JP2004171933A

JP2004171933A - Induction heating device

Info

Publication number: JP2004171933A
Application number: JP2002336456A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Fujita; 篤志藤田; Motonari Hirota; 泉生弘田; Yuji Fujii; 裕二藤井; Takahiro Miyauchi; 貴宏宮内; Koji Niiyama; 浩次新山
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-11-20
Filing date: 2002-11-20
Publication date: 2004-06-17
Anticipated expiration: 2022-11-20
Also published as: JP3997897B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an induction heating device which stably heats even when a resonance frequency is sharply changed by the movement or the like of an object to be heated. <P>SOLUTION: On the induction heating device, a control means 40 increases the output of an inverter 31 by reducing a driving frequency, and reduces the output of the inverter 31 by increasing the driving frequency of the inverter 31 when a detected result of a short circuit mode detecting means 48 detects the short circuit mode. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場等で使用される誘導加熱調理器、誘導加熱を利用した湯沸かし器、加温装置等の誘導加熱装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱装置の例として、誘導加熱調理器について説明する。誘導加熱調理器では、加熱コイルから高周波磁界が発生し、加熱コイル近傍に置かれた金属製の鍋等の被加熱体に電磁誘導によって渦電流が発生し、被加熱体が加熱される。
【０００３】
従来の誘導加熱調理器の例として、例えば特許文献１に開示された例を説明する。図５は、従来の誘導加熱調理器の全体の電気的構成を示している。図において、商用交流電源１の両端子は、その一方にコイル２を介して整流ブリッジ回路３の交流入力端子に接続されており、整流ブリッジ回路３の直流出力端子は、直流母線４ａ、４ｂに接続されている。
【０００４】
直流母線４ａ、４ｂには、平滑コンデンサ５が接続されていると共に、上アーム側のＮＰＮ形トランジスタ６及び下アーム側のＮＰＮ形トランジスタ７からなるハーフブリッジ型のインバータ主回路８が接続されている。インバータ主回路８の出力端子８ａと直流母線４ｂとの間には、加熱コイル２１Ａ、２１Ｂ及び共振コンデンサ２２Ａ、２２Ｂが接続されている。
【０００５】
また、平滑コンデンサ５とインバータ主回路８との間における直流母線４ａには、トランジスタ１３のコレクタ、エミッタ及びコイル１４が介挿されている。トランジスタ１３のエミッタと直流母線４ｂとの間にはフライホイールダイオード１５が接続されており、コイル１４のインバータ主回路８側には、平滑コンデンサ１６が接続されている。
【０００６】
トランジスタ１３、コイル１４、ダイオード１５及び平滑コンデンサ１６は、降圧チョッパ回路（電圧変換手段）１７を構成している。
【０００７】
また、加熱コイル２１Ａ及び共振コンデンサ２２Ａからなる直列共振回路２３Ａは、アルミニウムや銅などの非磁性材からなる鍋の加熱用であり、その共振周波数は、例えば１００ｋＨｚ程度に設定されている。加熱コイル２１Ｂ及び共振コンデンサ２２Ｂからなる直列共振回路２３Ｂは、鉄などの磁性材からなる鍋の加熱用であり、その共振周波数は、例えば２０数ｋＨｚ程度に設定されている。共振回路２３Ａ、２３Ｂは図示されていない鍋材質判定手段によって判定された鍋の材質に応じて切替えスイッチ２０により切り替えられる。
【０００８】
このように構成された誘導加熱調理器において、加熱出力の調整を、インバータ主回路８に駆動電源として供給される直流電圧のレベルを変化させて行うようにしており、インバータ主回路８の駆動周波数を常に共振回路２３Ａまたは２３Ｂの共振周波数に一致させる。鍋がアルミニウムや銅などの非磁性材である場合に対応して、共振回路２３Ａの共振周波数を１００ｋＨｚ程度に設定しても、インバータ主回路８の駆動周波数を常にその共振周波数に一致させることで、インバータ主回路８のトランジスタ６、７のスイッチング損失を増加させることがない。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１１−２６０５４２号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、使用者が調理動作中において鍋を移動させた場合、共振周波数は大きく変化する。例えば、鍋を加熱コイル中心付近よりずらした状態から戻した場合には、共振周波数が急激に上昇する。前記従来の構成では、何らかのフィードバックにより、共振周波数でインバータ主回路８が動作するよう制御するが、共振周波数の変化に対してフィードバックが遅れると、図６に示すように駆動周波数が共振周波数より低くなり、トランジスタ６、７に電圧が残った状態で導通するモード（短絡モード）が発生する。短絡モードでは、トランジスタ６、７駆動開始時に過大な電流が流れるため、トランジスタ６、７の耐量を超え、破壊に至る場合がある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明は、高周波磁界を発生し被加熱体を加熱する加熱コイルと、共振コンデンサと、スイッチング素子とを有し、前記加熱コイルと前記共振コンデンサの直列共振により共振するインバータと、前記スイッチング素子の導通時間及び駆動周波数を変更して前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に電圧が加わった状態で前記スイッチング素子が導通する短絡モードが起きたことを検知する短絡モード検出手段とを備え、前記制御手段は、駆動周波数を低下して前記インバータの出力を増加させるとともに前記短絡モード検出手段の検知結果が前記短絡モードを検知すると前記インバータの駆動周波数を高くして前記インバータの出力を下げる誘導加熱装置とするものである。
【００１２】
これによって、被加熱体の移動などによる共振周波数の変化で生じる短絡モードを検知し、所定の制御を行う誘導加熱装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、高周波磁界を発生し被加熱体を加熱する加熱コイルと、共振コンデンサと、スイッチング素子とを有し、前記加熱コイルと前記共振コンデンサの直列共振により共振するインバータと、前記スイッチング素子の導通時間及び駆動周波数を変更して前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に電圧が加わった状態で前記スイッチング素子が導通する短絡モードが起きたことを検知する短絡モード検出手段とを備え、前記制御手段は、駆動周波数を低下して前記インバータの出力を増加させるとともに前記短絡モード検出手段の検知結果が前記短絡モードを検知すると前記インバータの駆動周波数を高くして前記インバータの出力を下げる誘導加熱装置とするものである。
【００１４】
特に低抵抗率金属製の被加熱体が、前記加熱コイル中心からずれた位置より中心付近へ戻された場合、前記被加熱体を含めた前記加熱コイルインダクタンスが急激に減少するため、前記被加熱体を含め共振周波数も同様に急激に上昇する。前記インバータ動作周波数が共振周波数を下回った場合、前記スイッチング素子に電圧が加わった状態で導通開始する短絡モードが発生し、スイッチング損失が増大する現象が生じる。
【００１５】
しかしながら、請求項１記載の発明では、急激な共振周波数の上昇に伴って前記スイッチング素子の短絡モードが発生し、前記短絡モード検出手段が短絡モードを検知すると、前記制御手段は前記インバータ動作周波数を共振周波数よりも高くするために、短絡モードがなくなり、前記スイッチング素子のスイッチング損失の急激な増大を抑制し、安定に加熱を行うことが出来る。
【００１６】
請求項２に記載の発明は、短絡モード検出手段は、スイッチング素子の駆動信号と、前記スイッチング素子の電圧と、前記スイッチング素子の電流とのうちの少なくとも１つの検出結果に基づき短絡モードを検出するものである。短絡モードは前記インバータ動作周波数が共振周波数を下回る際に生じる現象であるから、周波数検出手段による短絡モードも可能ではあるが、一般に構成が複雑となる。
【００１７】
請求項２に記載の発明により、短絡モードを検知するために複雑な回路を使用することなく、比較的構成が簡単で、測定が容易な回路で短絡モードの検出を行うことが出来る。
【００１８】
請求項３に記載の発明は、インバータの出力の大きさを検出する出力検出手段を備え、制御手段は、短絡モード検出手段が短絡モードを検知した時点で、前記出力検出手段の検知した前記インバータの出力の大きさが所定値より小さい場合には、共振周波数を変え前記インバータの出力を増加させるべく加熱コイルまたは共振コンデンサのすくなくとも１つのインピーダンスを変化させるインピーダンス変更手段を動作するものである。被加熱体を含めた前記加熱コイルの抵抗が大きいければ、共振周波数で前記インバータが動作しても十分に共振電流が流れず、所定の出力が得られない場合が生じる。
