JP2004180281A - 直交ミキサ回路及びそれを用いた携帯端末 - Google Patents

Abstract

【課題】 ローカル信号の振幅を大きくできるため利得や雑音特性が良好で、かつ、消費電流の小さい直交ミキサ回路。
【解決手段】 電流分岐回路２００の電流出力端子２０２、２０３の電圧は異なるため、電流スイッチ回路１８、１９の電流入力端子２５、２６の電圧はローカル信号の振幅が大きくとも互いに影響を受けない。そのため、ローカル信号の振幅を大きくし、直交ミキサの性能を向上できる。また、直流電流源１２により電流スイッチ回路１８、１９とＶ／Ｉ変換回路１４のバイアス電流は電流分岐回路を通して共通に供給されているため、消費電流が少ない。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ミキサ回路及びそれを用いた携帯端末に関係しており、特に信号を、周波数が等しく位相の９０度異なる２つのローカル信号を用いて周波数変換する直交ミキサ及びそれを用いた携帯端末に関するものである。

半導体回路技術の向上から、半導体回路の長所（半導体チップ間の部品定数の絶対値はばらつくが、１つの半導体チップ内での部品定数の相対値は高精度で一致する）を利用し、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタが不要な無線信号処理回路方式が提案されている。これは、ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式、広帯域ＩＦ方式などである。いずれも外付けのＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを必要とせず、所望の帯域以外の帯域に存在する信号の抑圧は半導体へ内蔵可能なフィルタで行なう（無線方式、或いはシステム的要求により一部のフィルタを外付けする必用が生ずることもある）。

ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式、広帯域ＩＦ方式には信号の周波数を変換するミキサ回路の構成にはある共通の特徴がある。このミキサを直交ミキサと呼び、例として、後述の非特許文献１のFig.1.にMerged LNA and Mixer for 2.14 GHz direct conversion front-end と題したものがある。

A. Karimi-Sanjaani、 H. Sjoland and A. Abidi、 "A 2GHz Merged CMOS LNA and Mixer for WCDMA"、 In Digest of Tech. Papers VLSI Symposium 2001、 June 2001、 pp. 19-22、 Tokyo、 Japan、

課題を抽出するため、上記Fig.1.に記載された技術を本願発明者らが解析し、ブロック図として表わしたものを、図６に示す。図６の直交ミキサの電流スイッチ回路１８、１９は、半導体回路において、トランジスタ回路で実現される。この時、電流スイッチ回路１８、１９の電流入力端子２５、２６の電圧は、ローカル入力端子２７、２８の信号電圧の影響を受ける。ローカル入力端子２７、２８より正弦波が入力されたときのローカル入力端子２７、２８へ入力される波形を図７に示す。なお、図６において、参照符号３３、３４は不平衡−平衡信号変換回路であり、３５、３６は平衡−不平衡信号変換回路である。

図６において、トランジスタ２９、３０、３１、３２のそれぞれ対を構成するトランジスタ同士のエミッタ間は短絡されている。そのため、ローカル入力端子２７、２８への図７に示す入力波形１０１、１０２の振幅が大きくなると、波形上部（電圧が高い所）がつぶれてしまう。一般に、利得や雑音特性を向上させるためには、直交ミキサのローカル入力端子２７、２８への入力信号振幅は大きくなければならないが、図６のような直交ミキサはローカル信号波形が歪んでしまい、図８に示す波形１０３、１０４のように波形上部がつぶれてしまうことになる。これにより、ローカル信号の不要な高調波が増大し、ローカル入力端子２７へのローカル信号が電流スイッチ回路１９側へ漏れこんだり、その逆にローカル入力端子２８へのローカル信号が電流スイッチ回路１８側へ漏れこんだりする。また、図８のような正負非対称のとなるローカル信号波形により電流スイッチ回路１８、１９のオンとオフの時間が等しくなくなるため、直交ミキサの２次歪み特性の劣化、直流オフセットの発生などの不具合が生ずる。そこで、本願発明では、入力波形の振幅が大きいときでも波形上部がつぶされず、特性の劣化がなく消費電流を低減した直交ミキサ回路、及び、性能を落とさず、待ち時間を長くした又は軽量の携帯端末を提供することを課題とする。

上記課題は、特許請求の範囲に記載された発明により、解決される。特許請求の範囲に記載された構成とすることにより、波形上部がつぶされず、特性の劣化がなく消費電流の低減を図ることができる
本発明の代表的手段の一例を示せば次の通りである。即ち、本発明に係る直交ミキサ回路は、入力端子と、前記入力端子からの信号電圧を信号電流に変換する電圧−電流変換回路と、前記電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する直流電流源と、前記電圧−電流変換回路の出力電流を実質２等分した第１の出力電流と第２の出力電流とを出力する電流分岐回路と、ローカル信号発振器と、前記ローカル信号発振器のローカル信号位相を実質９０度進めた又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、前記ローカル信号発振器のローカル信号のタイミングで前記電流分岐回路の第１の出力電流を切り替える第１の電流スイッチ回路と、前記第１の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第１の電流−電圧変換回路と、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記電流分岐回路の第２の出力電流を切り替える第２の電流スイッチ回路と、前記第２の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第２の電流−電圧変換回路と、を有し、前記電流分岐回路の第１の出力電流と第２の出力電流との出力電圧の振幅を異ならせて出力することを特徴とするものである。

