802.16E规范)中经常会采用。

下面基于这种结构的训练码元(频域训练码元子载波间隔为M)，对图3中所示的频偏估计单元204的结构及其操作进行说明。

图3中所示的频偏估计单元204包括训练码元提取部300、第一频偏估计部3010、第二频偏估计部3020以及取平均部311。

训练码元提取部300接收信号码元序列，并从中提取训练码元。

第一频偏估计部3010包括由第1延迟部302和复相关运算器306构成的第1复相关运算部、取平均部307、角度计算部309。第1延迟部302用于将输入给第1复相关运算部的采样点序列x[n]延迟N个采样点，复相关运算器306用于将采样点序列x[n]的复共轭x[n]^*与经第1延迟部302延迟的采样点序列x[n+N]进行复数相乘运算。

在接收到训练码元提取部300所提取的训练码元后，由第1复相关运算部对所提取的训练码元中的CP部分的采样点序列x[n]进行复相关运算。然后，在取平均部307处，对第1复相关运算部计算出的结果取算术平均，接着，将取平均后的复数结果输入到角度计算部309，计算出所述复数结果的角度，并乘以子载波带宽，从而得到第一频偏估计结果。该计算过程可以用下式表示：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}=\frac{\mathrm{Arg}\left(\underset{n=1}{\overset{N\·G}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n+N]*x{\left[n\right]}^{*})}{2\mathrm{\π}}\·f_b---\left(1\right)$

其中，

是第一频偏估计结果，x[n]^*是采样点序列x[n]的复共轭，G是CP长度与有效OFDM码元长度的比值，N是FFT的窗口大小。Arg(x)是计算复数x的角度的函数，取值在-π到+π之间。f_b是子载波带宽(Hz)。

第二频偏估计部3020包括CP去除部301、第2至第M复相关运算部及与每个复相关运算部对应连接的取平均部(和上面的取平均部307相同)、共轭乘法运算部308以及角度计算部310。第2复相关运算部包括对输入到其中的采样点序列x[n]延迟

个采样点的第2延迟部，和对x[n]的复共轭x[n]^*与经第2延迟部延迟后的采样点序列

进行复数相乘的复相关运算器。第3复相关运算部包括对输入到其中的采样点序列x[n]延迟

个采样点的第3延迟部，和对x[n]的复共轭x[n]^*与经第3延迟部延迟后的采样点序列

进行复数相乘的复相关运算器。依次类推，第M复相关运算部包括对输入到其中的采样点序列x[n]延迟P个采样点的第M延迟部，和对x[n]的复共轭x[n]^*与经第M延迟部延迟后的采样点序列x[n+P]进行复数相乘的复相关运算器。

令

表示小于x的最大整数。N是FFT的窗口大小，M是子载波间隔。延时数值P由M和N的数值共同决定，即：

如果M为奇数，则P必须满足：

如果M为偶数，P应设为：

与各复相关运算部相对应的取平均部分别对该复相关运算部计算出的复相关运算结果取平均。

上述各复相关运算部及与其对应的取平均部的运算分别可用下列公式表示：

…

r₁、r₂……r_M-1分别表示平均复相关运算结果。

最后一次延迟P被设计成用于消除虚载波和准周期性对频偏估计结果的影响。

在得出各个平均结果后，将这些平均结果输入到共轭乘法运算部308中，进行共轭乘法运算。然后将共轭乘法运算结果输入到角度计算部310，计算所述结果的角度，并由此计算第二频偏结果。所述第二频偏结果

可以用如下公式计算：

如果M是奇数，那么

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}=\frac{\mathrm{Arg}(r_1\·r_2\·...\·r_{M-1})}{(M-1)\mathrm{\π}}\·f_b---\left(5\right)$

如果M为偶数，那么

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}=\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{Arg}(r_3\·r_1^{*}\·r_4\·r_2^{*}\·\·\·{\mathrm{\Π}}_{i=4n,n=1,...,(M-4)/4}{r}_{i+2}\·r_i^{*}\·r_{i+3}\·r_{i+1}^{*})}{2\mathrm{\π}}\·f_b,\\ \frac{\mathrm{Arg}(r_3\·r_1^{*}\·\·\·{\mathrm{\Π}}_{i=4n+2,n=0,...,(M-6)/4}{r}_{i+2}\·r_i^{*}\·r_{i+3}\·r_{i+1}^{*})}{2\mathrm{\π}}\·f_b,\end{array}\right.---\left(6\right)$