【００１９】
前記制御手段は所定の出力を得るよう、前記インバータ動作周波数を下げるなどの出力上昇制御を行うため、前記インバータ動作周波数は共振周波数を下回り、短絡モードが発生する。請求項３に記載の発明では、所定の出力を得られない状態で短絡モードを検知した場合には、加熱コイル、共振コンデンサ及び被加熱体の共振状態が誘導加熱に適さないものと判定し、所定の共振状態を得るべく、前記加熱コイルもしくは前記共振コンデンサのインピーダンスを変化させるべく前記インピーダンス変更手段を動作させることにより、所定の出力を得られる誘導加熱を行うことが出来る。
【００２０】
請求項４に記載の発明は、制御手段は、スイッチング素子の駆動周波数を一定のまま、駆動時間比を変化させることによりインバータの出力の大きさを制御する機能を有し、前記機能を使用する場合には短絡モード検出手段の検知結果に応じた前記インバータの出力制御を禁止することにより、駆動時間比を変化させて発生する短絡モードは共振周波数の変化とは関係がないため、短絡モード検知による制御を禁止することで、例えば、被加熱体の材質に応じて、駆動時間比をほぼ一定のまま駆動周波数を変化させる制御と、駆動周波数を一定のまま駆動時間比を変化させる制御との複数の加熱制御モードを持つことが出来る。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、制御手段は、加熱開始時に、インバータが所定値より低い出力であると、短絡モード検出手段の検知結果に応じた前記インバータの出力制御を禁止することより、加熱開始時、スイッチング素子に過大な短絡電流が流れて負荷が増大しないよう、駆動時間を最小から徐々に長くしていく場合などに生じる短絡モードは、共振周波数の変化とは関係がないため、短絡モード検知による前記インバータ出力の制御を行わず、安定した加熱を行うことが出来る。
【００２２】
請求項６に記載の発明は、インバータを所定の動作状態で動作すべく設定するための動作設定手段と、短絡モード検出手段の検知結果に応じて制御手段が前記インバータの出力を抑制する際に使用する第１の制御値を記憶する記憶手段とを備え、前記制御手段は、前記動作設定手段の出力信号に応じて、第２の制御値が得られるように前記インバータを動作させるとともに、その際に測定した第３の制御値に応じて前記第１の制御値を変更するものである。
【００２３】
共振周波数は、前記加熱コイルや前記共振コンデンサの容量、前記加熱コイルと前記被加熱体との距離をはじめとする前記インバータばらつきによって大きく左右され、特に前記被加熱体が低抵抗率金属であった場合に顕著となる。そのため、短絡モード検知時に行われる制御手段の第１の制御値が一定であると、共振周波数に対して駆動周波数が高くならず、短絡モードが継続する場合や、共振周波数に対して駆動周波数が過度に高く設定され、インバータ出力が低くなり過ぎて復帰に時間がかかる場合が生じ、実使用上問題である。
【００２４】
請求項６に記載の発明により、それぞれの誘導加熱装置が持つ前記インバータばらつきを含めた第１の制御値を設定することが可能であるため、短絡モードが継続することなく、前記インバータの出力を下げすぎることなく、安定に加熱を継続することが可能になる。
【００２５】
請求項７に記載の発明は、第２の制御値をインバータの入力電流とする、または第３の制御値をスイッチング素子の駆動周波数とすることにより、入力電力制御に必要となる出力検出手段と兼ねる、またはスイッチング素子の駆動周波数より共振周波数を推定することが可能となり、新たに回路を追加することなく、第１の制御値の変更が可能となる。
【００２６】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２７】
（実施例１）
図１は、本実施例の誘導加熱装置の回路構成を示す図である。
【００２８】
電源２４は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路２５の入力端に接続される。整流回路２５の出力端間に第１の平滑コンデンサ２６が接続される。整流回路２５の出力端間には、さらにチョークコイル２７と第１のスイッチング素子２８の直列接続対が接続される。加熱コイル２９は被加熱体である鍋３０と対向して配置されている。
【００２９】
３１はインバータであり、第２の平滑コンデンサ３２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路２５の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ３２の高電位側端子は第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）３３の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）３３の低電位側端子はチョークコイル２７と第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）２８の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル２９と共振コンデンサ３４の直列接続体が第１のスイッチング素子２８に並列に接続される。
【００３０】
第１の逆導通素子３５（第１のダイオード）は第１のスイッチング素子２８に逆並列に接続（第１のダイオード３５のカソードと第１のスイッチング素子２８のコレクタとを接続）され、第２の逆導通素子３６（第２のダイオード）は第２のスイッチング素子３３に逆並列に接続される。補正用共振コンデンサ３８とリレー３９の直列接続体は共振コンデンサ３４に並列に接続されている。リレー３９は、前記共振コンデンサ３４のインピーダンスを変更する（前記補正用共振コンデンサ３８を並列に接続する）ためのインピーダンス変更手段である。制御手段４０は、第１のスイッチング素子２８を駆動する第１の駆動手段４３と、第２のスイッチング素子３３を駆動する第２の駆動手段４４と、リレー３９の駆動コイル（図示せず）に信号を出力する。
【００３１】
また、制御手段４０は、電源２４からの入力電流を検知するカレントトランス４１と、加熱コイル２９の電圧を検知する電圧検知手段４２の検知信号を入力するとともに、鍋３０の材質を判別する材質判別手段を内包する。
【００３２】
また、４５は第２の駆動手段４４による第２のスイッチング素子３３駆動信号を検知する信号検知手段、４６は第２のスイッチング素子３３の電圧を検知する電圧検知手段である。４７は比較回路であり、信号検知手段４５及び電圧検知手段４６出力が所定値より低いと判断すれば、制御手段４０に信号を出力する。信号検知手段４５、電圧検知手段４６及び比較回路４７により、第１のスイッチング素子２８短絡モードを検知する短絡モード検出手段４８が構成される。
【００３３】
また、４９は、制御手段４０に接続され、短絡モード検出手段４８検知結果に応じて行われる制御手段４０の制御値を保持する記憶手段、５０は、使用者が動作開始、停止、出力調整等を行うための動作設定手段である。
【００３４】
以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。電源２４は整流回路２５により全波整流され、整流回路２５の出力端に接続された第１の平滑コンデンサ２６に供給される。この第１の平滑コンデンサ２６はインバータ３１に高周波電流を供給する供給源として働く。
【００３５】
図２、図３は上記回路における各部波形を示す図であり、図２は鍋３０の材質が低抵抗率金属であるアルミなどのものの場合である。
【００３６】
図２（ａ）は第１のスイッチング素子２８と第１の逆導通素子３５に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子３３と第２の逆導通素子３６に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子２８駆動制御端子電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子３３駆動制御端子電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル２９に流れる電流をそれぞれ示している。
【００３７】
第１の駆動手段４３は、制御手段４０からの信号に基づき、時点ｔ０から時点ｔ１まで図２（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子２８駆動制御端子に駆動期間がＴ１（約２４μ秒）である駆動信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第１のスイッチング素子２８及び第１の逆導通素子３５と、加熱コイル２９と、共振コンデンサ３４で形成される閉回路で共振し、鍋３０がアルミ製などの鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル２９の巻き数（４４Ｔ）と共振コンデンサ３４の容量（０．０３μＦ）と、駆動期間Ｔ１が設定されている。チョークコイル２７はこの第１のスイッチング素子２８の駆動期間Ｔ１において、第１の平滑コンデンサ２６の静電エネルギを磁気エネルギとして蓄える。
【００３８】
次に、第１のスイッチング素子２８に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第１のスイッチング素子２８の順方向に電流が流れている時点で第１のスイッチング素子２８の駆動が停止される。
【００３９】
第１のスイッチング素子２８の遮断後、第１のスイッチング素子２８のコレクタと接続されたチョークコイル２７の端子電圧が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ３２の電位を越えると、第２の逆導通素子３６を通して第２の平滑コンデンサ３２に充電して、チョークコイル２７に蓄えた磁気エネルギを放出する。