本発明によれば、消費電流を低減した直交ミキサ回路、無線（ＲＦ）通信用半導体集積回路、及び、携帯端末を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。なお、図１において、図６と同じ構成部分は同じ参照符号で示す。図１は本発明による直交ミキサの第１の実施形態を示すブロック図である。直流電流源１２、電圧−電流変換回路（Ｖ／Ｉ変換回路）１４はそれぞれ一つである。Ｖ／Ｉ変換回路１４の出力電流を電流分岐回路２００で分岐している。以下に図１の直交ミキサの詳しい説明を展開する。

ローカル信号発振器１６の信号をローカル信号発振器１６と同じ位相で電流スイッチ回路１９へ入力する。また、ローカル信号発振器１６の信号を９０度移相回路１７で９０度だけ位相をずらせて、電流スイッチ回路１８へ入力する。

電流スイッチ回路１８、１９は、それぞれに入力されたローカル信号のタイミングで電流分岐回路２００の出力電流をオンオフする。即ち、電流スイッチ回路１８と電流スイッチ回路１９では、電流分岐回路２００の出力電流をオンオフするタイミングは、ローカル信号の位相で９０度分異なる。電流スイッチ回路１８、１９の出力電流は、電流分岐回路２００の出力電流の信号周波数とローカル信号発振器１６の信号周波数の差、または和の周波数成分が含まれる。位相は９０度分異なっているとしているが、本願発明の趣旨より、実質的に９０度分異なっていればよい。

電流スイッチ回路１８、１９の出力電流はそれぞれ電流−電圧変換回路（Ｉ／Ｖ変換回路）２０、２１で電圧に変換され、それぞれ出力端子２２、２３より出力される。

入力端子１０より入力された信号は、Ｖ／Ｉ変換回路１４へ入力される。Ｖ／Ｉ変換回路１４はトランジスタ回路で構成されるのでバイアス電流が必要である。従って、Ｖ／Ｉ変換回路１４には、バイアス電流として直流電流源１２から直流電流が入力される。Ｖ／Ｉ変換回路１４の出力信号は、電流分岐回路２００へ入力される。電流分岐回路２００は、電流分岐回路の電流入力端子２０１へ流入する電流をI_201、電流分岐回路２００の電流出力端子２０２の電圧、流出する電流をそれぞれV_202、I_202、電流分岐回路２００の電流出力端子２０３の電圧、流出する電流をそれぞれV_203、I_203とすると、
I_202=I_203 （式１）
|I_201| ≧ |I_202＋I_203| （式２）
V_202≠V_203 （式３）
の関係があるものとする。（式１）、（式２）の関係より、電流分岐回路２００の出力電流で電流スイッチ回路１８、１９のバイアス電流を供給し、消費電流を削減する。ここで、（式１）は、入力端子１０から出力端子２２への信号の変換利得と、入力端子１０から出力端子２３への信号の変換利得とが等しくなるようにするために必要な条件である。（式２）の不等号は、電流分岐回路２００の構成によりＶ／Ｉ変換回路１４のバイアス電流の全てが電流スイッチ回路１８、１９へ供給される必用はないことを示す。

また、（式３）の関係より、図８のようにローカル信号波形上部がつぶれることはない。これにより、ローカル信号の不要な高調波が増大し、ローカル入力端子２７へのローカル信号が電流スイッチ回路１９側へ漏れこんだり、その逆にローカル入力端子２８へのローカル信号が電流スイッチ回路１８側へ漏れこんだりすることを防げる。また、図８のような正負非対称のとなるローカル信号波形により電流スイッチ回路１８、１９のオンとオフの時間が等しくなくなることによる直交ミキサの２次歪み特性の劣化、直流オフセットの発生などの不具合を防ぐことがきる。

電流分岐回路２００の回路例を図２に示す。図２において図１の電流分岐回路２００と同様の動作を行う部分には図１と同じ番号を付し説明を略す。図２において、２０７、２０８はトランジスタ、２０６は直流電圧源である。トランジスタ２０７、２０８は等しい大きさのものであり、従って等しい抵抗値を持つ。図２において（式１）、（式２）、（式３）は満たされる。図２はベース電流が存在するため |I_201| ＞ |I_202＋I_203| となるので、先の、「（式２）の不等号は、電流分岐回路２００の構成によりＶ／Ｉ変換回路１４のバイアス電流の全てが電流スイッチ回路１８、１９へ供給される必用はないことを示す」という記述に対する一例となる。

