JP7360370B2 - electromagnetic induction heating device - Google Patents

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Description

本発明は、複数の加熱コイルを用いて鍋を加熱する電磁誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）に関するものである。 The present invention relates to an electromagnetic induction cooking heater (IH cooking heater) that heats a pot using a plurality of heating coils.

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）が広く用いられるようになってきている。ＩＨクッキングヒータは、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた鍋に渦電流を発生させ、鍋自体の電気抵抗により発熱させるものである。このように、ＩＨクッキングヒータは、火を使わずに調理でき、安全性や調理環境の快適性が高いため、ガスレンジに代わって普及が急速に高まっている。 In recent years, inverter-type electromagnetic induction cooking heaters (IH cooking heaters) that heat objects such as pots without using fire have become widely used. An IH cooking heater uses a high-frequency current to flow through a heating coil to generate an eddy current in a pot made of a material such as iron or stainless steel, which is placed close to the coil, and generates heat due to the electrical resistance of the pot itself. In this way, IH cooking heaters are rapidly becoming popular in place of gas ranges because they allow cooking without using a fire, are highly safe and provide a comfortable cooking environment.

従来のＩＨクッキングヒータでは、ガラス製のトッププレートの下側に加熱コイルが配置され、加熱コイルには高周波電流を供給するインバータが接続されている。トッププレート上に載置された鍋は１つの加熱コイルを用いて加熱する。 In a conventional IH cooking heater, a heating coil is arranged below a glass top plate, and an inverter that supplies high-frequency current is connected to the heating coil. The pot placed on the top plate is heated using one heating coil.

しかしながら、１つの加熱コイルを用いて鍋を加熱する方式では、鍋の大きさや配置によってはなべ底の一部しか加熱されず、加熱ムラが発生する問題がある。そこで、複数の加熱コイルを用いることで、様々な大きさや配置の鍋を適切に加熱する誘導加熱装置が提案されている。 However, the method of heating a pot using one heating coil has the problem that depending on the size and arrangement of the pot, only a portion of the bottom of the pot is heated, resulting in uneven heating. Therefore, induction heating devices have been proposed that appropriately heat pots of various sizes and arrangements by using a plurality of heating coils.

例えば、特許文献１には、円形状の加熱コイルと、円形状の加熱コイルの周囲を取り囲むように配置され、円形状の加熱コイルの半径方向の大きさが円形状の加熱コイルの円周方向の大きさより小さく且つ最小外径が円形状の加熱コイルの外径よりも小さい周囲の加熱コイル群と、円形状の加熱コイルに電力を供給する第１のインバータと、周囲の加熱コイル群に電力を供給する第２のインバータと、第１および第２のインバータを制御する制御手段とを備え、円形状の加熱コイルの外径サイズよりも大きな底面サイズを持つ大型の鍋を加熱分布に偏りが生じず、調理性能を損なうことなく加熱することができる。 For example, Patent Document 1 discloses a circular heating coil, which is arranged so as to surround the circular heating coil, and the size of the circular heating coil in the radial direction is in the circumferential direction of the circular heating coil. and a first inverter that supplies power to the surrounding heating coil group and whose minimum outer diameter is smaller than the outer diameter of the circular heating coil, and a first inverter that supplies power to the surrounding heating coil group. and a control means for controlling the first and second inverters. It can be heated without causing any damage to cooking performance.

特開２０１３－１４０８１５号JP2013-140815

しかしながら、特許文献１の構成では第一の加熱コイルと周囲の加熱コイル群の形状が異なっているため、鍋の載置位置によりそれぞれの加熱コイルの負荷インピーダンスが異なってしまう。したがって、第一の加熱コイルと周辺の加熱コイル群に供給される電力が違うため、鍋の加熱力が異なり加熱ムラが発生する問題がある。 However, in the configuration of Patent Document 1, since the first heating coil and the surrounding heating coil group have different shapes, the load impedance of each heating coil differs depending on the placement position of the pot. Therefore, since the electric power supplied to the first heating coil and the peripheral heating coil group are different, there is a problem that the heating power of the pot is different and uneven heating occurs.

そこで、本発明では、トッププレートに載置された被加熱物（鍋など）を誘導加熱する複数の加熱コイルと、複数のインバータを備える電磁誘導加熱調理器において、鍋の大きさや配置による加熱ムラを抑制することができ、被加熱物（鍋など）の大きさや配置を気にすることなく調理できるものを提供することを目的とする。 Therefore, in the present invention, in an electromagnetic induction cooking device equipped with a plurality of heating coils for inductively heating an object to be heated (such as a pot) placed on a top plate and a plurality of inverters, heating unevenness due to the size and arrangement of the pot can be improved. The purpose of the present invention is to provide a device that can suppress the heating and allow cooking without worrying about the size or arrangement of objects to be heated (pots, etc.).

上記課題を解決するため、本発明の電磁誘導加熱装置は、トッププレートの下方に分散配置した複数の加熱コイルを利用して、トッププレート上に載置した被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、一対のインバータで構成されるインバータ対と、該インバータ対を制御する制御回路と、を具備し、前記インバータ対を構成する各インバータは、前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記加熱コイルと共振コンデンサを含む直列回路を２つ直列接続した共振回路と、該共振回路に直列接続したスイッチと、を具備し、前記インバータ対は、一方のインバータの直列回路同士を接続した中間点と、他方のインバータの直列回路同士を接続した中間点と、を接続して構成した。 In order to solve the above problems, the electromagnetic induction heating device of the present invention uses a plurality of heating coils distributed below the top plate to inductively heat an object placed on the top plate. The device includes a rectifier circuit that converts an alternating current voltage into a direct current voltage, an inverter pair configured of a pair of inverters, and a control circuit that controls the inverter pair, and each inverter constituting the inverter pair comprises an inverter circuit that converts the DC voltage into a high-frequency AC voltage, a resonant circuit in which two series circuits each including the heating coil and a resonant capacitor are connected in series, and a switch connected in series with the resonant circuit. The inverter pair is configured by connecting a midpoint where the series circuits of one inverter are connected to each other and a midpoint where the series circuits of the other inverter are connected.

本発明の電磁誘導加熱装置によれば、トッププレートに載置された被加熱物（鍋など）を誘導加熱する複数の加熱コイルと、複数のインバータを備える電磁誘導加熱調理器において、被加熱物（鍋など）の大きさや配置による加熱ムラを抑制することができ、鍋の配置を気にすることなく調理することができる。 According to the electromagnetic induction heating device of the present invention, in an electromagnetic induction cooking device including a plurality of heating coils for inductively heating an object to be heated (such as a pot) placed on a top plate and a plurality of inverters, the object to be heated can be heated. It is possible to suppress uneven heating due to the size and placement of the pot (such as a pot), and it is possible to cook without worrying about the placement of the pot.

実施例１の電磁誘導加熱装置のトッププレートの透視図である。3 is a perspective view of the top plate of the electromagnetic induction heating device of Example 1. FIG. 実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図。1 is a block diagram of an electromagnetic induction heating device according to a first embodiment. 実施例１の電磁誘導加熱装置のインバータ回路構成図。FIG. 3 is an inverter circuit configuration diagram of the electromagnetic induction heating device of Example 1. 実施例１の電磁誘導加熱装置のインバータ動作波形。Inverter operation waveforms of the electromagnetic induction heating device of Example 1. 各被加熱物の抵抗値と鉄に対するインダクタンス比率を示す図。The figure which shows the resistance value of each to-be-heated object and the inductance ratio with respect to iron. 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力の周波数特性。Frequency characteristics of input power of the electromagnetic induction heating device of Example 1. 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力のＤｕｔｙ特性。Duty characteristics of input power of the electromagnetic induction heating device of Example 1. 実施例１の電磁誘導加熱装置の加熱領域を示す図である。3 is a diagram showing a heating region of the electromagnetic induction heating device of Example 1. FIG. 実施例１の電磁誘導加熱装置の加熱領域におけるＩＧＢＴおよびスイッチの動作モードである。3 is an operation mode of an IGBT and a switch in the heating region of the electromagnetic induction heating device of Example 1. 実施例１の電磁誘導加熱装置の変形例を示し回路構成図である。3 is a circuit configuration diagram showing a modification of the electromagnetic induction heating device of Example 1. FIG. 実施例２の電磁誘導加熱装置の加熱コイル配置図および加熱領域を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a heating coil arrangement and heating area of the electromagnetic induction heating device of Example 2. 実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。FIG. 2 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a second embodiment. 実施例３の電磁誘導加熱装置の共振回路の構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram of a resonant circuit of an electromagnetic induction heating device according to a third embodiment. 実施例３の電磁誘導加熱装置の共振回路内に発生する電圧のグラフである。3 is a graph of voltage generated within the resonant circuit of the electromagnetic induction heating device of Example 3. 実施例４の電磁誘導加熱装置の共振回路の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a resonant circuit of an electromagnetic induction heating device according to a fourth embodiment. 実施例４の電磁誘導加熱装置の共振回路内に発生する電圧のグラフである。3 is a graph of voltage generated within the resonant circuit of the electromagnetic induction heating device of Example 4.