【００４０】
第２の平滑コンデンサ３２の電圧は、整流回路２５の出力電圧のピーク値よりも高くなるよう昇圧される。昇圧されるレベルは第１のスイッチング素子２８の駆動期間に依存し、駆動期間が長くなると第２の平滑コンデンサ３２に発生する電圧が高くなる傾向にある。
【００４１】
このように、第２の平滑コンデンサ３２−第２のスイッチング素子３３あるいは第２の逆導通素子３６−加熱コイル２９−共振コンデンサ３４で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ３２の電圧レベルが昇圧されることにより、図２（ａ）で示す第１のスイッチング素子２８に流れる共振電流の尖頭値、及び共振経路を変えて継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子３３に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、高導電率で非磁性であるアルミなどの鍋を高出力で誘導加熱し、かつ出力を連続的に増減して制御するように出来る。
【００４２】
また、図２（ｃ）、（ｄ）で示すように、第２の駆動手段４４は、制御手段４０からの信号に基づき、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時遮断期間後の時点ｔ２において、第２のスイッチング素子３３駆動制御端子に駆動信号を出力する。この結果、同図（ｂ）に示すように加熱コイル２９−共振コンデンサ３４−第２のスイッチング素子３３または第２の逆導通素子３６−第２の平滑コンデンサ３２とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第１のスイッチング素子２８が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３倍の周期の共振電流が流れる。
【００４３】
従って、加熱コイル２９に流れる電流は、図２（ｅ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３の駆動周期（Ｔ１とＴ２と同時遮断期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル２９に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。
【００４４】
図３は鍋３０の材質がアルミなどに比較して高抵抗率である鉄系のものの場合である。
【００４５】
図３（ａ）は第１のスイッチング素子２８と第１の逆導通素子３５に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子３３と第２の逆導通素子３６に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子２８駆動制御端子電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子３３駆動制御端子電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル２９に流れる電流をそれぞれ示している。
【００４６】
この場合においても、基本的な動作は図２に示すような、鍋３０の材質が低抵抗率であるアルミなどの場合と変わらない。しかしながら、鉄系の鍋を誘導加熱するには、共振電流周波数が従来の約２０ｋＨｚ程度で十分であるため、共振電流が約２０ｋＨｚになるよう、リレー３９を投入して、共振コンデンサ３４（０．０３μＦ）と補正用共振コンデンサ３８（０．２１μＦ）が電気的に並列接続されるよう切り換える。
【００４７】
さらに、第１のスイッチング素子２８と第２のスイッチング素子３３を一定の周波数（約２３ｋＨｚ）で所定の出力となるよう、駆動時間比で設定する。共振電流は約２０ｋＨｚ程度になるよう共振コンデンサ３４及び補正用共振コンデンサ３８が接続されているため、第１のスイッチング素子２８に流れる共振電流は第２番目のピークとなる前に駆動が停止される。
【００４８】
次に、起動時から安定動作までの一連の動作について説明する。制御手段４０はリレー３９を遮断状態にし、約３６ｋＨｚの駆動周波数で第１のスイッチング素子２８と第２のスイッチング素子３３を交互に駆動する。起動直後の短絡電流による第１及び第２のスイッチング素子２８、３３破壊を防止するために、起動時には、第１のスイッチング素子２８駆動時間を最小となるよう駆動し（本実施例では、約２μ秒）、徐々に所定の駆動時間比（本実施例では第１のスイッチング素子２８駆動時間比が約０．２５）になるよう制御する。
【００４９】
所定の駆動時間比に達した後は、駆動時間比を固定したまま、約３０ｋＨｚとなるまで駆動周波数を挿引する。その間に制御手段４０は、電源２４からの入力電流を検知するカレントトランス４１の検知出力、加熱コイル２９の電圧を検知する電圧検知手段４２の検知出力の関係から、鍋３０の材質を判別する。このとき、駆動時間比を変化させるため、加熱コイル２９に流れる共振電流に対する第１及び第２のスイッチング素子２８、３３のスイッチングタイミングによっては、短絡モードの発生が不可避となる。
【００５０】
しかしながら、この現象は鍋３０の移動などによる共振周波数の変化とは関係のない現象であり、またインバータ３１出力が小さく、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３損失も抑えられるため、短絡モード検出手段４８に応じた制御手段４０による制御を行わない。
【００５１】
鍋３０が鉄などの高抵抗金属製であると判別した場合、制御手段４０は加熱を一時停止し、共振コンデンサ３４と補正用共振コンデンサ３８が並列接続されるよう、リレー３９を投入し、再度加熱を開始する。制御手段４０は、第１のスイッチング素子２８駆動時間を最小で、駆動周波数が約２０ｋＨｚとなるようにして駆動開始し、駆動周波数固定のまま、徐々に駆動時間比を増加させて所定の出力が得られるよう制御する。駆動周波数を固定とするのは、上記のように加熱コイル２９に流れる共振電流が約２０ｋＨｚになるよう設定しており、かつ隣接の加熱コイル（図示せず）との共振電流周波数の差により電磁音が発生しないようにするためである。
【００５２】
また、上記のように駆動周波数固定で、駆動時間比を変化させた場合、短絡モードの発生が不可避となる状態があり得る。しかしながら、この現象は鍋３０の移動などによる共振周波数の変化とは関係のない現象であり、また鍋３０が高抵抗金属で共振電流が少なく、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３損失も抑えられるため、短絡モード検出手段４８に応じた制御手段４０による制御を行わない。
【００５３】
一方、鍋３０がアルミなどの低抵抗金属製であると判別した場合、制御手段４０は第１のスイッチング素子２８駆動時間比が約０．５となるよう設定し、徐々に駆動周波数を下げ、所定の出力が得られるよう制御する。制御手段４０は、カレントトランス４１から得られる検知出力から判断し、出力が所定値よりも小さければ制御手段４０が制御可能な最小単位の数倍で、所定値より大きければ最小単位で駆動周波数を変化させる。
【００５４】
また、ほぼ所定出力が得られたと判断すれば、出力の微調整が可能なように、駆動時間比を約０．４９から約０．５１まで可変とし制御を行う。本実施例では、鍋３０が通常のアルミ鍋である場合、第１のスイッチング素子２８駆動周波数が約２０ｋＨｚで加熱コイル２９に流れる共振電流周波数が約６０ｋＨｚとなり、最大出力（本実施例では２０００Ｗ）が得られるよう設定されている。
【００５５】
このとき、使用者が調理動作中において鍋を移動させた場合、共振周波数は大きく変化する。例えば、鍋を加熱コイル中心付近よりずらした状態から戻した場合には、鍋３０を含む加熱コイル２９のインダクタンスが減少するために、共振周波数が急激に上昇する。
【００５６】
本実施例では、駆動周波数が共振周波数の約１／３倍となるよう制御しているが、駆動周波数が共振周波数の１／３倍を下回る状態になると、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３は短絡モードとなり、それぞれのスイッチング素子に電圧が残っている状態で駆動を開始するため、過大な短絡電流が流れて第１及び第２のスイッチング素子２８、３３が破壊に至る場合がある。
【００５７】
しかしながら、本実施例においては、短絡モード検出手段４８により短絡モードを検知し、制御手段４０は記憶手段４９に保持されている所定の制御値だけ駆動周波数を上げて、駆動周波数を共振周波数から遠ざけてインバータ３１出力を低下させる制御を行う。
【００５８】
なお、鍋３０が、鉄などの高抵抗金属とアルミなどの低抵抗金属との中間の特性を有し、さらに、上記の鍋３０材質判別動作において低抵抗金属製と判別された場合、抵抗が比較的高く、駆動周波数を変化させても十分な共振電流が流れないために所定の出力が得られない。制御手段４０は、所定出力を得るよう駆動周波数を下げる動作を行うため、駆動周波数が共振周波数の１／３倍を下回り、短絡モードが発生する場合がある。
【００５９】
本実施例では、カレントトランス４１により電源２４からの入力電流、つまりインバータ３１出力を検知することにより、所定値（本実施例では約１２００Ｗ）より低い出力で短絡モードを検知した場合、低抵抗金属製鍋３０加熱用の制御では不適と判別し、高抵抗金属製鍋３０加熱用制御に移行する。
【００６０】