図２を電流分岐回路２００として用いることで、図１の直交ミキサのローカル入力端子２７、２８より正弦波が入力されたときの波形は図７のようになる。また、電流スイッチ回路１８、１９から見たＶ／Ｉ変換回路１４のインピーダンスは高いため、電流スイッチ回路１８、１９からＶ／Ｉ変換回路１４へのローカル信号の漏れは抑圧される。

電流分岐回路２００の他の回路例を図３に示す。図３において、図１の電流分岐回路２００と同様の動作を行う部分には図１と同じ番号を付し説明を略す。図３において、２０４、２０５は抵抗である。抵抗２０４、２０５は等しい抵抗値を持つ。図３においても、（式１）、（式２）、（式３）は満たされる。

図３も図２と同様な効果となるが、トランジスタを用いないためバッテリー駆動携帯端末などで用いられる低電圧回路に対し、図２よりも適した構成となる。しかし、電流スイッチ回路１８、１９から見たＶ／Ｉ変換回路１４のインピーダンスは図２よりも低くなるため、電流スイッチ回路１８、１９からＶ／Ｉ変換回路１４へのローカル信号漏れの抑圧特性は図２の場合より若干劣化する。

電流分岐回路２００には図２、図３以外にも考えられるトポロジーが存在するが、（式１）、（式２）、（式３）が実質的に満たされればよい。

電流分岐回路２００の出力電流は、電流スイッチ回路１８、１９へそれぞれ入力される。電流スイッチ回路１８、１９もトランジスタ回路であるため、バイアス電流が必用であるが、これは、電流分岐回路２００の出力電流から供給し、消費電流を削減している。

図４は本発明による直交ミキサの第２の実施形態を示すブロック図である。図４において図１と同様の動作を行う部分には図１と同じ番号を付し説明を略す。

図４の直交ミキサは、トランジスタ２９、３０、３１、３２のそれぞれ対を構成するトランジスタ同士のエミッタ間は短絡されていないため、図８のように波形上部がつぶれてしまうことはない。しかし、減衰回路３００がない場合、図１と同様の利得を得ようとすると２つのＶ／Ｉ変換回路１４、１５があるため、電力消費が大きくなってしまう。そこで、図４のように信号電流または信号電圧を減衰させる減衰回路３００を設けて、電力消費の低減を図っている。

すなわち、以下のような動作を行っている。減衰回路３００は端子３０１から端子３０２への信号電流または信号電圧を減衰させる。逆に、端子３０２から端子３０１への信号も、端子３０１から端子３０２への信号と同量減衰させる。減衰回路３００により少ない電流で動作するために利得の小さいＶ／Ｉ変換回路１４、１５の出力電流の信号成分が加算され、結果として図４の直交ミキサの利得が増加する。
減衰回路３００は、減衰回路の端子３０１、３０２の電圧をそれぞれV_301、V_302とすると、
V_301≠V_302 （式４）
の関係があるものとする。

減衰回路３００の回路例を図５に示す。図５において図４の減衰回路３００と同様の動作を行う部分には図４と同じ番号を付し説明を略す。図５において、３０３は抵抗である。図５に示すようにわずか一本の抵抗で図４の要求する機能を果たすことが可能である。図５の回路は（式４）を満足する。減衰回路３００には図５以外にも考えられるトポロジーが存在するが、（式４）が満たされればよい。

また、これまでの実施の形態に記載されている直交ミキサ回路を携帯端末に用いることにより、利得特性、雑音特性の向上、信号歪みの削減をすることができ、すなわち、特性の劣化を防ぐことができ、また、消費電力の低減を図ることができる携帯端末を提供することができる。消費電力の低減を図れるので、待ち時間を長くできたり、その分、軽量にすることもできる。

図９は、本発明による直交ミキサの第３の実施形態を示す図であり、図１に示した電流分岐回路を設けた具体的な構成例を示す回路図である。本実施形態ではローカル信号を発生する発振器と９０度移相回路を省略して、直交ミキサの要部だけを示している。図９において、Ｖ／Ｉ変換回路１４ａは、直流をカットする２個のバイパスコンデンサＣと、３個の抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７と、第１の差動対を構成するトランジスタＱ９，Ｑ１０とから構成され、端子Ｔ５，Ｔ６でＲＦ受信信号電圧を受けて、１８０度位相の異なる信号電流ｓ１，ｓ２に変換する。

電流スイッチ回路１９ａは、第２の差動対を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２と、第３の差動対を構成するトランジスタＱ３，Ｑ４とからなり、第２の差動対はローカル発振器からのローカル信号を端子Ｔ１，Ｔ２で受け、このローカル信号のタイミングで電流入力ノードｎ１に入力される電流を切り替えて、１８０度位相の異なるＩ出力信号電流ｉ１，ｉ２に変換する。第３の差動対は同様に、ローカル発振器からのローカル信号を端子Ｔ１，Ｔ２で受け、このローカル信号のタイミングで電流入力ノードｎ２に入力される電流を切り替えて、１８０度位相の異なる出力信号電流ｉ３，ｉ４に変換する。

