JP2007180634A - 直交ミキサ回路およびrf通信用半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】直交ミキサ回路において、トランジスタQI3〜6とトランジスタQQ3〜6のベースに入力する90度異なるローカル信号は、振幅が大きくても、抵抗RI3,4、抵抗RQ3,4、容量C1,2により干渉を抑圧されると共に、容量C1,2により直流バイアスの変化が生ずることはないので、2次歪のバラツキを抑圧することができる。さらに、容量C1,2は、トランジスタQI1,2、抵抗R5よりなる差動回路と、トランジスタQQ1,2、抵抗R5よりなる差動回路の電流出力を合成するので、消費電流も削減できる。
【選択図】図1
Description
電流源IEI1の電流=電流源IEI2の電流
=電流源IEQ1の電流=電流源IEQ2の電流
トランジスタQI1,QI2,QQ1,QQ2は同一サイズ、同一形状、同一特性
トランジスタQI3〜6,QQ3〜6は同一サイズ、同一形状、同一特性
RI1の抵抗値=RI2の抵抗値=RQ1の抵抗値=RQ2の抵抗値=RL
RI6の抵抗値=RI7の抵抗値=RQ6の抵抗値=RQ7の抵抗値
RI5の抵抗値=RQ5の抵抗値=RE
R1の抵抗値=R2の抵抗値
C3の容量値=C4の容量値
である。
トランジスタQI1のベース電圧=トランジスタQI2のベース電圧
=トランジスタQQ1のベース電圧=トランジスタQQ2のベース電圧
トランジスタQI3のベース電圧=トランジスタQI4のベース電圧
=トランジスタQI5のベース電圧=トランジスタQI6のベース電圧
=トランジスタQQ3のベース電圧=トランジスタQQ4のベース電圧
=トランジスタQQ5のベース電圧=トランジスタQQ6のベース電圧
トランジスタQI1のベース電圧>トランジスタQI1のエミッタ電圧
トランジスタQI1のコレクタ電圧>トランジスタQI1のエミッタ電圧
トランジスタQI2のベース電圧>トランジスタQI2のエミッタ電圧
トランジスタQI2のコレクタ電圧>トランジスタQI2のエミッタ電圧
トランジスタQI3,5のコレクタ電圧>トランジスタQI3,5のエミッタ電圧
トランジスタQI4,6のコレクタ電圧>トランジスタQI4,6のエミッタ電圧
トランジスタQQ1のベース電圧>トランジスタQQ1のエミッタ電圧
トランジスタQQ1のコレクタ電圧>トランジスタQQ1のエミッタ電圧
トランジスタQQ2のベース電圧>トランジスタQQ2のエミッタ電圧
トランジスタQQ2のコレクタ電圧>トランジスタQQ2のエミッタ電圧
トランジスタQQ3,5のコレクタ電圧>トランジスタQQ3,5のエミッタ電圧
トランジスタQQ4,6のコレクタ電圧>トランジスタQQ4,6のエミッタ電圧
であるとする。
iRF
=トランジスタQI1のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)−
トランジスタQI2のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)
=トランジスタQI1のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)−
トランジスタQI2のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)
=vRF/RE
となる。
電流源IE1の電流=電流源IE2の電流
トランジスタQI1のエミッタ電流+トランジスタQQ1のエミッタ電流
=電流源IE1の電流
トランジスタQI2のエミッタ電流+トランジスタQQ2のエミッタ電流
=電流源IE2の電流
トランジスタQI1のエミッタ電流=トランジスタQQ1のエミッタ電流
トランジスタQI2のエミッタ電流=トランジスタQQ2のエミッタ電流
RI3の抵抗値=RI4の抵抗値=RQ3の抵抗値=RQ4の抵抗値=RC
である。
IIP2[dBm]=2×Pin[dBm]+GP[dB]−S[dBm]
と定義される。ここで、Δf[Hz]は直交ミキサ回路の出力所望帯域内にある周波数である。
電流源IE1の電流=電流源IE2の電流
トランジスタQI1,QI2,QQ1,QQ2は同一サイズ、同一形状、同一特性
トランジスタQI3〜6,QQ3〜6は同一サイズ、同一形状、同一特性
RI1の抵抗値=RI2の抵抗値=RQ1の抵抗値=RQ2の抵抗値=RL
RI6の抵抗値=RI7の抵抗値=RQ6の抵抗値=RQ7の抵抗値
RI3の抵抗値=RI4の抵抗値=RQ3の抵抗値=RQ4の抵抗値=RC
R5の抵抗値=RE
R1の抵抗値=R2の抵抗値
C1の容量値=C2の容量値
C3の容量値=C4の容量値
である。
トランジスタQI1のエミッタ電流+トランジスタQQ1のエミッタ電流
=電流源IE1の電流
トランジスタQI2のエミッタ電流+トランジスタQQ2のエミッタ電流
=電流源IE2の電流