次に、短絡モード検出手段４８による短絡モード検出動作について説明する。図４は、短絡モード時における第１及び第２のスイッチング素子波形を示しており、図４（ａ）は第１のスイッチング素子２８と第１の逆導通素子３５に流れる電流を、図４（ｂ）は第２のスイッチング素子３３と第２の逆導通素子３６に流れる電流を、図４（ｃ）は第１のスイッチング素子２８駆動制御端子電圧（駆動信号）を、図４（ｄ）は第２のスイッチング素子３３駆動制御端子電圧（駆動信号）を、図４（ｅ）は第１のスイッチング素子２８にかかる電圧を、図４（ｆ）は第２のスイッチング素子３３にかかる電圧を、図４（ｇ）は比較回路４７出力を示している。これらの波形は、特に、鍋の移動などにより、共振周波数が急激に上昇し、駆動周波数が共振周波数の１／３倍を下回る場合を示すものである。
【００６１】
第２のスイッチング素子３３遮断前後の、第２の逆導通素子３６導通期間Ｔ１では、第２の駆動手段４４からの駆動信号が停止し、第２のスイッチング素子３３が遮断された状態であっても、次に第１のスイッチング素子２８が駆動開始されるまでは第２の逆導通素子３６が導通を続ける。第１のスイッチング素子２８の駆動開始時には過大な短絡電流が流れ、一方で第２のスイッチング素子３３電圧は急激に上昇する。
【００６２】
上記のように、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３には、同時導通を回避するために、同時遮断期間Ｔ２（本実施例では約１〜２μ秒）が設けられているために、Ｔ１期間においては、第２の駆動手段４４の駆動信号が停止し、かつ第２のスイッチング素子３３電圧がほぼゼロとなる期間が、少なくとも同時遮断期間Ｔ２だけ生じることになる。第２の駆動手段４４による第２のスイッチング素子３３駆動信号を検知する信号検知手段４５の検出結果、第２のスイッチング素子３３の電圧を検知する電圧検知手段４６の検出結果について、比較回路４７はそれぞれ所定値と比較し、双方とも所定値より低いと判断すれば、制御手段４０に信号を出力し、所定の制御を行う。
【００６３】
また、共振周波数は、加熱コイル２９や共振コンデンサ３４の容量、加熱コイル２９と鍋３０との距離をはじめとするインバータ３１ばらつきや、鍋３０径などによって大きく左右されるため、短絡モード検出手段４８による短絡モード検知時に行われる制御手段４０の制御値が一定であると、共振周波数に対して駆動周波数が十分に高くならず、インバータ３１出力が低下しない場合や、共振周波数に対して駆動周波数が過度に高く設定され、インバータ３１出力が低くなり過ぎて復帰に時間がかかる場合が生じる。
【００６４】
本実施例では、所定の鍋３０が加熱コイル２９近傍に置かれた後、動作設定手段５０によって所定の動作設定がなされた場合には、動作設定手段５０から制御手段４０に信号が出力され、制御手段４０はカレントトランス４１検知結果より、インバータ３１の入力電流が所定値となるよう加熱制御を行う。このとき、所定の鍋３０で所定のインバータ３１入力電流が得られたスイッチング素子２８、３３の駆動周波数から演算により、鍋３０の形状や、インバータ３１ばらつきの如何に関わらず、短絡モードにならず、過度にインバータ３１出力を下げることのない駆動周波数を決定し、記憶手段４９に記憶する。
【００６５】
なお、この所定動作設定時には、インバータ３１ばらつきを見越し、スイッチング素子２８、３３駆動周波数の制限を通常より緩やかにして、所定鍋３０であればインバータ３１ばらつきがあったとしても、必ず加熱可能になるよう制御する。
【００６６】
なお、本実施例では、第２のスイッチング素子３３の駆動信号、電圧を検出することにより、第１のスイッチング素子２８の短絡モードを検知する構成について説明したが、これに限定するものではく、この逆の構成であってもよい。
【００６７】
特に本実施例においては、駆動時間比を約０．５としているため、どちらかのスイッチング素子が短絡モードになれば、もう一方のスイッチング素子も短絡モードになるため、両方のスイッチング素子の短絡モードを検出する必要はない。
【００６８】
また、短絡モード検知時には所定の制御値だけ駆動周波数を上げる制御について説明したが、これに限定するものではなく、例えば、第１及び第２のスイッチング素子２８、３３が短絡モードなく動作する所定の周波数を記憶手段に保持しておき、その所定の周波数に駆動周波数を変化させても同様の効果が得られる。
【００６９】
また、信号検知手段４５と電圧検知手段４６を用いた短絡モード検出手段４８について説明したが、これに限定するものではなく、例えば、信号検知手段４５により駆動信号が停止している期間に逆導通素子に電流が流れていることを検知してもよいし、それに類する構成であってもよい。
【００７０】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、被加熱体の移動などによって共振周波数が急激に変化した場合にも、安定して加熱を行う誘導加熱装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１における誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図２】同、各部波形を示す図
【図３】同、各部波形を示す図
【図４】同、短絡モードにおける各部波形を示す特性図
【図５】従来の誘導加熱調理器の電気的構成を示す図
【図６】同、短絡モードにおける各部波形を示す図
【符号の説明】
２８第１のスイッチング素子
２９加熱コイル
３１インバータ
３３第２のスイッチング素子
３４共振コンデンサ
３９リレー（インピーダンス変更手段）
４０制御手段
４１カレントトランス（出力検出手段）
４２電圧検知手段（出力検出手段）
４５信号検知手段
４６電圧検知手段
４８短絡モード検出手段
４９記憶手段
５０動作設定手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction heating cooker used in general households, offices, restaurants, factories, and the like, a water heater using induction heating, and an induction heating device such as a heating device.
[0002]
[Prior art]
As an example of the induction heating device, an induction heating cooker will be described. In an induction heating cooker, a high-frequency magnetic field is generated from a heating coil, an eddy current is generated by electromagnetic induction in a heated object such as a metal pot placed near the heating coil, and the heated object is heated.
[0003]
As an example of a conventional induction heating cooker, for example, an example disclosed in Patent Document 1 will be described. FIG. 5 shows the overall electrical configuration of a conventional induction heating cooker. In the figure, both terminals of a commercial AC power supply 1 are connected to an AC input terminal of a rectifier bridge circuit 3 via a coil 2 on one side, and a DC output terminal of the rectifier bridge circuit 3 is connected to DC buses 4a and 4b. It is connected.
[0004]
A smoothing capacitor 5 is connected to the DC buses 4a and 4b, and a half-bridge type inverter main circuit 8 including an upper-arm NPN transistor 6 and a lower-arm NPN transistor 7 is connected to the DC buses 4a and 4b. . Between the output terminal 8a of the inverter main circuit 8 and the DC bus 4b, heating coils 21A and 21B and resonance capacitors 22A and 22B are connected.
[0005]
Further, a collector, an emitter, and a coil 14 of the transistor 13 are interposed in the DC bus 4 a between the smoothing capacitor 5 and the inverter main circuit 8. A flywheel diode 15 is connected between the emitter of the transistor 13 and the DC bus 4b, and a smoothing capacitor 16 is connected to the coil 14 on the inverter main circuit 8 side.
[0006]
The transistor 13, the coil 14, the diode 15, and the smoothing capacitor 16 constitute a step-down chopper circuit (voltage conversion means) 17.