電流スイッチ回路１８ａは、第４の差動対を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６と、第５の差動対を構成するトランジスタＱ７，Ｑ８とからなり、第４の差動対は９０度位相回路を介したローカル信号を端子Ｔ３，Ｔ４で受け、このローカル信号のタイミングで電流入力ノードｎ３に入力される電流を切り替えて、１８０度位相の異なる出力信号電流ｑ１，ｑ２に変換する。第５の差動対は同様に、９０度位相回路を介したローカル信号を端子Ｔ３，Ｔ４で受け、このローカル信号のタイミングで電流入力ノードｎ４に入力される電流を切り替えて、１８０度位相の異なる出力信号電流ｑ３，ｑ４に変換する。第１の差動対の出力信号ｓ１は抵抗Ｒｄ１を介して電流入力ノードｎ１に接続されると共に、抵抗Ｒｄ２を介して電流入力ノードｎ３に接続されている。また、第１の差動対の出力信号ｓ２は出力信号２は抵抗Ｒｄ３を介して電流入力ノードｎ２に接続されると共に、抵抗Ｒｄ４を介して電流入力ノードｎ４に接続されている。ここで、抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ４は同じ抵抗値であり、例えば５０Ωとする。

出力信号電流ｉ１とｉ３を加算接続する接続ノードＮ１と負荷抵抗ＲＬ１との接続部に接続された端子Ｔ７からＲＦ入力信号とローカル信号とを乗算したミキサ出力のＩ出力電圧信号が得られ、出力信号電流ｉ２とｉ４を加算接続する接続ノードＮ２と負荷抵抗ＲＬ２との接続部に接続された端子Ｔ８からミキサ出力のＩ￣出力電圧信号が得られる。なお、ここで“￣”はバー記号（反転記号）を表わす。また、この種のミキサ回路は、ギルバートセル型直交ミキサ回路とも呼ばれる。

出力信号電流ｑ１とｑ３を加算接続する接続ノードＮ３と負荷抵抗ＲＬ３との接続部に接続された端子Ｔ９からＲＦ信号とローカル信号とを乗算したミキサ出力のＱ出力電圧信号が得られ、出力信号電流ｑ２とｑ４を加算接続する接続ノードＮ３と負荷抵抗ＲＬ４との接続部に接続された端子Ｔ９からＲＦ入力信号とローカル信号とを乗算したミキサ出力のＱ￣出力電圧信号が得られる。ここで、負荷抵抗ＲＬ１〜ＲＬ４は同じ抵抗値である。

バイアス回路ＢＣ１は、抵抗Ｒ９、Ｒ１０を介して差動対トランジスタＱ９，Ｑ１０のベースにバイアス電流を供給する回路である。バイアス回路ＢＣ２は、抵抗Ｒ１１を介してトランジスタＱ１，Ｑ４のベースに、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱ２，Ｑ３のベースに、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ５，Ｑ８に、抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ６，Ｑ７のベースにそれぞれバイアス電流を供給する回路である。また、Ｖｃｃは回路の電源電圧である。第２〜第５の差動対の各動作電流をＩ_Ｂとすると、第１の差動対の各トランジスタの動作電流は２Ｉ_Ｂである。

このように構成される本実施形態のミキサ回路は、半導体基板上に集積回路として形成される。また、第１の実施形態と同様に、電流スイッチ回路１８ａ，１９ａと、Ｖ／Ｉ変換回路１４ａのバイアス電流は、電流分岐回路２００ａ１，２００ａ２を通して共通に供給されるため消費電流が少ない。

なお、本実施形態では入力信号をＲＦ受信信号電圧としたが、ＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ（中間周波）受信信号としてもよい。

また、本実施形態の直交ミキサ回路における下段の第１の差動対の二つの出力信号である差動相補信号ｓ１、ｓ２を、上段の第２〜第５の４つの差動対の電流入力ノードｎ１〜ｎ４に印加する抵抗Ｒｄ１〜Ｒｄ４として、図１１に示す構造の多結晶シリコン（Poly-Si）や、図１２および図１３に示すスパイラル形状、あるいは蛇行形状にパターン加工されたアルミニウムなどのメタル配線層を用いた抵抗を用いればよい。図１１の断面図に示すように、例えば多結晶シリコン抵抗は、絶縁物であるシリコン酸化膜（ＳｉＯ２）を介してＳｉ基板ＳＵＢから離れた位置に形成されているので寄生容量が小さい。したがって、ローカル発振器からの高周波信号が寄生容量を介してリークするリーク信号成分を低減できる。メタル配線を用いてスパイラル形状の抵抗とする場合は、なるべく上層の配線層Ｍ１を用い、図１２（ａ）のＡ−Ａ’線に沿った部分の断面図の図１２（ｂ）に示すように，交差する個所は下の配線層Ｍ２を用いるか、或るいはＶ／Ｉ変換回路１４ａのトランジスタを形成する拡散層を用いてもよい。