以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

先ず、図１～図９を用いて、本発明の実施例１の電磁誘導加熱装置を説明する。 First, an electromagnetic induction heating device according to a first embodiment of the present invention will be explained using FIGS. 1 to 9.

図１は、本発明の電磁誘導加熱装置のトッププレート１を上方から見た透視図である。ここに示すように、トッププレート１の下方には、１２個の加熱コイルＬｒが分散配置されている。これらの加熱コイルＬｒには複数のインバータ対が接続されており、トッププレート１の任意位置に載置した被加熱物（鍋など）の下方にある加熱コイルＬｒを選択して高周波の交流電圧を供給できるようになっている。本実施例の電磁誘導加熱装置は、３つのインバータ対と、３つの加熱コイル領域２～４を備えている。例えば、加熱コイル領域２には、加熱コイルＬｒ１～Ｌｒ４が配置されており、加熱コイル領域３、４にも、加熱コイル領域２と同様に４つの加熱コイルＬｒが配置されている。なお、ここでは縦方向に４つの加熱コイルＬｒを配置して構成した加熱コイル領域を例示しているが、４つの加熱コイルＬｒを横方向に配置して加熱コイル領域を構成してもよい。また、加熱コイル数も４つに限定するものではなく、より多くの加熱コイルを配置してもよい。また、ここでは楕円形の加熱コイル形状となっているが円形状でもよい。 FIG. 1 is a perspective view of the top plate 1 of the electromagnetic induction heating device of the present invention, viewed from above. As shown here, below the top plate 1, twelve heating coils Lr are distributed. A plurality of inverter pairs are connected to these heating coils Lr, and the heating coil Lr located below the object to be heated (such as a pot) placed at an arbitrary position on the top plate 1 is selected to apply a high frequency AC voltage. It is now available to supply. The electromagnetic induction heating device of this embodiment includes three inverter pairs and three heating coil regions 2 to 4. For example, heating coils Lr 1 to Lr 4 are arranged in heating coil region 2, and four heating coils Lr are arranged in heating coil regions 3 and 4 similarly to heating coil region 2. Although a heating coil region configured by arranging four heating coils Lr in the vertical direction is illustrated here, the heating coil region may be configured by arranging four heating coils Lr in the horizontal direction. Further, the number of heating coils is not limited to four, and more heating coils may be arranged. Moreover, although the heating coil shape is oval here, it may be circular.

図２は、実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。ここに示すように、本実施例の電磁誘導加熱装置は、商用電源５からの交流電圧を変換して直流電圧を出力する整流回路６と、フィルタ回路７と、入力電流検出器８と、６つのインバータ１０（１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ）と、制御回路５０と、入力電流検出回路５１と、ドライブ回路５２と、共振電流検出回路５３と、スイッチ制御回路５４と、入力電力設定部５５と、を備えている。インバータ１０ａ、１０ｂは、後述する中間点同士を接続することで、加熱コイル領域２に対応する第一インバータ対を構成し、インバータ１０ｃ、１０ｄは、中間点同士を接続することで、加熱コイル領域３に対応する第二インバータ対を構成し、インバータ１０ｅ、１０ｆは、中間点同士を接続することで、加熱コイル領域４に対応する第三インバータ対を構成する。なお、各インバータ１０の構成は同様であるので、以下では、第一インバータ対を構成するインバータ１０ａ及び１０ｂを用いて、本実施例の詳細を説明する。 FIG. 2 is a block diagram of the electromagnetic induction heating device according to the first embodiment. As shown here, the electromagnetic induction heating device of this embodiment includes a rectifier circuit 6 that converts an AC voltage from a commercial power source 5 and outputs a DC voltage, a filter circuit 7, an input current detector 8, and a filter circuit 7. three inverters 10 (10a, 10b, 10c, 10d, 10e, 10f), a control circuit 50, an input current detection circuit 51, a drive circuit 52, a resonant current detection circuit 53, a switch control circuit 54, and an input power A setting section 55 is provided. The inverters 10a and 10b form a first inverter pair corresponding to the heating coil region 2 by connecting their midpoints (to be described later), and the inverters 10c and 10d form a heating coil region by connecting their midpoints to each other. The inverters 10e and 10f constitute a third inverter pair corresponding to the heating coil region 4 by connecting their intermediate points. Note that since the configuration of each inverter 10 is the same, the details of this embodiment will be described below using inverters 10a and 10b that constitute the first inverter pair.

インバータ１０ａは、インバータ回路２０ａと、共振電流検出器３０ａと、共振回路４０ａと、スイッチＳＷ１によって構成されている。インバータ回路２０ａは、フィルタ回路７の正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に接続されており、整流回路６、フィルタ回路７を介して、商用電源５から電力が供給される。インバータ回路２０ａに接続される共振回路４０ａは、共振コンデンサＣｒ１と加熱コイルＬｒ１の直列回路４１ａと、加熱コイルＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２の直列回路４２ａを直列配置することで構成される。一方、インバータ１０ｂは、インバータ回路２０ｂと、共振電流検出器３０ｂと、共振回路４０ｂと、スイッチＳＷ２によって構成されている。インバータ回路２０ｂはフィルタ回路７の正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に接続されており、整流回路６、フィルタ回路７を介して、商用電源５から電力が供給される。インバータ回路２０ｂに接続される共振回路４０ｂは、共振コンデンサＣｒ３と加熱コイルＬｒ３の直列回路４１ｂと、加熱コイルＬｒ４と共振コンデンサＣｒ４の直列回路４２ｂを直列配置することで構成される。さらに、共振回路４０ａの直列回路４１ａ、４２ａの接続点（中間点）と、共振回路４０ｂの直列回路４１ｂ、４２ｂの接続点（中間点）を接続した構成となっている。 The inverter 10a includes an inverter circuit 20a, a resonant current detector 30a, a resonant circuit 40a, and a switch SW1 . The inverter circuit 20a is connected between the positive electrode point P and the negative electrode point N of the filter circuit 7, and is supplied with power from the commercial power supply 5 via the rectifier circuit 6 and the filter circuit 7. The resonant circuit 40a connected to the inverter circuit 20a is configured by arranging in series a series circuit 41a of a resonant capacitor Cr 1 and a heating coil Lr 1 , and a series circuit 42a of a heating coil Lr 2 and a resonant capacitor Cr 2 . On the other hand, the inverter 10b includes an inverter circuit 20b, a resonant current detector 30b, a resonant circuit 40b, and a switch SW2 . The inverter circuit 20b is connected between the positive electrode point P and the negative electrode point N of the filter circuit 7, and is supplied with power from the commercial power supply 5 via the rectifier circuit 6 and the filter circuit 7. The resonant circuit 40b connected to the inverter circuit 20b is configured by arranging in series a series circuit 41b of a resonant capacitor Cr 3 and a heating coil Lr 3 , and a series circuit 42b of a heating coil Lr 4 and a resonant capacitor Cr 4 . Further, a connection point (intermediate point) between the series circuits 41a and 42a of the resonant circuit 40a is connected to a connection point (intermediate point) between the series circuits 41b and 42b of the resonant circuit 40b.