トランジスタQI1のエミッタ電流=トランジスタQQ1のエミッタ電流
トランジスタQI2のエミッタ電流=トランジスタQQ2のエミッタ電流
トランジスタQI1のベース電圧=トランジスタQI2のベース電圧
=トランジスタQQ1のベース電圧=トランジスタQQ2のベース電圧
トランジスタQI3のベース電圧=トランジスタQI4のベース電圧
=トランジスタQI5のベース電圧=トランジスタQI6のベース電圧
=トランジスタQQ3のベース電圧=トランジスタQQ4のベース電圧
=トランジスタQQ5のベース電圧=トランジスタQQ6のベース電圧
トランジスタQI1のベース電圧>トランジスタQI1のエミッタ電圧
トランジスタQI1のコレクタ電圧>トランジスタQI1のエミッタ電圧
トランジスタQI2のベース電圧>トランジスタQI2のエミッタ電圧
トランジスタQI2のコレクタ電圧>トランジスタQI2のエミッタ電圧
トランジスタQI3,5のコレクタ電圧>トランジスタQI3,5のエミッタ電圧
トランジスタQI4,6のコレクタ電圧>トランジスタQI4,6のエミッタ電圧
トランジスタQQ1のベース電圧>トランジスタQQ1のエミッタ電圧
トランジスタQQ1のコレクタ電圧>トランジスタQQ1のエミッタ電圧
トランジスタQQ2のベース電圧>トランジスタQQ2のエミッタ電圧
トランジスタQQ2のコレクタ電圧>トランジスタQQ2のエミッタ電圧
トランジスタQQ3,5のコレクタ電圧>トランジスタQQ3,5のエミッタ電圧
トランジスタQQ4,6のコレクタ電圧>トランジスタQQ4,6のエミッタ電圧
であるとする。
トランジスタQI1のエミッタ電流+トランジスタQQ1のエミッタ電流
=電流源IE1の電流
トランジスタQI2のエミッタ電流+トランジスタQQ2のエミッタ電流
=電流源IE2の電流
トランジスタQI1のエミッタ電流=トランジスタQQ1のエミッタ電流
トランジスタQI2のエミッタ電流=トランジスタQQ2のエミッタ電流
となる。
iRFi
=トランジスタQI1のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)−
トランジスタQI2のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)
iRFq
=トランジスタQI1のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)−
トランジスタQI2のコレクタ電流のRF信号電流(交流成分)
iRFi+iRFq=vRF/RE
となる。
抵抗RI3,4からトランジスタQI3〜6へ流入する電流の信号周波数成分をiRFI、
抵抗RQ3,4からトランジスタQQ3〜6へ流入する電流の信号周波数成分をiRFQ
とする。当然、素子バラツキがなければ、
iRFI=iRFQ
である。
IIP2[dBm]=2×Pin[dBm]+GP[dB]−S[dBm]
と定義される。ここで、Δf[Hz]は直交ミキサ回路の出力所望帯域内にある周波数である。
図3の直交ミキサ回路では
I出力のIIP2=30.1dBm
Q出力のIIP2=45.1dBm
であったのに対し、図1の直交ミキサ回路では、
I出力のIIP2=51.4dBm
Q出力のIIP2=46.5dBm
となり、I出力のIIP2とQ出力のIIP2のどちも良好な特性になることが確認できた。
I出力のIIP2=65.7dBm
Q出力のIIP2=52.8dBm
となった。前段に低雑音増幅器がない分、良好な結果となり、しかも、I出力のIIP2とQ出力のIIP2のどちも良好な特性になることが確認できた。
Claims (4)
- 入力端子と、
前記入力端子からの信号電圧を信号電流に変換する2つの同一な機能を有する第1および第2の電圧−電流変換回路と、
前記第1の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第1の直流電流源と、
前記第2の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第2の直流電流源と、
ローカル信号発振器と、
前記ローカル信号発振器のローカル信号位相を90度進めた或いは遅らせたローカル信号を出力する90度移相回路と、
前記第1の電圧−電流変換回路の第1の出力電流と前記第2の電圧−電流変換回路の第2の出力交流電流との和電流を第1の出力電流として出力する第1の電流合成回路と、
前記第1の電圧−電流変換回路の第1の出力交流電流と前記第2の電圧−電流変換回路の第2の出力電流との和電流を第2の出力電流として出力する第2の電流合成回路と、
前記ローカル信号発振器のローカル信号のタイミングで前記第1の電流合成回路の第1の出力電流を切り替える第1の電流スイッチ回路と、
前記90度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第2の電流合成回路の第2の出力電流を切り替える第2の電流スイッチ回路と、