以下、本実施形態の直交ミキサを、一例として図１４に示す構成のダイレクトコンバージョン受信部（ゼロＩＦレシーバとも言う）に適用した場合について説明する。なお、図１４において、説明を簡単にするためにブロック間の矢印は差動信号を示すものとする。アンテナＡＮＴで受信したＲＦ信号は、バンドパスフィルタＢＰＦを経由して低雑音増幅器ＬＮＡに入力され、低雑音増幅器の出力は直交ミキサ部４０内に入り分岐される。分岐された低雑音増幅器ＬＮＡの出力電圧の低下を補うために、それぞれエミッタフォロワ構成のバッファ回路ＢＦ１，ＢＦ２を介してミキサコア部４１，４２へ入力される。ミキサコア部４１，４２はそれぞれ、Ｖ／Ｉ変換回路４３，４４、電流スイッチおよび負荷回路４５，４６からなる回路であり、電流スイッチおよび負荷回路４５には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）出力を、スイッチＳＷにより１／２分周回路（１／２ＤＶ）を１個又は２個通して得られる所定の周波数がローカル信号として入力され、電流スイッチおよび負荷回路４６には、上記所定の周波数を９０°移相器４７で位相を９０度シフトしたローカル信号が入力される。ミキサコア部４１でＲＦ信号とローカル信号とが乗算され、その出力は希望チャネルの信号以外の信号をローパスフィルタＬＰＦで減衰させながら可変利得増幅器ＶＧＡ１で増幅されて相補のＩ出力信号（Ｉ，Ｉ￣）として得られる。なお、図では１段の可変利得増幅器しか示していないが、実際には多段接続されて所要の信号レベルまで増幅される。

一方、ミキサコア部４２でＲＦ信号と９０度シフトしたローカル信号とが乗算され、その出力はローパスフィルタＬＰＦを介して可変利得増幅器ＶＧＡ１に入力され相補のＱ出力信号（Ｑ，Ｑ￣）として得られる。ここで、所定の周波数とは、受信システムにより規定された信号周波数である。例えば、ＧＳＭ１８００対応のダイレクトコンバージョン受信システムでは、受信周波数帯域が１．８０５〜１．８８０ＧＨｚであり、この場合には発振周波数が３．６１０〜３．７６０ＧＨｚのＶＣＯを用いて１／２分周すればよいので、スイッチＳＷを開いて１個の１／２ＤＶを通せばよい。また、Ｒ−ＧＳＭ対応では、受信周波数帯域が９２１〜９６０ＭＨｚであり、この場合には発振周波数が３．６８４〜３．８４０ＧＨｚのＶＣＯを用いて１／４分周すればよいので、スイッチＳＷを閉じて２個の１／２ＤＶを通せばよい。同様に、Ｐ−ＧＳＭ、ＧＳＭ１９００対応等、それぞれの受信周波数帯域に応じてＶＣＯ発振周波数と分周器の個数を適宜組み合わせれば所定の周波数が得られルことは言うまでもない。

このように構成されるダイレクトコンバージョン受信部の直交ミキサ部４０に、図９に示した本実施形態の構成を適用すると、図１４の構成で必要だった２つのＶ／Ｉ変換回路４３，４４は、図９に示す１つのＶ／Ｉ変換回路１７ａだけでよい。このため、低雑音増幅器ＬＮＡの出力を分岐する必要が無くなる。したがって、低雑音増幅器ＬＮＡの出力電圧の低下がないので、図１４で必要だった２つのバッファ回路ＢＦ１，ＢＦ２も必要が無くなる。すなわち、図１５に示す構成となる。これにより、図１４のミキサコア部４０，４１でそれぞれ８ｍＡの電流が流れ、バッファ回路１つ当たりで４ｍＡの電流が流れるとすると、２４ｍＡの消費電流が必要であるが、本実施形態を適用した図１５の直交ミキサではバッファ回路が不要となるので８ｍＡの消費電流で済み、１／３の消費電流となる。

図１０は、本発明による直交ミキサの第４の実施形態を示す図であり、減衰回路を設けた構成例を示す回路図である。本実施形態ではローカル信号を発生する発振器と９０度移相回路を省略して、直交ミキサの要部だけを示している。図１０において、説明の便宜上、図９と同じ構成部分には同じ参照符号を付して、その詳細な説明は省略する。すなわち、１個のＶ／Ｉ変換回路１４ａの代わりに、差動対の各トランジスタの動作電流がＶ／Ｉ変換回路１４ａの半分のＩ_Ｂである同じ構成の２個のＶ／Ｉ変換回路１４ｃ，１４ｄを設け、電流分岐回路２００ａ１，２００ａ２の代わりに抵抗Ｒｄ１からなる減衰回路３００ａと抵抗Ｒｄ２からなる３００ｂを設けている点が図９の直交ミキサと相違する。