次に、第一インバータ対における各インバータの動作を説明する。なお、インバータ１０ａと１０ｂの動作は同様のため、以下ではインバータ１０ａを用いて説明する。一般に、ＩＨクッキングヒータでは、共振型インバータを用いる。共振型インバータは、インバータ回路２０ａの駆動周波数ｆｓ ＞ 共振回路４０ａの共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、共振回路４０ａに流れる電流がインバータ回路２０ａの出力電圧に対し遅れ位相になるように制御するインバータである。これにより、インバータ回路２０ａでの損失増加を抑制している。すなわち、図２では、共振回路４０ａに流れる共振電流ＩＬ１が、インバータ回路２０ａと共振回路４０ａの接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することでインバータ回路２０ａの損失を抑制することができる。 Next, the operation of each inverter in the first inverter pair will be explained. Note that since the operations of inverters 10a and 10b are similar, the following description will be made using inverter 10a. Generally, an IH cooking heater uses a resonant inverter. In the resonant inverter, by setting the drive frequency fs of the inverter circuit 20a > the resonant frequency fr of the resonant circuit 40a, and making the characteristics of the resonant load inductive, the current flowing through the resonant circuit 40a becomes the output voltage of the inverter circuit 20a. This is an inverter that is controlled to have a delayed phase. This suppresses an increase in loss in the inverter circuit 20a. That is, in FIG. 2, the inverter circuit is controlled so that the resonant current IL 1 flowing through the resonant circuit 40a is delayed in phase with respect to the voltage at the output terminal point t, which is the connection point between the inverter circuit 20a and the resonant circuit 40a. 20a can be suppressed.

しかしながら、インバータ回路２０ａの駆動周波数ｆｓを固定した状態で、インバータ回路２０ａの導通期間を変化させ電力制御（ＰＷＭ制御）を行うと、インバータ回路２０ａの導通期間に共振電流ＩＬの極性が反転し、共振電流ＩＬ１がインバータ回路２０ａの出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードはインバータ回路２０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。 However, when power control (PWM control) is performed by changing the conduction period of the inverter circuit 20a with the driving frequency fs of the inverter circuit 20a fixed, the polarity of the resonant current IL is reversed during the conduction period of the inverter circuit 20a. There is also a case where the resonant current IL 1 shifts to a phase leading mode in which the phase leads the output voltage of the inverter circuit 20a. Since the phase advance mode causes an increase in loss in the inverter circuit 20, it is a mode that must be avoided in a resonant type inverter.

図３は実施例１の電磁誘導加熱装置のより具体的な回路構成である。図３において、商用電源５からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路６と、インダクタＬｆとフィルタコンデンサＣｆで構成されるフィルタ回路７が接続され、フィルタコンデンサＣｆの正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に、インバータ１０ａのインバータ回路２０ａとインバータ１０ｂのインバータ回路２０ｂが接続される。 FIG. 3 shows a more specific circuit configuration of the electromagnetic induction heating device of Example 1. In FIG. 3, a rectifier circuit 6 that rectifies AC voltage from a commercial power source 5 into a DC voltage, and a filter circuit 7 composed of an inductor Lf and a filter capacitor Cf are connected, and a positive electrode point p and a negative electrode of the filter capacitor Cf are connected to each other. An inverter circuit 20a of the inverter 10a and an inverter circuit 20b of the inverter 10b are connected to the point n.

インバータ１０ａのインバータ回路２０ａは、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ６０とＩＧＢＴ６１を直列に接続したものである。各ＩＧＢＴにはダイオードＤ（Ｄ１、Ｄ２）が逆方向に並列接続されており、ＩＧＢＴのコレクタ端子にダイオードＤのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。以下では、ＩＧＢＴ６０とダイオードＤ１で構成される回路を第一上アームと称し、ＩＧＢＴ６１とダイオードＤ２で構成される回路を第一下アームと称する。また、各ＩＧＢＴにはスナバコンデンサＣｓ（Ｃｓ１、Ｃｓ２）が並列接続されている。スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ２は、ＩＧＢＴ６０またはＩＧＢＴ６１のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ２の容量は、ＩＧＢＴ６０、６１のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。ＩＧＢＴ６０、６１の接続点である出力端子ｔ点と負電極ｎ点には共振回路４０ａとスイッチＳＷ１の直列回路が接続されている。共振回路４０ａは、共振コンデンサＣｒ１と加熱コイルＬｒ１の直列回路４１ａと、加熱コイルＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２の直列回路４２ａが直列接続された構成となる。 The inverter circuit 20a of the inverter 10a is configured by connecting IGBT60 and IGBT61, which are power semiconductor switching elements, in series. A diode D (D 1 , D 2 ) is connected in parallel in opposite directions to each IGBT, and the cathode terminal of the diode D is connected to the collector terminal of the IGBT, and the anode terminal is connected to the emitter terminal. Hereinafter, the circuit composed of the IGBT 60 and the diode D1 will be referred to as a first upper arm, and the circuit composed of the IGBT 61 and the diode D2 will be referred to as a first lower arm. Furthermore, a snubber capacitor Cs (Cs 1 , Cs 2 ) is connected in parallel to each IGBT. The snubber capacitors Cs 1 and Cs 2 are charged or discharged by a cutoff current when the IGBT 60 or IGBT 61 is turned off. Since the capacitance of the snubber capacitors Cs 1 and Cs 2 is sufficiently larger than the output capacitance between the collector and emitter of the IGBTs 60 and 61, changes in the voltage applied to both IGBTs at turn-off are reduced, and turn-off loss is suppressed. A series circuit of a resonant circuit 40a and a switch SW1 is connected to the output terminal point t and the negative electrode n point, which are the connection points of the IGBTs 60 and 61. The resonant circuit 40a has a configuration in which a series circuit 41a of a resonant capacitor Cr 1 and a heating coil Lr 1 and a series circuit 42a of a heating coil Lr 2 and a resonant capacitor Cr 2 are connected in series.

インバータ１０ｂのインバータ回路２０ｂは、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ６３を直列に接続したものである。各ＩＧＢＴにはダイオードＤ（Ｄ３、Ｄ４）が逆方向に並列接続されており、ＩＧＢＴのコレクタ端子にダイオードＤのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。以下では、ＩＧＢＴ６２とダイオードＤ３で構成される回路を第二上アームと称し、ＩＧＢＴ６３とダイオードＤ４で構成される回路を第二下アームと称する。また、各ＩＧＢＴにはスナバコンデンサＣｓ（Ｃｓ３、Ｃｓ４）が並列接続されている。スナバコンデンサＣｓ３、Ｃｓ４は、ＩＧＢＴ６２またはＩＧＢＴ６３のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサＣｓ３、Ｃｓ４の容量は、ＩＧＢＴ６２、６３のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。ＩＧＢＴ６２、６３の接続点である出力端子ｗ点と負電極ｎ点には共振回路４０ｂとスイッチＳＷ２の直列回路が接続されている。共振回路４０ｂは、共振コンデンサＣｒ３と加熱コイルＬｒ３の直列回路４１ｂと、加熱コイルＬｒ３と共振コンデンサＣｒ４の直列回路４２ｂが直列接続された構成となる。 The inverter circuit 20b of the inverter 10b is formed by connecting IGBT62 and IGBT63, which are power semiconductor switching elements, in series. A diode D (D 3 , D 4 ) is connected in parallel in opposite directions to each IGBT, and the cathode terminal of the diode D is connected to the collector terminal of the IGBT, and the anode terminal is connected to the emitter terminal. Hereinafter, the circuit composed of the IGBT 62 and the diode D3 will be referred to as a second upper arm, and the circuit composed of the IGBT 63 and the diode D4 will be referred to as a second lower arm. Furthermore, a snubber capacitor Cs (Cs 3 , Cs 4 ) is connected in parallel to each IGBT. The snubber capacitors Cs 3 and Cs 4 are charged or discharged by the cutoff current when the IGBT 62 or IGBT 63 is turned off. Since the capacitances of the snubber capacitors Cs 3 and Cs 4 are sufficiently larger than the output capacitance between the collector and emitter of the IGBTs 62 and 63, changes in the voltage applied to both IGBTs at turn-off are reduced, and turn-off loss is suppressed. A series circuit of a resonant circuit 40b and a switch SW2 is connected to the output terminal w point and the negative electrode n point, which are the connection points of the IGBTs 62 and 63. The resonant circuit 40b has a configuration in which a series circuit 41b of the resonant capacitor Cr 3 and the heating coil Lr 3 and a series circuit 42b of the heating coil Lr 3 and the resonant capacitor Cr 4 are connected in series.