此后，将第一频偏结果和第二频偏结果

输入到取平均部311中，计算平均频偏结果：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}}{2}---\left(7\right)$

下面以WiMax***为例，来进一步说明上面描述的计算频偏结果的装置及其计算过程。在WiMax***中，训练码元调制子载波间隔M被设为3，以用于网络布置。

在这种情况下，频偏估计单元204的示意图如图4所示。图4中的各个构成部分与图3中的对应部分相同，只是将图3中的M替换为3，在此不再详细描述各个构成部分。

在初始时间同步后，信号被输入到训练码元提取部400，在此提取训练码元。

然后，将提取出的训练码元分别输入给第一频偏估计部4010和第二频偏估计部4020。

在第一频偏估计部4010处，基于CP相关的方法按下式计算第一频偏估计结果：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}=\frac{\mathrm{Arg}\left(\underset{n=1}{\overset{N\·G}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n+N]*x{\left[n\right]}^{*})}{2\mathrm{\π}}\·f_b---\left(8\right)$

在第二频偏估计部处，按照与对图3的描述类似的过程，在CP去除部401处去除CP后，分别通过第1复相关运算部和第2复相关运算部及其对应的取平均部计算平均复相关运算结果：

在乘法运算部408处，将r₁和r₂相乘。然后将相乘后的结果输入到角度计算部409，计算出第二频偏估计结果：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}=\frac{\mathrm{Arg}(r_1*r_2)}{2\mathrm{\π}}\·f_b---\left(11\right)$

此后，将第一频偏结果和第二频偏结果输入到取平均部410中，计算出平均频偏结果：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}}{2}---\left(12\right)$

在获得频偏估计结果后，需要对频偏进行补偿。通常采用两种方法，一种是在数字域中进行补偿，而另一种是在模拟域中进行补偿。这里描述一种在数字域中进行补偿的方法。然而，应当理解，本领域技术人员完全可以根据具体的硬件实现而采用不同的方法在模拟域中进行补偿。

如图2所示，频率同步单元101中包括的频偏补偿单元由乘法单元201和205、加法器203以及延迟器202构成。

频偏补偿单元分别进行前反馈补偿和后反馈补偿。

首先通过在乘法单元205处进行前反馈，利用频偏估计单元204所估计的频偏进行补偿，然后将对当前帧估计的频偏加上对前一帧估计的频偏，将所得结果保存在延迟器中用于对下一帧进行相位补偿。

接下来详细描述频偏补偿单元的操作过程。

首先，在对当前帧样本进行频偏估计之前，在乘法单元201中按照下式补偿当前帧样本：

$y[k,n]=x[k,n]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-1}}{N\·f_b}n}---\left(13\right)$

其中，x[k，n]是第k个OFDM码元的第n个样本。然后，在加法单元203中通过下式计算得出频偏：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-1}={({\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-2}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_f)}_{\mathrm{mod}(f_b/2)}---\left(14\right)$

其中，

是延迟器中的频偏，

是第(k-1)帧中的频偏估计值。用于将频偏限制在[-f_b/2，+f_b/2]之间，以保证不出现相位模糊。

接着，在处理完帧样本后，根据本发明提出的频偏估计方法估计频偏，然后用估计结果在乘法单元205中补偿当前的帧信号样点：

$y[k,n]=x[k,n]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_f}{N\·f_b}n}---\left(15\right)$

同时将此时估计的频偏加入到延迟器202中，以备下一帧使用。

需要说明的是，本发明的范围还包括用于执行上述频率同步方法的计算机程序以及记录有该程序的计算机可读记录介质。作为记录介质，这里可以使用计算机可读的软盘、硬盘、半导体存储器、CD-ROM、DVD、磁光盘(MO)以及其它介质。

尽管以上仅选择了优选实施例来例示本发明，但是本领域技术人员根据这里公开的内容，很容易在不脱离由所附权利要求限定的发明范围的情况下进行各种变化和修改。上述实施例的说明仅是例示性的，而不构成对由所附权利要求及其等同物所限定的发明的限制。