具体的には、Ｖ／Ｉ変換回路１４ｃのトランジスタＱ９ｃのコレクタに現れる出力信号ｓ１は第２の差動対の電流入力ノードｎ１に、Ｖ／Ｉ変換回路１４ｄのトランジスタＱ９ｄのコレクタに現れる出力信号ｓ１は第２の差動対の電流入力ノードｎ３に接続されると共に、減衰回路３００ａを介して第２および第４の差動対の電流入力ノードｎ１とｎ３が接続される。Ｖ／Ｉ変換回路１４ｃのトランジスタＱ１０ｃのコレクタに現れる出力信号ｓ２は第３の差動対の電流入力ノードｎ２に、Ｖ／Ｉ変換回路１４ｄのトランジスタＱ１０ｄのコレクタに現れる出力信号ｓ２は第４の差動対の電流入力ノードｎ４に接続されると共に、減衰回路３００ｂを介して第３および第５の差動対の電流入力ノードｎ２とｎ４に接続されている点が相違する。

このように構成される本実施形態の直交ミキサは、Ｖ／Ｉ変換回路１４ｃ，１４ｄは半分の動作電流Ｉ_Ｂで動作するため、電流が少ない分、入力インピーダンスが高く、図１４の回路に本実施形態の直交ミキサを適用する場合、低雑音増幅器ＬＮＡとＶ／Ｉ変換回路との間にバッファ回路ＢＦ１，ＢＦ２は不要となるので、図１６に示す構成となる。

本実施形態でも、減衰回路３００ａ，３００ｂの抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２は、ローカル発振器からの高周波信号が寄生容量を介してリークするリーク信号成分を低減するために、図１１〜図１３で示したいずれかの抵抗を用いることは言うまでもない。

以上、本発明に係る好適ないくつかの実施形態例を述べたが、本発明の精神を逸脱しない範囲内において、種々の設計変更をなし得ることは勿論である。

第1の実施の形態を説明する直交ミキサのブロック図である。 電流分岐回路の回路図の一例である。 電流分岐回路の回路図の他の例である。 第２の実施の形態を説明する直交ミキサのブロック図である。 減衰回路の回路図の一例である。 従来例を説明する消費電流を削減した直交ミキサのブロック図である。 図６の直交ミキサのローカル入力端子へ入力するローカル信号の波形(小振幅)である。 図６の直交ミキサのローカル入力端子へ入力するローカル信号の波形(大振幅)である。 本発明による直交ミキサの第３の実施形態を示す図である。 本発明による直交ミキサの第４の実施形態を示す図である。 本発明による直交ミキサで用いる多結晶シリコン抵抗の断面図である。 本発明による直交ミキサで用いるスパイラル形状の抵抗の平面図及び断面図である。 本発明による直交ミキサで用いる蛇行形状のメタル配線を用いた抵抗の平面図である。 本発明の直交ミキサを適用するダイレクトコンバージョン受信器の要部構成図である。 本発明による第３の実施形態の直交ミキサを図１４の受信器に適用した構成図である。 本発明による第４の実施形態の直交ミキサを図１４の受信器に適用した構成図である。

符号の説明

１０…入力端子、１１…信号分岐、１２，１３…直流電流源、１４，１４ａ，１４ｃ，１４ｄ，１５…電圧−電流変換回路（以下、Ｖ／Ｉ変換回路と記す）、１６…ローカル信号発振器、１７…９０度移相回路、１８，１９…電流スイッチ回路、２０，２１…電流−電圧変換回路（以下、Ｉ／Ｖ変換回路と記す）、２２，２３…出力端子、２４…Ｖ／Ｉ変換回路１４の電流出力端子、２５…電流スイッチ回路１８の電流入力端子、２６…電流スイッチ回路１９の電流入力端子、２７…電流スイッチ回路１８のローカル入力端子、２８…電流スイッチ回路１９のローカル入力端子、２９，３０，３１，３２…トランジスタ、３３，３４…不平衡−平衡信号変換回路、３５，３６…平衡−不平衡信号変換回路、４０…直交ミキサ部、４１，４２…ミキサコア部、４３，４４…Ｖ／Ｉ変換回路、４５，４６…電流スイッチおよび負荷回路、４７…９０°移相器、１０１…ローカル入力端子２７への入力波形、１０２…ローカル入力端子２８への入力波形、１０３…トランジスタ２９のベースへの入力波形、１０４…トランジスタ３１のベースへの入力波形、２００…電流分岐回路、２０１…電流分岐回路２００の電流入力端子、２０２，２０３…電流分岐回路２００の電流出力端子、２０４，２０５…抵抗、２０７，２０８…トランジスタ、２０６…直流電圧源、３００，３００ａ，３００ｂ…減衰回路、３０１，３０２…減衰回路の端子、３０３…抵抗、Ｔ１〜Ｔ４…ローカル信号入力端子、ＢＣ１，ＢＣ２…バイアス回路、ｓ１、ｓ２…Ｖ／Ｉ変換回路の出力信号、Ｉ_Ｂ…動作電流，Ｔ５，Ｔ６…ＲＦ信号入力端子、Ｔ７，Ｔ８…Ｉ信号出力端子、Ｔ９，Ｔ１０…Ｑ信号出力端子、Ｒｄ１〜Ｒｄ４…抵抗、ＲＬ１〜ＲＬ４…負荷回路、Ｑ１〜Ｑ１０，Ｑ９ｃ，Ｑ９ｄ，Ｑ１０ｃ，Ｑ１０ｄ…トランジスタ。