そして、インバータ１０ａの共振回路４０ａにおける中間点（直列回路４１ａ、４２ａの接続点）と、インバータ１０ｂの共振回路４０ｂにおける中間点（直列回路４１ｂ、４２ｂの接続点）同士を接続することで第一インバータ対を構成し、インバータ回路２０ａ、２０ｂ、ＳＷ１、ＳＷ２を切替え動作させることで通電する直列回路４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂを任意選択することができるため、トッププレート１への被加熱物の載置位置に応じて加熱領域を変えることができる。 Then, by connecting the intermediate point in the resonant circuit 40a of the inverter 10a (the connection point between the series circuits 41a and 42a) and the intermediate point in the resonant circuit 40b of the inverter 10b (the connection point between the series circuits 41b and 42b), the first Since the series circuits 41a, 41b, 42a, and 42b that form an inverter pair and are energized by switching and operating the inverter circuits 20a, 20b, SW1 , and SW2 can be arbitrarily selected, the top plate 1 is heated. The heating area can be changed depending on the placement position of the object.

入力電流検出器８は、商用電源５から入力される電流を検出する。入力電流検出回路５１は入力電流検出器８の出力信号レベルを制御回路５０の入力レベルに適した信号に変換する。制御回路５０は、入力電流検出回路５１で検出した入力電流と、共振電流検出回路５３で検出した共振電流ＩＬ１またはＩＬ２の関係から、被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。 Input current detector 8 detects the current input from commercial power supply 5 . The input current detection circuit 51 converts the output signal level of the input current detector 8 into a signal suitable for the input level of the control circuit 50. The control circuit 50 determines the material and condition of the object to be heated from the relationship between the input current detected by the input current detection circuit 51 and the resonance current IL1 or IL2 detected by the resonance current detection circuit 53, and controls the heating operation. Start or stop.

次に各インバータの具体的な動作について、インバータ１０ａを用いて説明する。ここで、図３に示すように、インバータ回路２０ａの第一上アームに流れる電流をＩｃ１、第一下アームに流れる電流をＩｃ２、共振電流をＩＬ１とする。また、第一上アームのＩＧＢＴ６０のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ１、第一下アームのＩＧＢＴ６１のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ２、インバータの電源電圧をＶｐとする。 Next, the specific operation of each inverter will be explained using the inverter 10a. Here, as shown in FIG. 3, the current flowing through the first upper arm of the inverter circuit 20a is Ic 1 , the current flowing through the first lower arm is Ic 2 , and the resonance current is IL 1 . Further, the voltage between the collector and emitter of the IGBT 60 in the first upper arm is Vc 1 , the voltage between the collector and emitter of the IGBT 61 in the first lower arm is Vc 2 , and the power supply voltage of the inverter is Vp.

次に動作を説明する。図４にインバータ１０ａのモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、ＩＧＢＴ６０、ＩＧＢＴ６１はデッドタイム期間を設け、相補に駆動し、スイッチＳＷ１はオン状態、ＩＧＢＴ６２及びＩＧＢＴ６３とスイッチＳＷ２はオフ状態とする。 Next, the operation will be explained. FIG. 4 shows operating waveforms of the inverter 10a in modes 1 to 4. In any mode, the IGBT 60 and the IGBT 61 are driven complementary to each other with a dead time period, the switch SW 1 is in the on state, and the IGBT 62 and IGBT 63 and the switch SW 2 are in the off state.

以下で、モード１～モード４における詳細な動作を説明する。 Detailed operations in modes 1 to 4 will be described below.

（モード１）
ＩＧＢＴ６０の電流Ｉｃ１の電流が負から増加し０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはＩＧＢＴ６０に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ６０はすでにオンしているため、モード１開始直後からＩＧＢＴ６０に電流Ｉｃ１が流れ始める。このときＩＧＢＴ６０の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ１）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ６０には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。 (Mode 1)
It is assumed that mode 1 starts at the timing when the current Ic 1 of the IGBT 60 increases from negative to 0A. Although no current flows through the IGBT 60 when mode 1 starts, since the IGBT 60 is already turned on, the current Ic 1 starts flowing through the IGBT 60 immediately after mode 1 starts. At this time, since the voltage across the IGBT 60 (voltage Vc 1 between the collector terminal and the emitter terminal) is 0V, ZVZCS turn-on occurs in which no loss occurs in the IGBT 60.

（モード２）
ＩＧＢＴ６０を遮断しモード２になると、共振電流ＩＬ１は、フィルタコンデンサＣｆ、スナバコンデンサＣｓ１、共振コンデンサＣｒ１、加熱コイルＬｒ１、加熱コイルＬｒ２、共振コンデンサＣｒ２、スイッチＳＷ１の経路と、スナバコンデンサＣｓ２、共振コンデンサＣｒ１、加熱コイルＬｒ１、加熱コイルＬｒ２、共振コンデンサＣｒ２、スイッチＳＷ１の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ１は充電され、スナバコンデンサＣｓ２は放電される。これにより、ＩＧＢＴ６０の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。 (Mode 2)
When the IGBT 60 is cut off and mode 2 is established, the resonant current IL 1 passes through the filter capacitor Cf, the snubber capacitor Cs 1 , the resonant capacitor Cr 1 , the heating coil Lr 1 , the heating coil Lr 2 , the resonant capacitor Cr 2 , and the switch SW 1. , snubber capacitor Cs 2 , resonance capacitor Cr 1 , heating coil Lr 1 , heating coil Lr 2 , resonance capacitor Cr 2 , and switch SW 1 . At this time, snubber capacitor Cs 1 is charged and snubber capacitor Cs 2 is discharged. As a result, the voltage across the IGBT 60 gradually increases, ZVS turn-off occurs, and switching loss can be reduced.

スナバコンデンサＣｓ１の電圧Ｖｃ１が電源電圧（ｐ－ｎ間電圧）以上になると、スナバコンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃ２は０Ｖとなり、ダイオードＤ２がオンし、共振電流ＩＬ１が流れ続ける。ダイオードＤ２に電流が流れている期間にＩＧＢＴ６１にオン信号を入力する。 When the voltage Vc 1 of the snubber capacitor Cs 1 becomes equal to or higher than the power supply voltage (p-n voltage), the voltage Vc 2 of the snubber capacitor Cs 2 becomes 0V, the diode D 2 is turned on, and the resonant current IL 1 continues to flow. An on signal is input to the IGBT 61 while current is flowing through the diode D2 .

（モード３）
ＩＧＢＴ６１の電流Ｉｃ２の電流が負から増加し０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはＩＧＢＴ６１に電流は流れていないが、ＩＧＢＴ６１はすでにオンしているため、モード３開始直後からＩＧＢＴ６１に電流Ｉｃ２が流れ始める。このときＩＧＢＴ６１の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ２）は０Ｖであるため、ＩＧＢＴ６１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。 (Mode 3)
It is assumed that mode 3 starts at the timing when the current Ic2 of the IGBT 61 increases from negative to 0A. Although no current is flowing through the IGBT 61 when mode 3 starts, since the IGBT 61 is already turned on, the current Ic 2 starts flowing through the IGBT 61 immediately after mode 3 starts. At this time, since the voltage across the IGBT 61 (voltage Vc 2 between the collector terminal and the emitter terminal) is 0V, ZVZCS turn-on occurs in which no loss occurs in the IGBT 61.