[0007]
The series resonance circuit 23A including the heating coil 21A and the resonance capacitor 22A is for heating a pan made of a non-magnetic material such as aluminum or copper, and its resonance frequency is set to, for example, about 100 kHz. The series resonance circuit 23B including the heating coil 21B and the resonance capacitor 22B is for heating a pot made of a magnetic material such as iron, and has a resonance frequency set to, for example, about 20 kHz. The resonance circuits 23A and 23B are switched by the changeover switch 20 according to the material of the pan determined by the pan material determining means (not shown).
[0008]
In the induction heating cooker configured as described above, the heating output is adjusted by changing the level of the DC voltage supplied as drive power to the inverter main circuit 8, and the drive frequency of the inverter main circuit 8 is adjusted. Is always matched to the resonance frequency of the resonance circuit 23A or 23B. Even if the resonance frequency of the resonance circuit 23A is set to about 100 kHz corresponding to the case where the pot is made of a non-magnetic material such as aluminum or copper, the drive frequency of the inverter main circuit 8 is always made to match the resonance frequency. In addition, the switching loss of the transistors 6 and 7 of the inverter main circuit 8 does not increase.
[0009]
[Patent Document 1]
JP-A-11-260542
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the user moves the pot during the cooking operation, the resonance frequency changes greatly. For example, when the pan is returned from the state shifted from the vicinity of the center of the heating coil, the resonance frequency sharply increases. In the above-described conventional configuration, the inverter main circuit 8 is controlled to operate at the resonance frequency by some feedback. However, if the feedback is delayed with respect to the change in the resonance frequency, the driving frequency becomes lower than the resonance frequency as shown in FIG. This causes a mode (short-circuit mode) in which the transistors 6 and 7 are turned on with a voltage remaining. In the short-circuit mode, an excessive current flows at the start of driving of the transistors 6 and 7, which may exceed the withstand capability of the transistors 6 and 7 and cause a breakdown.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the conventional problem, the present invention includes a heating coil that generates a high-frequency magnetic field and heats an object to be heated, a resonance capacitor, and a switching element, and a series resonance of the heating coil and the resonance capacitor. An inverter that resonates, a control unit that controls the output of the inverter by changing a conduction time and a driving frequency of the switching element, and a short-circuit mode in which the switching element conducts when a voltage is applied to the switching element occurs. Short-circuit mode detecting means for detecting that the short-circuit mode is detected when the detection result of the short-circuit mode detecting means detects the short-circuit mode while reducing the drive frequency to increase the output of the inverter. This is an induction heating device in which the driving frequency is increased to reduce the output of the inverter.
[0012]
Thus, an object of the present invention is to provide an induction heating device that detects a short-circuit mode caused by a change in a resonance frequency due to movement of a body to be heated and performs predetermined control.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The invention according to claim 1 includes a heating coil that generates a high-frequency magnetic field and heats the object to be heated, a resonance capacitor, and a switching element, and an inverter that resonates by series resonance of the heating coil and the resonance capacitor. Control means for controlling the output of the inverter by changing the conduction time and drive frequency of the switching element, and detecting that a short-circuit mode in which the switching element conducts while a voltage is applied to the switching element has occurred. A short-circuit mode detecting means, wherein the control means lowers the driving frequency to increase the output of the inverter and increases the driving frequency of the inverter when the detection result of the short-circuit mode detecting means detects the short-circuit mode. To reduce the output of the inverter.
[0014]
In particular, when the object to be heated made of a low resistivity metal is returned to a position near the center from a position shifted from the center of the heating coil, the inductance of the heating coil including the object to be heated is sharply reduced. The resonance frequency including the body also rises sharply. When the inverter operating frequency is lower than the resonance frequency, a short-circuit mode in which conduction starts when a voltage is applied to the switching element occurs, and a phenomenon that a switching loss increases occurs.
[0015]
However, according to the first aspect of the present invention, when the short-circuit mode of the switching element occurs with an abrupt increase in the resonance frequency and the short-circuit mode detecting means detects the short-circuit mode, the control means changes the inverter operating frequency. Since the resonance frequency is higher than the resonance frequency, the short-circuit mode is eliminated, and a rapid increase in the switching loss of the switching element can be suppressed, and the heating can be stably performed.
[0016]
According to a second aspect of the present invention, the short-circuit mode detecting means detects a short-circuit mode based on at least one detection result of a driving signal of the switching element, a voltage of the switching element, and a current of the switching element. Things. Since the short-circuit mode is a phenomenon that occurs when the inverter operating frequency falls below the resonance frequency, the short-circuit mode by the frequency detecting means is also possible, but the configuration is generally complicated.
[0017]
According to the second aspect of the present invention, the short-circuit mode can be detected by a circuit having a relatively simple configuration and easy measurement without using a complicated circuit for detecting the short-circuit mode.
[0018]
The invention according to claim 3, further comprising output detection means for detecting the magnitude of the output of the inverter, wherein the control means detects the inverter detected by the output detection means when the short-circuit mode detection means detects the short-circuit mode. If the magnitude of the output is smaller than a predetermined value, impedance changing means for changing at least one impedance of the heating coil or the resonance capacitor to change the resonance frequency and increase the output of the inverter is operated. If the resistance of the heating coil including the object to be heated is large, even if the inverter operates at a resonance frequency, a sufficient resonance current does not flow, and a predetermined output may not be obtained.
[0019]
Since the control means performs output increase control such as lowering the inverter operation frequency so as to obtain a predetermined output, the inverter operation frequency falls below the resonance frequency, and a short circuit mode occurs. In the invention according to claim 3, when the short-circuit mode is detected in a state where the predetermined output is not obtained, it is determined that the resonance state of the heating coil, the resonance capacitor, and the object to be heated is not suitable for induction heating, By operating the impedance changing means to change the impedance of the heating coil or the resonance capacitor to obtain a predetermined resonance state, it is possible to perform induction heating to obtain a predetermined output.
[0020]
According to a fourth aspect of the present invention, the control means has a function of controlling the magnitude of the output of the inverter by changing the drive time ratio while keeping the drive frequency of the switching element constant, and uses the function. In this case, the output control of the inverter according to the detection result of the short-circuit mode detecting means is prohibited, so that the short-circuit mode generated by changing the drive time ratio is not related to the change of the resonance frequency. By prohibiting the control by, for example, depending on the material of the object to be heated, control for changing the drive frequency while keeping the drive time ratio substantially constant, and control for changing the drive time ratio while keeping the drive frequency constant There can be multiple heating control modes.
[0021]
According to a fifth aspect of the present invention, the control unit inhibits the output control of the inverter according to the detection result of the short-circuit mode detection unit when the output of the inverter is lower than a predetermined value at the time of starting the heating. At the start, the short-circuit mode that occurs when the drive time is gradually increased from the minimum so that the load does not increase due to excessive short-circuit current flowing through the switching element is not related to the change in the resonance frequency. Stable heating can be performed without controlling the inverter output by mode detection.
[0022]
According to a sixth aspect of the present invention, when the operation setting means for setting the inverter to operate in a predetermined operation state and the control means suppresses the output of the inverter according to a detection result of the short-circuit mode detection means, Storage means for storing a first control value to be used, wherein the control means operates the inverter so as to obtain a second control value in accordance with an output signal of the operation setting means, The first control value is changed according to the third control value measured at that time.
[0023]
The resonance frequency is greatly affected by the inverter variation including the capacity of the heating coil and the resonance capacitor, the distance between the heating coil and the object to be heated, and particularly, the object to be heated is a low resistivity metal. It becomes noticeable in the case. Therefore, if the first control value of the control means performed at the time of detection of the short circuit mode is constant, the drive frequency does not increase with respect to the resonance frequency, and the short circuit mode continues or the drive frequency increases with respect to the resonance frequency. If the output is set too high and the inverter output becomes too low, it may take time to recover, which is a problem in practical use.
[0024]
According to the invention described in claim 6, it is possible to set the first control value including the inverter variation of each induction heating device, so that the output of the inverter can be set without continuing the short circuit mode. Heating can be stably continued without being lowered too much.