Claims (11)

1.一种应用于正交频分复用通信***的频率同步方法，该频率同步方法包括以下步骤：

信号接收步骤，其接收正交频分复用帧结构信号并对其进行初始时间同步，该正交频分复用帧结构信号包括一训练码元和多个正交频分复用数据码元，所述训练码元是通过在频域上以固定子载波间隔调制已知数据序列后再进行快速傅里叶逆变换而获得的，所述正交频分复用帧结构信号包括称为循环前缀的固定长度的循环数据；

频偏估计步骤，其估计信号的频偏；以及

频偏补偿步骤，其利用针对当前帧信号获得的频偏估计结果对该当前帧信号进行补偿，并保持针对该当前帧信号获得的频偏估计结果加上针对前一帧信号获得的频偏估计结果所得的结果以用于对下一帧进行补偿，

其中，所述频偏估计步骤包括以下步骤：

第一频偏估计步骤，其通过基于所述训练码元的循环前缀进行相关运算来计算第一频偏估计结果

；

第二频偏估计步骤，其对去除了循环前缀后的所述训练码元以所述训练码元所使用的子载波的相邻子载波间隔为分段单位进行分段相关运算，对分段相关运算的结果取平均，基于取平均的结果计算角度，进而得到第二频偏估计结果

；

取平均步骤，其通过按下式对第一频偏估计结果

和第二频偏估计结果取平均而获得最终的频偏估计结果

：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}}{2}$ 。

2.根据权利要求1所述的频率同步方法，其中，所述训练码元设置在所述正交频分复用帧结构信号的帧头中，并且为具有良好互相关和自相关性特征的伪序列，

并且其中，所述训练码元被按以下方式以均等间隔设置在子载波上，即，使得任何一对有用子载波之间的间距都相等并且该间距可以是任意数值，而子载波两侧的未用子载波的数量可以是任意数值以用于频谱整形。

3.根据权利要求2所述的频率同步方法，其中，所述第一频偏估计步骤按以下公式估计第一频偏估计结果

：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}=\frac{\mathrm{Arg}\left(\underset{n=1}{\overset{N\·G}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n+N]*x{\left[n\right]}^{*})}{2\mathrm{\π}}\·f_b$

其中，f_b是按Hz计算的子载波带宽，x[n]是所述训练码元的第n个样本，N是傅里叶变换的窗口大小，G是循环前缀的长度与傅里叶变换点数的比值。

4.根据权利要求3所述的频率同步方法，其中，所述第二频偏估计步骤包括以下步骤：

在实现初始定时同步后去除训练码元的循环前缀部分，并计算如下相关结果：

…

其中，r₁、r₂、……r_M-1表示各相关结果，

是小于x的最大整数，

延迟数P取决于M和N的值，如果M为奇数，则P需满足：

，

如果M为偶数，则P满足：

，

利用上面计算出的相关结果r₁、r₂、……r_M-1，按以下方式计算基于准周期性的第二频偏估计结果

：

如果M是奇数，那么：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}=\frac{\mathrm{Arg}(r_1\·r_2\·...\·r_{M-1})}{(M-1)\mathrm{\π}}\·f_b$

否则，

。

5.根据权利要求4所述的频率同步方法，其中，所述频偏补偿步骤包括以下步骤：

在估计当前帧频偏之前，按下式对当前帧样本进行补偿：

$y[k,n]=x[k,n]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-1}}{N\·f_b}n}$ ，

其中，x[k，n]是第k个正交频分复用码元的第n个样本，其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-1}={({\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-2}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_f)}_{\mathrm{mod}{f}_b}$ ，

其中，

是延迟器中的频偏，

是第(k-1)帧的频偏估计结果，

在补偿当前帧样本后，根据当前频偏估计结果

按照下式补偿当前帧样本：

$y[k,n]=x[k,n]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_f}{N\·f_b}n}$ ，