（モード４）
ＩＧＢＴ６１を遮断しモード４になると、共振電流ＩＬ１は、加熱コイルＬｒ２、加熱コイルＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１、スナバコンデンサＣｓ２、スイッチＳＷ１、共振コンデンサＣｒ２の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ２は充電され、スナバコンデンサＣｓ１は放電される。これにより、ＩＧＢＴ６１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。 (Mode 4)
When the IGBT 61 is cut off and mode 4 is established, the resonant current IL 1 flows through the path of the heating coil Lr 2 , the heating coil Lr 1 , the resonant capacitor Cr 1 , the snubber capacitor Cs 2 , the switch SW 1 , and the resonant capacitor Cr 2 . At this time, snubber capacitor Cs 2 is charged and snubber capacitor Cs 1 is discharged. As a result, the voltage across the IGBT 61 gradually increases, ZVS turn-off occurs, and switching loss can be reduced.

スナバコンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃ２が電源電圧（ｐ－ｎ間電圧）以上になると、スナバコンデンサＣｓ１の電圧Ｖｃ１は０Ｖとなり、ダイオードＤ１がオンし、共振電流ＩＬ１が流れ続ける。ダイオードＤ１に電流が流れている期間にＩＧＢＴ６０にオン信号を入力する。 When the voltage Vc 2 of the snubber capacitor Cs 2 exceeds the power supply voltage (p-n voltage), the voltage Vc 1 of the snubber capacitor Cs 1 becomes 0V, the diode D 1 is turned on, and the resonant current IL 1 continues to flow. An on signal is input to the IGBT 60 while current is flowing through the diode D1 .

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイルＬｒ１及びＬｒ２に高周波電流を流すことで、加熱コイルＬｒ１及びＬｒ２から磁束を発生させる。この磁束により加熱コイルＬｒ１及びＬｒ２の上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。 Magnetic flux is generated from the heating coils Lr 1 and Lr 2 by repeating the operations in modes 1 to 4 above and passing high frequency current through the heating coils Lr 1 and Lr 2 . This magnetic flux causes an eddy current to flow through the pot placed above the heating coils Lr 1 and Lr 2 , and the pot itself generates heat due to induction heating.

次に鍋の材質検出方法について説明する。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流ＩＬ１またはＩＬ２を検出し、検出した電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体の被加熱物と判別し、電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム、銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。図５に周波数２０ｋＨｚにおける各被加熱物の抵抗値を示す。ここに示すように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。 Next, a method for detecting the material of the pot will be explained. The objects to be heated are classified into magnetic materials and non-magnetic materials. The method for distinguishing is to energize with low power (about 300 W) before heating. The resonance current IL 1 or IL 2 at that time is detected, and the material of the object to be heated is determined based on the detected current value. If the current value is small, the object to be heated is determined to be a magnetic material such as iron, and if the current value is large, the object to be heated is determined to be a non-magnetic material such as non-magnetic stainless steel, aluminum, or copper. FIG. 5 shows the resistance values of each heated object at a frequency of 20 kHz. As shown here, the resistance value of non-magnetic stainless steel is 1/3 of iron, 1/20 of aluminum, and about 1/25 of copper.

また、制御回路５０は、入力電力設定部５５からの信号に応じてインバータ回路２０ａ及び２０ｂの各ＩＧＢＴの導通期間を、ドライブ回路５２を介して設定し入力電力をＰＦＭ制御またはＰＷＭ制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。 Further, the control circuit 50 sets the conduction period of each IGBT of the inverter circuits 20a and 20b via the drive circuit 52 according to a signal from the input power setting section 55, and performs PFM control or PWM control of the input power. Material detection must be performed at low power and in a short time to prevent overcurrent and overvoltage.

次に電力制御方法について説明する。図６に周波数と入力電力の関係を示す。ＩＨクッキングヒータは共振現象を利用して加熱コイルに高周波の大電流を流す。このため入力電力の周波数特性は、共振特性を示す。図５に示すように鉄鍋の抵抗は大きいため共振Ｑが小さくなり、なだらかな共振特性を示す。一方、アルミや銅といった低抵抗の材質では共振Ｑが大きくなるため、急峻な共振特性を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などは、ゆるやかな共振特性を利用して、周波数による電力制御が可能である。 Next, a power control method will be explained. Figure 6 shows the relationship between frequency and input power. IH cooking heaters utilize resonance phenomena to send a large, high-frequency current through a heating coil. Therefore, the frequency characteristics of the input power exhibit resonance characteristics. As shown in FIG. 5, since the resistance of the iron pot is large, the resonance Q is small and exhibits a gentle resonance characteristic. On the other hand, low-resistance materials such as aluminum and copper have a large resonance Q and exhibit steep resonance characteristics. For iron pots with a small resonance Q, it is possible to control the power by frequency by utilizing the gentle resonance characteristics.

また、図７にＩＧＢＴ６０のＤｕｔｙと入力電力の関係を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などではＤｕｔｙによる電力制御も可能である。 Further, FIG. 7 shows the relationship between the duty of the IGBT 60 and the input power. Power control based on duty is also possible for iron pots with small resonance Q.

次に、図８、図９を用いて、加熱コイル領域２における、被加熱物の加熱に利用する加熱コイルＬｒの切替え方法について説明する。 Next, a method of switching the heating coil Lr used for heating the object to be heated in the heating coil region 2 will be explained using FIGS. 8 and 9.

図８は、加熱領域の可変パターンを示しており、パターンＰ１は加熱コイルＬｒ１及びＬｒ２、パターンＰ２は加熱コイルＬｒ１及びＬｒ３、パターンＰ３は加熱コイルＬｒ３及びＬｒ４、パターンＰ４は加熱コイルＬｒ１～Ｌｒ４に電力を供給して、加熱コイル上の被加熱物を加熱するパターンである。 FIG. 8 shows variable patterns of heating regions, where pattern P 1 includes heating coils Lr 1 and Lr 2 , pattern P 2 includes heating coils Lr 1 and Lr 3 , pattern P 3 includes heating coils Lr 3 and Lr 4 , Pattern P 4 is a pattern in which power is supplied to heating coils Lr 1 to Lr 4 to heat the object on the heating coils.

また、図９は、図８に示す各加熱パターンにおけるＩＧＢＴ及びスイッチの駆動方法を示す。なお、図９に記載される「ＳＷ」とは、インバータ回路２０ａのＩＧＢＴ６０とＩＧＢＴ６１、または、インバータ回路２０ｂのＩＧＢＴ６２とＩＧＢＴ６３、の相補にスイッチングする動作を表している。加熱コイルＬｒ１及びＬｒ２を用いて被加熱物を加熱するパターンＰ１の駆動パターンについては、図４等で説明済みであるので、以下では、パターンＰ２～Ｐ４の駆動パターンについて説明する。 Further, FIG. 9 shows a method of driving the IGBT and switch in each heating pattern shown in FIG. 8. In addition, "SW" described in FIG. 9 represents the complementary switching operation of IGBT60 and IGBT61 of the inverter circuit 20a, or IGBT62 and IGBT63 of the inverter circuit 20b. The driving pattern of pattern P 1 for heating the object to be heated using heating coils Lr 1 and Lr 2 has already been explained with reference to FIG. 4, etc., so the driving patterns of patterns P 2 to P 4 will be explained below. .