Claims (19)

1. 入力端子と、
   前記入力端子からの信号電圧を信号電流に変換する電圧−電流変換回路と、
   前記電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する直流電流源と、
   前記電圧−電流変換回路の出力電流を実質２等分した第１の出力電流と第２の出力電流とを出力する電流分岐回路と、
   ローカル信号発振器と、
   前記ローカル信号発振器のローカル信号位相を実質９０度進めた又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、
   前記ローカル信号発振器のローカル信号のタイミングで前記電流分岐回路の第１の出力電流を切り替える第１の電流スイッチ回路と、
   前記第１の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第１の電流−電圧変換回路と、
   前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記電流分岐回路の第２の出力電流を切り替える第２の電流スイッチ回路と、
   前記第２の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第２の電流−電圧変換回路と、を有し、
   前記電流分岐回路の第１の出力電流と第２の出力電流との出力電圧の振幅を異ならせて出力することを特徴とする直交ミキサ回路。
2. 請求項１に記載の直交ミキサ回路であって、
   前記電圧−電流変換回路のバイアス電流は、前記第１の電流スイッチ回路のバイアス電流と前記第２の電流スイッチ回路のバイアス電流との和以上であることを特徴とする直交ミキサ回路。
3. 請求項１に記載の直交ミキサ回路であって、
   前記電流分岐回路は、抵抗を有することを特徴とする直交ミキサ回路。
4. 請求項１に記載の直交ミキサ回路であって、
   前記電流分岐回路は、トランジスタを有することを特徴とする直交ミキサ回路。
5. 入力端子と、
   前記入力端子からの信号を実質等しい第１の出力信号と第２の出力信号に分岐する分岐回路と、
   第１の直流電源からバイアス電流を供給し、前記分岐回路の第１の出力信号電圧を信号電流に変換する第１の電圧−電流変換回路と、
   第２の直流電源からバイアス電流を供給し、前記分岐回路の第２の出力信号電圧を信号電流に変換する第２の電圧−電流変換回路と、
   ローカル信号発信器と、
   前記ローカル信号発信器のローカル信号位相を実質９０度進めた又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、
   前記ローカル信号発信器のローカル信号のタイミングで前記第１の電圧−電流変換回路の出力電流を切り替える第１の電流スイッチ回路と、
   前記第１の電流スイッチ回路の出力電流を電圧信号に変換する第１の電流−電圧変換回路と、
   前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第２の電圧−電流変換回路の出力電流を切り替える第２の電流スイッチ回路と、
   前記第２の電流スイッチ回路の出力電流を電圧信号に変換する第２の電流−電圧変換回路と、を有する直交ミキサ回路であって、
   前記第１の電圧−電流変換回路の電流出力端子と前記第２の電圧−電流変換回路の電流出力端子間に信号電流または信号電圧を減衰させる減衰回路を有することを特徴とした直交ミキサ回路。
6. 請求項５に記載の直交ミキサ回路であって、
   前記第１の電圧−電流変換回路のバイアス電流は、前記第１の電流スイッチ回路のバイアス電流以上であり、
   前記前記第２の電圧−電流変換回路のバイアス電流は、前記第２の電流スイッチ回路のバイアス電流以上であることを特徴とした直交ミキサ回路。
7. 請求項５に記載の直交ミキサ回路であって、
   前記減衰回路は、抵抗を有することを特徴とした直交ミキサ回路。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の直交ミキサ回路を用いたことを特徴とする携帯端末。
9. ＲＦ受信信号電圧または該ＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第１及び第２のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第１及び第２のＩＦ受信信号電流に変換する第１の差動回路と、
   ローカル信号発振器と、
   該ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進め又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、
   電流を入力する第１の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器のタイミングで前記第１の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＩ出力信号電流に変換する第２の差動回路と、
   電流を入力する第２の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器と１８０度位相の異なるタイミングで前記第２の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＩ出力信号電流に変換する第３の差動回路と、
   電流を入力する第３の電流入力端子を有し、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第３の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＱ出力信号電流に変換する第４の差動回路と、
   電流を入力する第４の電流入力端子を有し、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号と１８０度位相の異なるタイミングで前記第４の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＱ出力信号電流に変換する第５の差動回路と、
   前記第１のＩ出力信号電流と前記第３のＩ出力信号電流を加算接続して第５のＩ信号電流を出力する第１のＩ信号電流加算接続部と、
   前記第２のＩ出力信号電流と前記第４のＩ出力信号電流を加算接続して第６のＩ信号電流を出力する第２のＩ信号電流加算接続部と、
   前記第１のＱ出力信号電流と前記第３のＱ出力信号電流を加算接続して第５のＱ信号電流を出力する第１のＱ信号電流加算接続部と、
   前記第２のＱ出力信号電流と前記第４のＱ出力信号電流を加算接続して第６のＱ信号電流を出力する第２のＱ信号電流加算接続部とを有するギルバートセル型直交ミキサ回路を具備したＲＦ通信用半導体集積回路であって、
   前記第１の差動回路の第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流は、第１の電圧降下素子を介して前記第１の電流入力端子へ接続されると共に、第１の電圧降下素子と等しいインピーダンスの第２の電圧降下素子を介して前記第３の電流入力端子へ接続され、
   前記第１の差動回路の第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流は、前記第１及び第２の電圧降下素子と等しいインピーダンスの第３の電圧降下素子を介して前記第２の電流入力端子へ接続されると共に、前記第１、第２、第３の電圧降下素子と等しいインピーダンスの第４の電圧降下素子を介して前記第４の電流入力端子へ接続されて成ることを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