前記第1の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第1の電流−電圧変換回路と、
前記第2の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第2の電流−電圧変換回路と、を有することを特徴とする直交ミキサ回路。 - 請求項1記載の直交ミキサ回路において、
前記第1の電流合成回路の第1の出力電流の出力端子と前記第2の電流合成回路の第2の出力電流の出力端子とでは電圧の振幅が異なることを特徴とする直交ミキサ回路。 - 請求項2記載の直交ミキサ回路において、
前記第1の電圧−電流変換回路のバイアス電流と前記第2の電圧−電流変換回路のバイアス電流の和は、前記第1の電流スイッチ回路のバイアス電流と前記第2の電流スイッチ回路のバイアス電流との和以上であることを特徴とする直交ミキサ回路。 - RF受信信号電圧または前記RF受信信号電圧から変換されたIF受信信号電圧を受け、180度位相の異なる第1及び第2のRF受信信号電流、又は180度位相の異なる第1及び第2のIF受信信号電流に変換する第1の差動回路と、
RF受信信号電圧または前記RF受信信号電圧から変換されたIF受信信号電圧を受け、180度位相の異なる第3及び第4のRF受信信号電流、又は180度位相の異なる第3及び第4のIF受信信号電流に変換する第2の差動回路と、
ローカル信号発振器と、
前記ローカル信号発振器のローカル信号位相を90度進め又は遅らせたローカル信号を出力する90度移相回路と、
電流を入力する第1の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器のタイミングで前記第1の電流入力端子に入力される電流を切り替え、180度位相の異なる第1及び第2のI出力信号電流に変換する第3の差動回路と、
電流を入力する第2の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器と180度位相の異なるタイミングで前記第2の電流入力端子に入力される電流を切り替え、180度位相の異なる第3及び第4のI出力信号電流に変換する第4の差動回路と、
電流を入力する第3の電流入力端子を有し、前記90度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記90度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第3の電流入力端子に入力される電流を切り替え、180度位相の異なる第1及び第2のQ出力信号電流に変換する第5の差動回路と、
電流を入力する第4の電流入力端子を有し、前記90度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記90度移相回路の出力であるローカル信号と180度位相の異なるタイミングで前記第4の電流入力端子に入力される電流を切り替え、180度位相の異なる第3及び第4のQ出力信号電流に変換する第6の差動回路と、
前記第1のI出力信号電流と前記第3のI出力信号電流を加算接続して第5のI信号電流を出力する第1のI信号電流加算接続部と、
前記第2のI出力信号電流と前記第4のI出力信号電流を加算接続して第6のI信号電流を出力する第2のI信号電流加算接続部と、
前記第1のQ出力信号電流と前記第3のQ出力信号電流を加算接続して第5のQ信号電流を出力する第1のQ信号電流加算接続部と、
前記第2のQ出力信号電流と前記第4のQ出力信号電流を加算接続して第6のQ信号電流を出力する第2のQ信号電流加算接続部と、を有するギルバートセル型直交ミキサ回路を具備したRF通信用半導体集積回路であって、
前記第1の差動回路の第1のRF受信信号電流又は第1のIF受信信号電流は、第1の電圧降下素子を介して前記第1の電流入力端子へ接続され、
前記第2の差動回路の第3のRF受信信号電流又は第3のIF受信信号電流は、第2の電圧降下素子を介して前記第3の電流入力端子へ接続されると共に、第1の容量を用いて第1のRF受信信号電流又は第1のIF受信信号電流と第3のRF受信信号電流又は第3のIF受信信号電流を加算接続し、
前記第1の差動回路の第2のRF受信信号電流又は第2のIF受信信号電流は、第3の電圧降下素子を介して前記第2の電流入力端子へ接続され、
前記第2の差動回路の第4のRF受信信号電流又は第4のIF受信信号電流は、第4の電圧降下素子を介して前記第4の電流入力端子へ接続されると共に、第2の容量を用いて第2のRF受信信号電流又は第2のIF受信信号電流と第4のRF受信信号電流又は第4のIF受信信号電流を加算接続されて成ることを特徴とするRF通信用半導体集積回路。
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