パターンＰ２では、インバータ回路２０ａのＩＧＢＴ６０とＩＧＢＴ６１をスイッチング動作させ、インバータ回路２０ｂのＩＧＢＴ６３をオン状態とし、ＩＧＢＴ６２及びスイッチＳＷ１、ＳＷ２はオフ状態とする。これにより、インバータ回路２０ａの出力点ｔとインバータ回路２０ｂの出力点ｗ間に直列回路４１ａ（共振コンデンサＣｒ１、加熱コイルＬｒ１）、直列回路４１ｂ（加熱コイルＬｒ３、共振コンデンサＣｒ３）の直列回路が接続される。ＩＧＢＴ６３はオン状態でありｗ点とｎ点が短絡された状態となる。したがって、インバータ回路２０ａの出力点ｔから見た共振回路構成は、２組の共振コンデンサと加熱コイルの直列回路となり、パターンＰ１で説明した共振回路構成と同様となるため同じインバータ動作となる。 In pattern P2 , the IGBT 60 and IGBT 61 of the inverter circuit 20a are switched, the IGBT 63 of the inverter circuit 20b is turned on, and the IGBT 62 and switches SW 1 and SW 2 are turned off. As a result, a series circuit 41a (resonant capacitor Cr 1 , heating coil Lr 1 ) and a series circuit 41b (heating coil Lr 3 , resonant capacitor Cr 3 ) are connected between the output point t of the inverter circuit 20a and the output point w of the inverter circuit 20b. A series circuit is connected. The IGBT 63 is in an on state, and points w and n are short-circuited. Therefore, the resonant circuit configuration seen from the output point t of the inverter circuit 20a is a series circuit of two sets of resonant capacitors and heating coils, and is similar to the resonant circuit configuration described in pattern P1 , resulting in the same inverter operation.

パターンＰ３では、インバータ１０ａのＩＧＢＴ６０、６１とスイッチＳＷ１はオフ状態とし、インバータ１０ｂのＩＧＢＴ６２、６３をスイッチング動作させ、スイッチＳＷ２をオン状態とする。この場合のインバータ動作については、インバータ１０ｂはインバータ１０ａと同様の回路構成であり、同様の動作となる。 In pattern P3 , the IGBTs 60 and 61 of the inverter 10a and the switch SW 1 are turned off, the IGBTs 62 and 63 of the inverter 10b are operated for switching, and the switch SW 2 is turned on. Regarding the inverter operation in this case, the inverter 10b has the same circuit configuration as the inverter 10a, and operates in the same manner.

パターンＰ４では、インバータ１０ａ、１０ｂをスイッチング動作させ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオン状態とする。このときインバータ１０ａとインバータ１０ｂは同期して動作させる。すなわちインバータ１０ａの第一上アームとインバータ１０ｂの第二上アームが同期して動作し、インバータ１０ａの第一下アームとインバータ１０ｂの第二下アームが同期して動作する。この場合のインバータの動作についてはパターンＰ１の動作と同様となるため説明は割愛する。 In pattern P4 , the inverters 10a and 10b are operated to switch, and the switches SW1 and SW2 are turned on. At this time, inverter 10a and inverter 10b are operated synchronously. That is, the first upper arm of inverter 10a and the second upper arm of inverter 10b operate synchronously, and the first lower arm of inverter 10a and the second lower arm of inverter 10b operate synchronously. The operation of the inverter in this case is the same as the operation of pattern P1 , so a description thereof will be omitted.

以上の駆動パターンを制御することで加熱領域を変えることができ、鍋の大きさや位置が変化した場合でも効率よく加熱することができる。 By controlling the drive pattern described above, the heating area can be changed, and even if the size or position of the pot changes, efficient heating can be achieved.

図１０に実施例１の変形例を示す。実施例１との違いはスイッチを半導体素子であるＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴとしたことである。図１０はＩＧＢＴで記載している。半導体素子を用いることで高速にオンオフを切り替えることができるため加熱領域を高速に変えることができ、調理性の向上につながる。また、スイッチがオフ状態におけるスイッチに印加される電圧はインバータ出力点ｔまたはインバータ出力点ｗに発生する電圧の約１／２であるため２００Ｖ程度の低耐圧の半導体素子を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴでは耐圧を低くするとオン抵抗が小さくなるため耐圧の低いＭＯＳＦＥＴを使うことで通電時の損失を低減でき効率向上になる。 FIG. 10 shows a modification of the first embodiment. The difference from Example 1 is that the switch is an IGBT or MOSFET, which is a semiconductor element. FIG. 10 shows an IGBT. By using a semiconductor element, it is possible to switch on and off at high speed, so the heating area can be changed quickly, leading to improved cooking performance. Further, since the voltage applied to the switch when the switch is in the off state is about 1/2 of the voltage generated at the inverter output point t or the inverter output point w, a semiconductor element with a low breakdown voltage of about 200V can be used. In MOSFETs, when the withstand voltage is lowered, the on-resistance decreases, so by using a MOSFET with a lower withstand voltage, loss during conduction can be reduced and efficiency can be improved.

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置によれば、トッププレートに載置された被加熱物（鍋など）を誘導加熱する複数の加熱コイルと、複数のインバータを備える電磁誘導加熱調理器において、被加熱物（鍋など）の大きさや配置による加熱ムラを抑制することができ、鍋の配置を気にすることなく調理することができる。 According to the electromagnetic induction heating device of the present embodiment described above, the electromagnetic induction cooking device includes a plurality of heating coils for inductively heating an object to be heated (such as a pot) placed on a top plate, and a plurality of inverters. In this way, it is possible to suppress uneven heating due to the size and arrangement of the object to be heated (such as a pot), and it is possible to cook without worrying about the arrangement of the pot.

次に図１１及び図１２を用いて、本発明の実施例２の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、前述した実施例との共通点は重複説明を省略する。図１１は加熱コイルの配置図及び加熱領域を示しており、実施例１との違いは、一つのインバータ対が管轄する加熱コイル領域内に、加熱コイルＬｒを８個配列し、４つの加熱コイル毎に加熱領域を切替えることができるようにした点である。このように加熱コイル数を多くすることで、実施例１の構成よりもさらに加熱ムラを低減することができる。 Next, an electromagnetic induction heating device according to a second embodiment of the present invention will be described using FIGS. 11 and 12. Note that redundant explanation of common points with the embodiments described above will be omitted. FIG. 11 shows the arrangement of the heating coils and the heating area, and the difference from Example 1 is that eight heating coils Lr are arranged in the heating coil area controlled by one inverter pair, and four heating coils are arranged in the heating coil area controlled by one inverter pair. The point is that the heating area can be switched at each time. By increasing the number of heating coils in this manner, heating unevenness can be further reduced than in the configuration of the first embodiment.

図１２は図１１の加熱コイル配置におけるインバータ回路図である。ここに示すように、本実施例のインバータ１０ａでは、共振回路４０ａは、共振コンデンサＣｒ１１と２つの加熱コイルＬｒ１１、Ｌｒ１２からなる直列回路４１ａと、２つの加熱コイルＬｒ１３、Ｌｒ１４と共振コンデンサＣｒ１３からなる直列回路４２ｂで構成される。同様に、インバータ１０ｂでは、共振回路４０ｂは、共振コンデンサＣｒ１５と２つの加熱コイルＬｒ１５、Ｌｒ１６からなる直列回路４１ｂと、２つの加熱コイルＬｒ１７、Ｌｒ１８と共振コンデンサＣｒ１６からなる直列回路４２ｂで構成される。さらに、共振回路４０ａの中間点と共振回路４０ｂの中間点を接続した構成である。 FIG. 12 is an inverter circuit diagram in the heating coil arrangement of FIG. 11. As shown here, in the inverter 10a of this embodiment, the resonant circuit 40a includes a series circuit 41a consisting of a resonant capacitor Cr 11 and two heating coils Lr 11 and Lr 12 , and two heating coils Lr 13 and Lr 14 . It is composed of a series circuit 42b consisting of a resonant capacitor Cr13 . Similarly, in the inverter 10b, the resonant circuit 40b includes a series circuit 41b consisting of a resonant capacitor Cr 15 and two heating coils Lr 15 and Lr 16 , and a series circuit 41b consisting of two heating coils Lr 17 and Lr 18 and a resonant capacitor Cr 16 . It is composed of a circuit 42b. Further, the configuration is such that the midpoint of the resonant circuit 40a and the midpoint of the resonant circuit 40b are connected.