10. ＲＦ受信信号電圧または該ＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、
    １８０度位相の異なる第１及び第２のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第１及び第２のＩＦ受信信号電流に変換する第１の差動回路と、
    前記ＲＦ受信信号電圧または前記ＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第３及び第４のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第３及び第４のＩＦ受信信号電流に変換する第１の差動回路と等しい構成の第６の差動回路と、
    ローカル信号発振器と、
    該ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進め又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、
    電流を入力する第１の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器のタイミングで前記第１の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＩ出力信号電流に変換する第２の差動回路と、
    電流を入力する第２の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器と１８０度位相の異なるタイミングで前記第２の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＩ出力信号電流に変換する第３の差動回路と、
    電流を入力する第３の電流入力端子を有し、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第３の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＱ出力信号電流に変換する第４の差動回路と、
    電流を入力する第４の電流入力端子を有し、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号と１８０度位相の異なるタイミングで前記第４の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＱ出力信号電流に変換する第５の差動回路と、
    前記第１のＩ出力信号電流と前記第３のＩ出力信号電流を加算接続して第５のＩ信号電流を出力する第１のＩ信号電流加算接続部と、
    前記第２のＩ出力信号電流と前記第４のＩ出力信号電流を加算接続して第６のＩ信号電流を出力する第２のＩ信号電流加算接続部と、
    前記第１のＱ出力信号電流と前記第３のＱ出力信号電流を加算接続して第５のＱ信号電流を出力する第１のＱ信号電流加算接続部と、
    前記第２のＱ出力信号電流と前記第４のＱ出力信号電流を加算接続して第６のＱ信号電流を出力する第２のＱ信号電流加算接続部とを有するギルバートセル型直交ミキサ回路を具備したＲＦ通信用半導体集積回路であって、
    前記第１の差動回路の第１のＲＦ受信信号電流または第１のＩＦ受信信号電流は、前記第１の電流入力端子へ接続され、
    前記第１の差動回路の第２のＲＦ受信信号電流または第２のＩＦ受信信号電流は、前記第２の電流入力端子へ接続され、
    前記第２の差動回路の第３のＲＦ受信信号電流または第３のＩＦ受信信号電流は、前記第３の電流入力端子へ接続され、
    前記第２の差動回路の第４のＲＦ受信信号電流または第４のＩＦ受信信号電流は、前記第４の電流入力端子へ接続され、
    前記第１の電流入力端子は第１の電圧降下素子を介して前記第３の電流入力端子と接続され、
    前記第２の電流入力端子は前記第１の電圧降下素子と等しいインピーダンスの第２の電圧降下素子を介して前記第４の電流入力端子と接続されて成ることを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
11. 請求項１０記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１及び第６の差動回路の動作電流の和が、請求項９記載の第１の差動回路の動作電流と略等しく減少することを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
12. 請求項９に記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１〜第４の電圧降下素子は、シリコン基板表面の絶縁膜上に形成された多結晶シリコン層を用いたことを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
13. 請求項１０または請求項１１に記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１及び第２の電圧降下素子は、シリコン基板表面の絶縁膜上に形成された多結晶シリコン層を用いたことを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
14. 請求項９に記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１〜第４の電圧降下素子はシリコン基板表面の絶縁膜上に形成され、蛇行パターン形状に加工された金属配線層を用いたことを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
15. 請求項１０または請求項１１に記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１及び第２の電圧降下素子はシリコン基板表面の絶縁膜上に形成され、蛇行パターン形状に加工された金属配線層を用いたことを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
16. 請求項９に記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１〜第４の電圧降下素子はシリコン基板表面の絶縁膜上に形成され、スパイラル形状パターンに加工された金属配線層を用いたことを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
17. 請求項１０または請求項１１に記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記第１及び第２の電圧降下素子はシリコン基板表面の絶縁膜上に形成され、スパイラル形状パターンに加工された金属配線層を用いたことを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
18. 請求項１４乃至１７のいずれかに記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記金属配線層は、アルミニウム配線層であることを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
19. 請求項１２乃至１８のいずれかに記載のＲＦ通信用半導体集積回路において、
    前記絶縁膜は、ＳｉＯ_２膜であることを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。

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