[0025]
According to a seventh aspect of the present invention, the second control value is used as the input current of the inverter, or the third control value is used as the drive frequency of the switching element, so that output detection means required for input power control is provided. Also, the resonance frequency can be estimated from the driving frequency of the switching element, and the first control value can be changed without adding a new circuit.
[0026]
【Example】
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0027]
(Example 1)
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the induction heating device according to the present embodiment.
[0028]
The power supply 24 is a 200 V commercial power supply which is a low frequency AC power supply, and is connected to an input terminal of a rectifier circuit 25 which is a bridge diode. A first smoothing capacitor 26 is connected between output terminals of the rectifier circuit 25. A series connection pair of a choke coil 27 and a first switching element 28 is further connected between the output terminals of the rectifier circuit 25. The heating coil 29 is disposed so as to face the pot 30 that is the object to be heated.
[0029]
Reference numeral 31 denotes an inverter. The low potential side terminal (emitter) of the second smoothing capacitor 32 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 25, and the high potential side terminal of the second smoothing capacitor 32 is connected to a second switching element (IGBT). ) 33 is connected to the high potential side terminal (collector), and the low potential side terminal of the second switching element (IGBT) 33 is connected to the high potential side terminal (collector) of the choke coil 27 and the first switching element (IGBT) 28. Is connected to the connection point. A series connection of the heating coil 29 and the resonance capacitor 34 is connected in parallel to the first switching element 28.
[0030]
The first reverse conducting element 35 (first diode) is connected in antiparallel to the first switching element 28 (the cathode of the first diode 35 and the collector of the first switching element 28 are connected), and the second The reverse conducting element 36 (second diode) is connected to the second switching element 33 in anti-parallel. A series connection of the correction resonance capacitor 38 and the relay 39 is connected in parallel to the resonance capacitor 34. The relay 39 is impedance changing means for changing the impedance of the resonance capacitor 34 (connecting the correction resonance capacitor 38 in parallel). The control means 40 includes a first driving means 43 for driving the first switching element 28, a second driving means 44 for driving the second switching element 33, and a driving coil (not shown) of the relay 39. Output a signal.
[0031]
The control means 40 receives a detection signal of a current transformer 41 for detecting an input current from the power supply 24 and a detection signal of a voltage detection means 42 for detecting a voltage of the heating coil 29, and determines a material of the pot 30. Include means.
[0032]
Reference numeral 45 denotes signal detection means for detecting a driving signal of the second switching element 33 by the second driving means 44, and reference numeral 46 denotes voltage detection means for detecting a voltage of the second switching element 33. Reference numeral 47 denotes a comparison circuit, which outputs a signal to the control means 40 when it determines that the outputs of the signal detection means 45 and the voltage detection means 46 are lower than predetermined values. The signal detection unit 45, the voltage detection unit 46, and the comparison circuit 47 constitute a short-circuit mode detection unit 48 that detects the short-circuit mode of the first switching element 28.
[0033]
A storage unit 49 is connected to the control unit 40 and stores a control value of the control unit 40 performed in accordance with a detection result of the short-circuit mode detection unit 48. Operation setting means for performing the operation.
[0034]
The operation of the induction heating device configured as described above will be described below. The power supply 24 is full-wave rectified by a rectifier circuit 25 and supplied to a first smoothing capacitor 26 connected to an output terminal of the rectifier circuit 25. The first smoothing capacitor 26 functions as a supply source for supplying a high-frequency current to the inverter 31.
[0035]
2 and 3 are diagrams showing waveforms at various points in the circuit. FIG. 2 shows a case where the material of the pot 30 is aluminum or the like, which is a low resistivity metal.
[0036]
2A shows the current flowing through the first switching element 28 and the first reverse conducting element 35, and FIG. 2B shows the current flowing through the second switching element 33 and the second reverse conducting element 36. 4C shows the drive control terminal voltage of the first switching element 28, FIG. 4D shows the drive control terminal voltage of the second switching element 33, and FIG. 5E shows the current flowing through the heating coil 29. Is shown.
[0037]
Based on the signal from the control unit 40, the first driving unit 43 applies a driving period of T1 (about 24 μsec) to the first switching element 28 driving control terminal from time t0 to time t1 as shown in FIG. ) Is output. During this driving period T1, resonance occurs in a closed circuit formed by the first switching element 28 and the first reverse conducting element 35, the heating coil 29, and the resonance capacitor 34, and the pot 30 is a pot made of aluminum or the like. The number of turns (44T) of the heating coil 29 and the capacitance (0.03 μF) of the resonance capacitor 34 are set so that the resonance cycle (1 / f) at a certain time is about ／ times (about 16 μs) of the drive period T1. , A drive period T1 is set. The choke coil 27 stores the electrostatic energy of the first smoothing capacitor 26 as magnetic energy during the drive period T1 of the first switching element 28.
[0038]
Next, the current flows in the forward direction of the first switching element 28 at time t1, which is the timing between the second peak of the resonance current flowing through the first switching element 28 and the next time the resonance current becomes zero. At this point, the driving of the first switching element 28 is stopped.
[0039]
After the cutoff of the first switching element 28, the terminal voltage of the choke coil 27 connected to the collector of the first switching element 28 rises, and when this potential exceeds the potential of the second smoothing capacitor 32, the second reverse The second smoothing capacitor 32 is charged through the conduction element 36, and the magnetic energy stored in the choke coil 27 is released.
[0040]
The voltage of the second smoothing capacitor 32 is boosted so as to be higher than the peak value of the output voltage of the rectifier circuit 25. The boosted level depends on the driving period of the first switching element 28, and the longer the driving period, the higher the voltage generated in the second smoothing capacitor 32 tends to be.
[0041]
As described above, the second functioning as a DC power source when resonating in a closed circuit formed by the second smoothing capacitor 32 -the second switching element 33 or the second reverse conducting element 36 -the heating coil 29 -the resonance capacitor 34. 2A, the voltage level of the smoothing capacitor 32 is increased, thereby changing the peak value of the resonance current flowing through the first switching element 28 and the resonance path shown in FIG. b) Induction heating of a high-conductivity, non-magnetic aluminum pan or the like with high output so that the peak value of the resonance current flowing through the second switching element 33 in b) does not become zero or does not become small. , And the output can be continuously increased or decreased for control.
[0042]
Further, as shown in FIGS. 2C and 2D, the second driving unit 44 determines whether the two switching elements are switched from the time point t1 to the time point t2 after the simultaneous cutoff period based on the signal from the control unit 40. A drive signal is output to the drive control terminal of the second switching element 33. As a result, the path is changed to a closed circuit including the heating coil 29, the resonance capacitor 34, the second switching element 33 or the second reverse conducting element 36, and the second smoothing capacitor 32, as shown in FIG. As a result, a resonance current flows. In this case, the drive period T2 of the drive signal is set to be substantially the same as T1. Therefore, similar to the case where the first switching element 28 is conducting, the drive period T2 is about ／ times the drive period T1. A resonance current having a period of?
[0043]
Accordingly, the current flowing through the heating coil 29 has a waveform as shown in FIG. 2 (e), and the driving cycle of the first and second switching elements 28 and 33 (the sum of T1 and T2 and the simultaneous cutoff period) is the resonance current. And the driving frequency of the first and second switching elements 28 and 33 is about 20 kHz, the frequency of the resonance current flowing through the heating coil 29 is about 60 kHz.
[0044]
FIG. 3 shows a case where the material of the pot 30 is an iron-based material having a higher resistivity than aluminum or the like.
[0045]
3A shows a current flowing through the first switching element 28 and the first reverse conducting element 35, and FIG. 3B shows a current flowing through the second switching element 33 and the second reverse conducting element 36. 4C shows the drive control terminal voltage of the first switching element 28, FIG. 4D shows the drive control terminal voltage of the second switching element 33, and FIG. 5E shows the current flowing through the heating coil 29. Is shown.