本実施例においても、実施例１と同様に、インバータ回路２０ａ、２０ｂ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を切替え動作させることで通電する直列回路４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂを選択することができ加熱領域を変えることができる。加熱領域の切替え動作については実施例１と同様であり、図９の動作パターンより図１１に示すパターンＰ１～Ｐ４を切替えることができる。 In this embodiment, as in the first embodiment, the series circuits 41a, 41b, 42a, 42b to be energized can be selected by switching and operating the inverter circuits 20a, 20b and switches SW1 , SW2 . can be changed. The heating region switching operation is the same as in the first embodiment, and the patterns P 1 to P 4 shown in FIG. 11 can be switched from the operation pattern shown in FIG. 9.

なお、図１２では、一つのインバータ１０に、加熱コイルＬｒを４個配置し、共振コンデンサＣｒを２個配置した、直列回路で共振回路４０を構成したが、さら多くの加熱コイルと共振コンデンサで共振回路を構成しても同様の効果を得ることができ、加熱コイル及び共振コンデンサの数を限定するものではない。 In FIG. 12, the resonant circuit 40 is configured by a series circuit in which four heating coils Lr and two resonant capacitors Cr are arranged in one inverter 10. Similar effects can be obtained by configuring a resonant circuit, and the number of heating coils and resonant capacitors is not limited.

次に図１３及び図１４を用いて、本発明の実施例３の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、前述した実施例との共通点は重複説明を省略する。図１３は共振回路の構成パターンを示す。ここでは各インバータ回路２０に接続される共振回路４０は同一構成であるため、代表して共振回路４０ａを用いて説明する。 Next, an electromagnetic induction heating device according to a third embodiment of the present invention will be described using FIGS. 13 and 14. Note that redundant explanation of common points with the embodiments described above will be omitted. FIG. 13 shows a configuration pattern of a resonant circuit. Here, since the resonant circuits 40 connected to each inverter circuit 20 have the same configuration, the resonant circuit 40a will be used as a representative for explanation.

図１３（Ａ）は、実施例１に記載の共振回路４０ａの構成である。 FIG. 13(A) shows the configuration of the resonant circuit 40a described in the first embodiment.

図１３（Ｂ）の共振回路４０ａは、共振コンデンサＣｒ１と加熱コイルＬｒ１の直列回路４１ａと、共振コンデンサＣｒ２と加熱コイルＬｒ２の直列回路４２ａが直列に接続された構成である。すなわち、直列回路４２ａの内部配置が実施例１と逆となっている。 The resonant circuit 40a in FIG. 13(B) has a configuration in which a series circuit 41a of a resonant capacitor Cr 1 and a heating coil Lr 1 and a series circuit 42a of a resonant capacitor Cr 2 and a heating coil Lr 2 are connected in series. That is, the internal arrangement of the series circuit 42a is opposite to that of the first embodiment.

図１３（Ｃ）の共振回路４０ａは、加熱コイルＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１の直列回路４１ａと、加熱コイルＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２の直列回路４２ａが直列に接続された構成である。すなわち、直列回路４１ａの内部配置が実施例１と逆となっている。 The resonant circuit 40a in FIG. 13(C) has a configuration in which a series circuit 41a of a heating coil Lr 1 and a resonant capacitor Cr 1 and a series circuit 42a of a heating coil Lr 2 and a resonant capacitor Cr 2 are connected in series. That is, the internal arrangement of the series circuit 41a is opposite to that of the first embodiment.

図１３（Ｄ）の共振回路４０ａは、加熱コイルＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１の直列回路４１ａと、共振コンデンサＣｒ２と加熱コイルＬｒ２の直列回路４２ｂが直列に接続された構成である。すなわち、直列回路４１ａ、４２ａの内部配置がともに実施例１と逆となっている。 A resonant circuit 40a in FIG. 13(D) has a configuration in which a series circuit 41a of a heating coil Lr 1 and a resonant capacitor Cr 1 and a series circuit 42b of a resonant capacitor Cr 2 and a heating coil Lr 2 are connected in series. That is, the internal arrangement of the series circuits 41a and 42a are both opposite to those of the first embodiment.

図１４に図１３の各共振回路の接続点Ｖ１～Ｖ３におけるピーク電圧を示す。この時の加熱コイル電流は約２０Ａｒｍｓである。図１４に示すように（Ａ）及び（Ｂ）では最大ピーク電圧が約４５０Ｖ発生する。一方、（Ｃ）及び（Ｄ）では約３２０Ｖ程度であり１００Ｖ以上の低電圧化ができる。このように加熱コイルと共振コンデンサの接続方法により、加熱コイルや共振コンデンサとグランド間の電圧を低くすることができるため、絶縁破壊による故障を低減することができる。または空間距離を小さくできるため小型化に貢献できる。 FIG. 14 shows the peak voltages at the connection points V 1 to V 3 of each resonant circuit in FIG. 13. The heating coil current at this time is about 20 Arms. As shown in FIG. 14, the maximum peak voltage is approximately 450V in (A) and (B). On the other hand, in (C) and (D), the voltage is about 320V, and the voltage can be lowered to 100V or more. By connecting the heating coil and the resonant capacitor in this way, it is possible to lower the voltage between the heating coil and the resonant capacitor and the ground, thereby reducing failures due to dielectric breakdown. Alternatively, the spatial distance can be reduced, contributing to miniaturization.

次に図１５及び図１６を用いて、本発明の実施例４の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、前述した実施例との共通点は重複説明を省略する。図１５は共振回路の構成パターンを示す。ここでは各インバータ回路２０に接続される共振回路４０は同一構成であるため、代表して共振回路４０ａを用いて説明する。 Next, an electromagnetic induction heating device according to a fourth embodiment of the present invention will be described using FIGS. 15 and 16. Note that redundant explanation of common points with the embodiments described above will be omitted. FIG. 15 shows a configuration pattern of a resonant circuit. Here, since the resonant circuits 40 connected to each inverter circuit 20 have the same configuration, the resonant circuit 40a will be used as a representative for explanation.

図１５（Ａ）は、実施例２の共振回路４０ａの構成である。以下、図１５（Ａ）との共通構成については説明を省略し、相違する構成について説明する。 FIG. 15(A) shows the configuration of the resonant circuit 40a of the second embodiment. Hereinafter, the explanation of the common configuration with FIG. 15(A) will be omitted, and the different configuration will be explained.

図１５（Ｂ）の共振回路４０ａでは、直列回路４２ａが、加熱コイルＬｒ１３と共振コンデンサＣｒ１２と加熱コイルＬｒ１４を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(B), the series circuit 42a has a configuration in which a heating coil Lr 13 , a resonant capacitor Cr 12 , and a heating coil Lr 14 are connected in series.

図１５（Ｃ）の共振回路４０ａでは、直列回路４２ａが、共振コンデンサＣｒ１２と加熱コイルＬｒ１３、Ｌｒ１４を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(C), the series circuit 42a has a configuration in which a resonant capacitor Cr 12 and heating coils Lr 13 and Lr 14 are connected in series.

図１５（Ｄ）の共振回路４０ａでは、直列回路４１ａが、加熱コイルＬｒ１１と共振コンデンサＣｒ１１と加熱コイルＬｒ１２を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(D), the series circuit 41a has a configuration in which a heating coil Lr 11 , a resonant capacitor Cr 11 , and a heating coil Lr 12 are connected in series.

図１５（Ｅ）の共振回路４０ａでは、直列回路４１ａが、加熱コイルＬｒ１１と共振コンデンサＣｒ１１と加熱コイルＬｒ１２を直列に接続した構成であり、直列回路４２ａが、加熱コイルＬｒ１３と共振コンデンサＣｒ１２と加熱コイルＬｒ１４を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(E), the series circuit 41a has a configuration in which the heating coil Lr 11 , the resonant capacitor Cr 11 , and the heating coil Lr 12 are connected in series, and the series circuit 42a resonates with the heating coil Lr 13 . It has a configuration in which a capacitor Cr 12 and a heating coil Lr 14 are connected in series.