然后将当前频偏估计结果

加入到延迟器中，以用于对下一帧进行频偏补偿。

6.根据任一前述权利要求所述的频率同步方法，其中，所述频偏补偿步骤是在所述频偏估计步骤完成后进行的。

7.一种用于在正交频分复用通信***中实现频偏同步的频偏同步装置，该频偏同步装置包括：

信号接收装置，其接收正交频分复用帧结构信号并对其进行初始时间同步，该帧结构信号包括一训练码元和多个正交频分复用数据码元，所述训练码元是通过在频域上以固定子载波间隔调制已知数据序列后再进行快速傅里叶逆变换而获得的，所述正交频分复用帧结构信号都包括称为循环前缀的固定长度的循环数据；

频偏估计装置，其估计信号的频偏；以及

频偏补偿装置，其利用针对当前帧信号获得的频偏估计结果对该当前帧信号进行补偿，并保持针对该当前帧信号获得的频偏估计结果加上针对前一帧信号获得的频偏估计结果所得的结果以用于对下一帧进行补偿，

其中，所述频偏估计装置包括：

第一频偏估计部，其通过基于所述训练码元的循环前缀进行相关运算来计算第一频偏估计结果

；

第二频偏估计部，其对去除了循环前缀后的所述训练码元以所述训练码元所使用的子载波的相邻子载波间隔为分段单位进行分段相关运算，对分段相关运算的结果取平均，基于取平均的结果计算角度，进而得到第二频偏估计结果

；

取平均部，其通过按下式对第一频偏估计结果

和第二频偏估计结果

取平均而获得最终的频偏估计结果

：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_f=\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}}{2}$ 。

8.根据权利要求7所述的频率同步装置，其中，所述训练码元设置在所述正交频分复用帧结构信号的帧头中，并且为具有良好互相关和自相关性特征的伪序列，

并且其中，所述训练码元被按以下方式以均等间隔设置在子载波上，即，使得任何一对有用子载波之间的间距都相等并且该间距可以是任意数值，而子载波两侧的未用子载波的数量可以是任意数值以用于频谱整形。

9.根据权利要求8所述的频率同步装置，其中，第一频偏估计部按以下公式估计第一频偏估计结果

：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,1}=\frac{\mathrm{Arg}\left(\underset{n=1}{\overset{N\·G}{\mathrm{\Σ}}}x\right[n+N]*x{\left[n\right]}^{*})}{2\mathrm{\π}}\·f_b$

其中，f_b是按Hz计算的子载波带宽，x[n]是所述训练码元的第n个样本，N是傅里叶变换的窗口大小，G是循环前缀的长度与傅里叶变换点数的比值。

10.根据权利要求9所述的频率同步装置，其中，第二频偏估计部通过以下步骤估计第二频偏估计结果：

在实现初始定时同步后去除训练码元的循环前缀部分，并计算如下相关结果：

…

其中，r₁、r₂、……r_M-1表示各相关结果，M是训练码元使用的子载波的邻近子载波间隔，

是小于x的最大整数，

延迟数P取决于M和N的值，如果M为奇数，则P需满足：

，

如果M为偶数，则P满足：

，

利用上面计算出的相关结果r₁、r₂、……r_M-1，按以下方式计算基于准周期性的第二频偏估计结果：

如果M是奇数，那么：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,2}=\frac{\mathrm{Arg}(r_1\·r_2\·...\·r_{M-1})}{(M-1)\mathrm{\π}}\·f_b$

否则，

。

11.根据权利要求10所述的频率同步装置，其中，所述频偏补偿装置按以下方式进行频偏补偿：

在估计当前帧频偏之前，按下式对当前帧样本进行补偿：

$y[k,n]=x[k,n]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-1}}{N\·f_b}n}$ ，

其中，x[k，n]是第k个正交频分复用码元的第n个样本，其中：

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-1}={({\widehat{\mathrm{\δ}}}_{f,k-2}+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_f)}_{\mathrm{mod}{f}_b}$ ，

其中，

是延迟器中的频偏，是第(k-1)帧的频偏估计结果，

在补偿当前帧样本后，根据当前频偏估计结果

按照下式补偿当前帧样本：

$y[k,n]=x[k,n]e^{-j2\mathrm{\π}\frac{{\widehat{\mathrm{\δ}}}_f}{N\·f_b}n}$ ，

然后将当前频偏估计结果

加入到延迟器中，以用于对下一帧进行频偏补偿。

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