[0046]
Also in this case, the basic operation is the same as the case where the material of the pot 30 is aluminum or the like having a low resistivity as shown in FIG. However, since the resonance current frequency of about 20 kHz in the related art is sufficient for induction heating of the iron-based pan, the relay 39 is turned on so that the resonance current becomes about 20 kHz, and the resonance capacitor 34 (0. 03 μF) and the correction resonance capacitor 38 (0.21 μF) are electrically connected in parallel.
[0047]
Further, the driving time ratio is set so that the first switching element 28 and the second switching element 33 have a predetermined output at a constant frequency (about 23 kHz). Since the resonance capacitor 34 and the correction resonance capacitor 38 are connected so that the resonance current becomes about 20 kHz, the drive is stopped before the resonance current flowing through the first switching element 28 reaches the second peak. .
[0048]
Next, a series of operations from startup to stable operation will be described. The control means 40 turns off the relay 39 and alternately drives the first switching element 28 and the second switching element 33 at a driving frequency of about 36 kHz. In order to prevent the destruction of the first and second switching elements 28 and 33 due to the short-circuit current immediately after the startup, at the time of startup, the first switching element 28 is driven so as to minimize the drive time (in this embodiment, about 2 μm). Second), and control is performed so as to gradually reach a predetermined drive time ratio (in this embodiment, the drive time ratio of the first switching element 28 is about 0.25).
[0049]
After reaching the predetermined drive time ratio, the drive frequency is subtracted until the frequency becomes about 30 kHz while the drive time ratio is fixed. During that time, the control means 40 determines the material of the pot 30 from the relationship between the detection output of the current transformer 41 for detecting the input current from the power supply 24 and the detection output of the voltage detection means 42 for detecting the voltage of the heating coil 29. At this time, in order to change the drive time ratio, the occurrence of the short circuit mode is inevitable depending on the switching timing of the first and second switching elements 28 and 33 with respect to the resonance current flowing through the heating coil 29.
[0050]
However, this phenomenon is not related to the change in the resonance frequency due to the movement of the pot 30, etc. In addition, since the output of the inverter 31 is small and the loss of the first and second switching elements 28 and 33 is suppressed, the short-circuit mode The control by the control means 40 according to the detection means 48 is not performed.
[0051]
When it is determined that the pot 30 is made of a high-resistance metal such as iron, the control unit 40 temporarily suspends the heating, turns on the relay 39 so that the resonance capacitor 34 and the correction resonance capacitor 38 are connected in parallel, and turns on again. Start heating. The control means 40 starts the drive with the drive time of the first switching element 28 being the minimum and the drive frequency being about 20 kHz, and gradually increasing the drive time ratio while keeping the drive frequency fixed, so that a predetermined output is obtained. Control to obtain. The drive frequency is fixed because the resonance current flowing through the heating coil 29 is set to be about 20 kHz as described above, and the difference between the resonance current frequencies of the adjacent heating coils (not shown) is caused by the electromagnetic wave. This is to prevent sound from being generated.
[0052]
Further, when the drive frequency is fixed and the drive time ratio is changed as described above, there may be a state where the occurrence of the short circuit mode is inevitable. However, this phenomenon is not related to the change of the resonance frequency due to the movement of the pot 30, etc. Further, the pot 30 is made of a high-resistance metal and the resonance current is small, and the loss of the first and second switching elements 28 and 33 is also reduced. Therefore, the control by the control unit 40 in accordance with the short-circuit mode detection unit 48 is not performed.
[0053]
On the other hand, if it is determined that the pot 30 is made of a low-resistance metal such as aluminum, the control unit 40 sets the first switching element 28 driving time ratio to about 0.5, gradually lowers the driving frequency, Control is performed to obtain a predetermined output. The control means 40 judges from the detection output obtained from the current transformer 41, and if the output is smaller than a predetermined value, the drive frequency is set to several times the minimum unit controllable by the control means 40, and if the output is larger than the predetermined value, the drive frequency is set to the minimum unit. Change.
[0054]
If it is determined that a substantially predetermined output is obtained, the drive time ratio is varied from about 0.49 to about 0.51 and controlled so that the output can be finely adjusted. In this embodiment, when the pan 30 is a normal aluminum pan, the driving frequency of the first switching element 28 is about 20 kHz, the resonance current frequency flowing through the heating coil 29 is about 60 kHz, and the maximum output (2000 W in this embodiment). Is set to obtain.
[0055]
At this time, when the user moves the pot during the cooking operation, the resonance frequency changes greatly. For example, when the pan is returned from a state shifted from the vicinity of the center of the heating coil, the inductance of the heating coil 29 including the pan 30 decreases, and the resonance frequency sharply increases.
[0056]
In the present embodiment, the drive frequency is controlled to be approximately 1/3 times the resonance frequency. However, when the drive frequency falls below 1/3 times the resonance frequency, the first and second switching elements 28 are controlled. , And 33 are in a short-circuit mode, and drive is started in a state where a voltage remains in each switching element. Therefore, an excessive short-circuit current may flow and the first and second switching elements 28 and 33 may be destroyed. .
[0057]
However, in this embodiment, the short-circuit mode is detected by the short-circuit mode detecting means 48, and the control means 40 increases the drive frequency by a predetermined control value held in the storage means 49, and moves the drive frequency away from the resonance frequency. Control to reduce the output of the inverter 31.
[0058]
In addition, when the pot 30 has an intermediate characteristic between a high-resistance metal such as iron and a low-resistance metal such as aluminum, and if the pot 30 is determined to be made of a low-resistance metal in the above-described pot 30 material discriminating operation, the resistance is reduced. It is relatively high and a predetermined output cannot be obtained because a sufficient resonance current does not flow even when the drive frequency is changed. Since the control means 40 performs an operation of lowering the drive frequency so as to obtain a predetermined output, the drive frequency may fall below １／ times the resonance frequency, and a short circuit mode may occur.
[0059]
In this embodiment, when the current transformer 41 detects the input current from the power supply 24, that is, the output of the inverter 31, the short-circuit mode is detected at an output lower than a predetermined value (about 1200 W in this embodiment). The control for heating the pan 30 is determined to be inappropriate, and the control shifts to the control for heating the high-resistance metal pan 30.
[0060]
Next, a short-circuit mode detecting operation by the short-circuit mode detecting means 48 will be described. 4A and 4B show first and second switching element waveforms in the short-circuit mode. FIG. 4A shows a current flowing through the first switching element 28 and the first reverse conducting element 35, and FIG. 4B shows the current flowing through the second switching element 33 and the second reverse conducting element 36, FIG. 4C shows the drive control terminal voltage (drive signal) of the first switching element 28, and FIG. FIG. 4E shows the voltage applied to the first switching element 28, FIG. 4F shows the voltage applied to the second switching element 33, and FIG. FIG. 4G shows the output of the comparison circuit 47. These waveforms particularly show the case where the resonance frequency sharply rises due to the movement of the pan and the like, and the drive frequency falls below 1/3 times the resonance frequency.
[0061]
In the conduction period T1 of the second reverse conduction element 36 before and after the interruption of the second switching element 33, the drive signal from the second drive means 44 is stopped, and the second switching element 33 is in the off state. Also, the second reverse conducting element 36 keeps conducting until the driving of the first switching element 28 is started next time. At the start of driving the first switching element 28, an excessive short-circuit current flows, while the voltage of the second switching element 33 rises sharply.
[0062]
As described above, since the first and second switching elements 28 and 33 are provided with the simultaneous cut-off period T2 (about 1 to 2 μs in this embodiment) in order to avoid simultaneous conduction, In the T1 period, a period in which the driving signal of the second driving unit 44 stops and the voltage of the second switching element 33 becomes substantially zero occurs at least for the simultaneous cutoff period T2. The comparison circuit 47 determines the detection result of the signal detection unit 45 for detecting the drive signal of the second switching element 33 by the second driving unit 44 and the detection result of the voltage detection unit 46 for detecting the voltage of the second switching element 33. Each is compared with a predetermined value, and if both are determined to be lower than the predetermined value, a signal is output to the control means 40 to perform predetermined control.