図１５（Ｆ）の共振回路４０ａでは、直列回路４１ａが、加熱コイルＬｒ１１と共振コンデンサＣｒ１１と加熱コイルＬｒ１２を直列に接続した構成であり、直列回路４２ａが、共振コンデンサＣｒ１２と加熱コイルＬｒ１３、Ｌｒ１４を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(F), the series circuit 41a has a configuration in which the heating coil Lr 11 , the resonant capacitor Cr 11 , and the heating coil Lr 12 are connected in series, and the series circuit 42a has a configuration in which the resonant capacitor Cr 12 and the heating coil Lr 12 are connected in series. This configuration has coils Lr 13 and Lr 14 connected in series.

図１５（Ｇ）の共振回路４０ａでは、直列回路４１ａが、加熱コイルＬｒ１１、Ｌｒ１２と共振コンデンサＣｒ１１を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(G), the series circuit 41a has a configuration in which the heating coils Lr 11 and Lr 12 and the resonant capacitor Cr 11 are connected in series.

図１５（Ｈ）の共振回路４０ａでは、直列回路４１ａが、加熱コイルＬｒ１１、Ｌｒ１２と共振コンデンサＣｒ１１を直列に接続した構成であり、直列回路４２ａが、加熱コイルＬｒ１３と共振コンデンサＣｒ１２と加熱コイルＬｒ１４を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(H), the series circuit 41a has a configuration in which the heating coils Lr 11 and Lr 12 and the resonant capacitor Cr 11 are connected in series, and the series circuit 42a has a configuration in which the heating coil Lr 13 and the resonant capacitor Cr 11 are connected in series. 12 and heating coil Lr 14 are connected in series.

図１５（Ｉ）の共振回路４０ａでは、直列回路４１ａが、加熱コイルＬｒ１１、Ｌｒ１２と共振コンデンサＣｒ１１を直列に接続した構成であり、直列回路４２ａが、共振コンデンサＣｒ１２と加熱コイルＬｒ１３、Ｌｒ１４を直列に接続した構成である。 In the resonant circuit 40a of FIG. 15(I), the series circuit 41a has a configuration in which the heating coils Lr 11 and Lr 12 and the resonant capacitor Cr 11 are connected in series, and the series circuit 42a has a configuration in which the resonant capacitor Cr 12 and the heating coil Lr are connected in series. 13 and Lr 14 are connected in series.

図１６に図１５の各共振回路の接続点Ｖ１～Ｖ５におけるピーク電圧を示している。この時の加熱コイル電流は約１７Ａｒｍｓである。図１６に示すように（Ａ）～（Ｃ）では最大ピーク電圧が約４２０Ｖ発生する。一方、（Ｃ）及び（Ｄ）では約２８０Ｖ程度であり１００Ｖ以上の低電圧化ができる。このように加熱コイルと共振コンデンサの接続方法により、加熱コイルや共振コンデンサとグランド間の電圧を低くすることができるため、絶縁破壊による故障を低減することができる。または空間距離を小さくできるため小型化に貢献できる。なお、図１５では、各直列回路内に、二つの加熱コイルＬｒと一つの共振コンデンサＣｒを配置したが、各直列回路内に、一つの加熱コイルＬｒと二つの共振コンデンサＣｒを配置する構成としても同様の効果を得ることができる。 FIG. 16 shows the peak voltages at the connection points V 1 to V 5 of each resonant circuit in FIG. 15. The heating coil current at this time is about 17 Arms. As shown in FIG. 16, the maximum peak voltage is approximately 420V in (A) to (C). On the other hand, in (C) and (D), the voltage is about 280V, and the voltage can be lowered to 100V or more. By connecting the heating coil and the resonant capacitor in this way, it is possible to lower the voltage between the heating coil and the resonant capacitor and the ground, thereby reducing failures due to dielectric breakdown. Alternatively, the spatial distance can be reduced, contributing to miniaturization. In addition, in FIG. 15, two heating coils Lr and one resonant capacitor Cr are arranged in each series circuit, but a configuration in which one heating coil Lr and two resonant capacitors Cr are arranged in each series circuit is also possible. You can also get the same effect.

１ トッププレート
２、３、４ 加熱コイル領域
５ 商用電源
６ 整流回路
７ フィルタ回路
８ 入力電流検出器
１０ インバータ
２０ インバータ回路
３０ 共振電流検出器
４０ 共振回路
４１、４２ 直列回路
５０ 制御回路
５１ 入力電流検出回路
５２ ドライブ回路
５３ 共振電流検出回路
５４ スイッチ制御回路
５５ 入力電力設定部
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｌｒ 加熱コイル
ＳＷ スイッチ
Ｌｆ インダクタ
Ｃｆ フィルタコンデンサ
６０、６１、６２、６３、６４、６５ ＩＧＢＴ
Ｄ ダイオード 1 Top plate 2, 3, 4 Heating coil area 5 Commercial power supply 6 Rectifier circuit 7 Filter circuit 8 Input current detector 10 Inverter 20 Inverter circuit 30 Resonant current detector 40 Resonant circuit 41, 42 Series circuit 50 Control circuit 51 Input current detection Circuit 52 Drive circuit 53 Resonant current detection circuit 54 Switch control circuit 55 Input power setting section Cr Resonant capacitor Lr Heating coil SW Switch Lf Inductor Cf Filter capacitor 60, 61, 62, 63, 64, 65 IGBT
D diode

Claims (6)

トッププレートの下方に分散配置した複数の加熱コイルを利用して、トッププレート上に載置した被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
一対のインバータで構成されるインバータ対と、
該インバータ対を制御する制御回路と、を具備し、
前記インバータ対を構成する各インバータは、
前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記加熱コイルと共振コンデンサを含む直列回路を２つ直列接続した共振回路と、
該共振回路に直列接続したスイッチと、を具備し、
前記インバータ対は、一方のインバータの直列回路同士を接続した中間点と、他方のインバータの直列回路同士を接続した中間点と、を接続して構成したものであることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 An electromagnetic induction heating device that uses a plurality of heating coils distributed below the top plate to inductively heat an object placed on the top plate,
A rectifier circuit that converts AC voltage to DC voltage,
an inverter pair consisting of a pair of inverters;
A control circuit that controls the inverter pair,
Each inverter constituting the inverter pair is
an inverter circuit that converts the DC voltage into a high-frequency AC voltage;
a resonant circuit in which two series circuits each including the heating coil and a resonant capacitor are connected in series;
a switch connected in series to the resonant circuit;
The inverter pair is configured by connecting an intermediate point where the series circuits of one inverter are connected to each other and an intermediate point where the series circuits of the other inverter are connected to each other. Device. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記複数の加熱コイルは、複数の加熱コイル領域に分散して配置されており、
加熱コイル領域毎に前記インバータ対を設けたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。 The electromagnetic induction heating device according to claim 1,
The plurality of heating coils are distributed and arranged in a plurality of heating coil regions,
An electromagnetic induction heating device characterized in that the inverter pair is provided for each heating coil region. 請求項１または請求項２に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチは、パワー半導体素子であるＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする電磁誘導加熱装置。 The electromagnetic induction heating device according to claim 1 or 2,
The electromagnetic induction heating device is characterized in that the switch is composed of an IGBT or a MOSFET that is a power semiconductor element. 請求項１乃至請求項３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
各インバータのインバータ回路のスイッチング動作と、各インバータのスイッチのオンオフの組み合わせにより、電力を供給する前記複数の加熱コイルを選択し、加熱領域を切替えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 The electromagnetic induction heating device according to any one of claims 1 to 3,
An electromagnetic induction heating device characterized in that the plurality of heating coils to which power is supplied are selected and the heating area is switched by a combination of a switching operation of an inverter circuit of each inverter and an on/off switch of each inverter. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記直列回路には、複数の加熱コイルが含まれることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 The electromagnetic induction heating device according to claim 1,
An electromagnetic induction heating device characterized in that the series circuit includes a plurality of heating coils. 請求項１に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記直列回路には、複数の共振コンデンサが含まれることを特徴とする電磁誘導加熱装置。 The electromagnetic induction heating device according to claim 1,
An electromagnetic induction heating device characterized in that the series circuit includes a plurality of resonant capacitors.
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