[0063]
Further, since the resonance frequency is greatly affected by variations in the inverter 31 such as the capacity of the heating coil 29 and the resonance capacitor 34, the distance between the heating coil 29 and the pot 30, the diameter of the pot 30, etc. If the control value of the control means 40 performed when the short circuit mode is detected is constant, the drive frequency does not become sufficiently high with respect to the resonance frequency, and the output of the inverter 31 does not decrease. If the output is set too high and the output of the inverter 31 becomes too low, it may take time to recover.
[0064]
In the present embodiment, when a predetermined operation setting is performed by the operation setting means 50 after the predetermined pot 30 is placed near the heating coil 29, a signal is output from the operation setting means 50 to the control means 40, The control means 40 controls the heating so that the input current of the inverter 31 becomes a predetermined value based on the detection result of the current transformer 41. At this time, the short-circuit mode is not performed regardless of the shape of the pot 30 or the variation in the inverter 31 by calculation from the drive frequency of the switching elements 28 and 33 in which the predetermined inverter 31 input current is obtained in the predetermined pot 30. , A drive frequency that does not excessively lower the output of the inverter 31 is determined and stored in the storage means 49.
[0065]
When the predetermined operation is set, the variation of the inverter 31 is anticipated, and the limitation of the driving frequency of the switching elements 28 and 33 is made gentler than usual. Control.
[0066]
In the present embodiment, the configuration has been described in which the short-circuit mode of the first switching element 28 is detected by detecting the drive signal and voltage of the second switching element 33, but the present invention is not limited to this. The reverse configuration may be adopted.
[0067]
In particular, in this embodiment, since the driving time ratio is about 0.5, if either of the switching elements is in the short-circuit mode, the other switching element is also in the short-circuit mode. No need to detect.
[0068]
Further, the control for increasing the drive frequency by a predetermined control value when the short-circuit mode is detected has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, a predetermined control in which the first and second switching elements 28 and 33 operate without the short-circuit mode is performed. The same effect can be obtained by storing the frequency in the storage means and changing the driving frequency to the predetermined frequency.
[0069]
Further, the short-circuit mode detecting means 48 using the signal detecting means 45 and the voltage detecting means 46 has been described. However, the present invention is not limited to this. It may be detected that a current is flowing through the element, or a configuration similar thereto may be used.
[0070]
【The invention's effect】
As described above, the present invention can provide an induction heating device that stably performs heating even when the resonance frequency changes abruptly due to the movement of the object to be heated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of an induction heating cooker according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing waveforms of respective parts of the same.
FIG. 3 is a diagram showing waveforms of the respective parts.
FIG. 4 is a characteristic diagram showing waveforms of respective parts in the short-circuit mode.
FIG. 5 is a diagram showing an electric configuration of a conventional induction heating cooker.
FIG. 6 is a diagram showing waveforms of respective parts in the same short-circuit mode.
[Explanation of symbols]
28 1st switching element
29 heating coil
31 Inverter
33. Second switching element
34 Resonant capacitor
39 relay (impedance changing means)
40 control means
41 Current transformer (output detection means)
42 Voltage detecting means (output detecting means)
45 signal detection means
46 Voltage detection means
48 Short-circuit mode detection means
49 storage means
50 Operation setting means

Claims

高周波磁界を発生し被加熱体を加熱する加熱コイルと、共振コンデンサと、スイッチング素子とを有し、前記加熱コイルと前記共振コンデンサの直列共振により共振するインバータと、前記スイッチング素子の導通時間及び駆動周波数を変更して前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に電圧が加わった状態で前記スイッチング素子が導通する短絡モードが起きたことを検知する短絡モード検出手段とを備え、前記制御手段は、駆動周波数を低下して前記インバータの出力を増加させるとともに前記短絡モード検出手段の検知結果が前記短絡モードを検知すると前記インバータの駆動周波数を高くして前記インバータの出力を下げる誘導加熱装置。An inverter having a heating coil for generating a high-frequency magnetic field to heat the object to be heated, a resonance capacitor, and a switching element; an inverter resonating by series resonance of the heating coil and the resonance capacitor; and a conduction time and driving of the switching element. Control means for changing the frequency to control the output of the inverter, and short-circuit mode detecting means for detecting that a short-circuit mode in which the switching element conducts while a voltage is applied to the switching element has occurred, The control means reduces the drive frequency to increase the output of the inverter, and when the short-circuit mode detection means detects the short-circuit mode, increases the drive frequency of the inverter to reduce the output of the inverter. apparatus.

短絡モード検出手段は、スイッチング素子の駆動信号と、前記スイッチング素子の電圧と、前記スイッチング素子の電流とのうちの少なくとも１つの検出結果に基づき短絡モードを検出してなる請求項１に記載の誘導加熱装置。2. The guidance device according to claim 1, wherein the short-circuit mode detecting means detects the short-circuit mode based on a detection result of at least one of a driving signal of the switching element, a voltage of the switching element, and a current of the switching element. Heating equipment.

インバータの出力の大きさを検出する出力検出手段を備え、制御手段は、短絡モード検出手段が短絡モードを検知した時点で、前記出力検出手段の検知した前記インバータの出力の大きさが所定値より小さい場合には、共振周波数を変え前記インバータの出力を増加させるべく加熱コイルまたは共振コンデンサのすくなくとも１つのインピーダンスを変化させるインピーダンス変更手段を動作する請求項１または２に記載の誘導加熱装置。Output detection means for detecting the magnitude of the output of the inverter, wherein the control means, when the short-circuit mode detection means detects the short-circuit mode, the magnitude of the output of the inverter detected by the output detection means is smaller than a predetermined value 3. The induction heating apparatus according to claim 1, wherein when the frequency is small, impedance changing means for changing at least one impedance of a heating coil or a resonance capacitor to change a resonance frequency and increase an output of the inverter is operated.

制御手段は、スイッチング素子の駆動周波数を一定のまま、駆動時間比を変化させることによりインバータの出力の大きさを制御する機能を有し、前記機能を使用する場合には短絡モード検出手段の検知結果に応じた前記インバータの出力制御を禁止する請求項１〜３いずれか１項に記載の誘導加熱装置。The control means has a function of controlling the magnitude of the output of the inverter by changing the drive time ratio while keeping the drive frequency of the switching element constant. When using the function, the short-circuit mode detection means The induction heating device according to any one of claims 1 to 3, wherein output control of the inverter according to a result is prohibited.

制御手段は、加熱開始時に、インバータが所定値より低い出力であると、短絡モード検出手段の検知結果に応じた前記インバータの出力制御を禁止する請求項１〜４のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。5. The control device according to claim 1, wherein the control unit prohibits output control of the inverter according to a detection result of the short-circuit mode detection unit when the output of the inverter is lower than a predetermined value at the time of starting heating. 6. Induction heating device.

インバータを所定の動作状態で動作すべく設定するための動作設定手段と、短絡モード検出手段の検知結果に応じて制御手段が前記インバータの出力を抑制する際に使用する第１の制御値を記憶する記憶手段とを備え、前記制御手段は、前記動作設定手段の出力信号に応じて、第２の制御値が得られるように前記インバータを動作させるとともに、その際に測定した第３の制御値に応じて前記第１の制御値を変更する請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。An operation setting means for setting the inverter to operate in a predetermined operation state, and a first control value used when the control means suppresses the output of the inverter according to a detection result of the short-circuit mode detection means. The control means operates the inverter so as to obtain a second control value in accordance with an output signal of the operation setting means, and controls the third control value measured at that time. The induction heating device according to any one of claims 1 to 5, wherein the first control value is changed according to the following.

第２の制御値をインバータの入力電流とする、または第３の制御値をスイッチング素子の駆動周波数とする請求項６に記載の誘導加熱装置。The induction heating device according to claim 6, wherein the second control value is set as an input current of the inverter, or the third control value is set as a drive frequency of the switching element.